JPH08274559A - 出力電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 温度補償範囲が広い、良好な出力電力制御を
実行できる出力電力制御装置を提供する。 【構成】 電力増幅器２１によって電力増幅された送信
信号が、電力増幅器の出力側に接続された伝送線路２２
を介して入力され、その進行波成分だけを通過させるア
イソレータ３０と、このアイソレータの入力点から出力
電力の一部を取出して、現実の出力電力の検波信号を形
成する、フィードバック制御系の入力段を構成する検波
回路２３とを備える。また、この検波回路の取出し部に
おける寄生リアクタンスをキャンセルする、アイソレー
タへの入力点に接続されたリアクタンス整合素子２９を
備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、目標送信出力電力が段
階的又は連続的に変化する無線装置の出力電力制御装置
に関し、例えば、自動車電話システムや携帯電話システ
ム等の移動端末に搭載する出力電力制御装置に適用し得
るものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、自動車電話システム等の移動体
通信システムにおいては、消費電力の節約や他の移動端
末への干渉低減のために、移動端末の出力電力レベルを
基地局の指示によって多段階あるいは連続的に切り替え
るようになされている。例えば、北米のアナログセルラ
方式の自動車電話システム（クラスIII ）では、最大出
力を＋２８ｄＢｍとして４ｄＢステップで６段階（ＰＬ
２〜ＰＬ７）に出力電力を制御する。

【０００３】図２は、このような電力制御を行なう従来
の出力電力制御装置の基本構成を示すブロック図であ
る。

【０００４】図２において、発振器１で生成された搬送
波信号は、ドライバアンプ２等の各種処理回路を経て送
信信号に変換されて電力増幅器３に入力される。この電
力増幅器３で電力増幅された送信信号は、結合伝送路
（方向性結合器）４等を経てアンテナ共用器８に入力さ
れ、アンテナ共用器８において不要波が除去された後、
送受共用アンテナ（以下、単にアンテナと呼ぶ）９から
空間に放射される。

【０００５】アンテナ９が電波を捕捉して電気信号に変
換した受信信号は、アンテナ共用器８において不要帯域
が除去され、プリアンプ１０で前置増幅されて受信信号
処理系に入力される。このような基地局からの受信信号
に、送信出力電力レベルの指示情報が含まれている。

【０００６】上述した結合伝送路４は、主伝送線路４
ａ、結合伝送線路４ｂ及び終端抵抗４ｃからなり、電力
増幅器３からの送信信号のうち進行波のみが、結合伝送
線路４ｂの一端から取出されて検波回路５に入力され
る。検波回路５においては、この送信信号が結合コンデ
ンサ５ｂを介し、バイアス抵抗５ａによってバイアスさ
れて検波ダイオード５ｃに入力されて整流され、その
後、平滑コンデンサ５ｄ及び負荷抵抗５ｅによって平滑
直流化されて、検波電力出力（検波信号）が得られる。
この検波信号は、実際にアンテナ９から放射される電力
レベルに対応したＴＳＳＩ（transmitting signal stre
ngth indicator）信号としてフィードバック制御回路６
に入力される。

【０００７】制御部７は、図示しない基地局からの指示
に従って、所定の出力電力レベルを表す制御信号をフィ
ードバック制御回路６に与える。これにより、フィード
バック制御回路６は、ＴＳＳＩ信号から認識される現実
の出力電力レベルと、制御すべき目標電力レベルとの差
異を小さくするように作用するフィードバック信号（以
下、ＦＢ信号と呼ぶ）を形成して出力する。ＦＢ信号
は、例えば、電力増幅器３において出力電力レベルを可
変できるＶcont入力端子に入力される。

【０００８】以上のように、出力電力レベルのフィード
バックループを形成し、このフィードバックループに、
制御部７が制御すべき電力レベルの目標値を与えて、そ
の目標電力レベルになるように出力電力レベルを制御す
る。

【０００９】また、近年においては、図３に示すよう
に、デジタル処理を一部利用した出力電力制御装置も適
用されることが多くなってきている。

【００１０】すなわち、検波回路５からのＴＳＳＩ信号
をＡ／Ｄ変換器１１によってデジタルデータに変換して
制御部７に入力し、フィードバック制御回路（６）の機
能をも担う制御部７が演算処理によってＦＢ信号データ
を形成し、このＦＢ信号データをＤ／Ａ変換器１２がＦ
Ｂ信号に変換して出力する。このように、フィードバッ
ク制御回路６に比較用のオペアンプ等のアナログ回路を
使用せずに、デジタル信号に一旦変換して、制御部７の
演算処理で等価の作用（フィードバック制御回路６の作
用）を実現している。

【００１１】ここで、制御部７は、Ａ／Ｄ変換器１１及
びＤ／Ａ変換器１２に制御信号（クロック信号等）を与
えて、その変換動作を制御する。

【００１２】なお、Ａ／Ｄ変換器１１が、例えば０〜５
Ｖの入力範囲として８ビットの分解能を持つとすれば、
約０．０１９Ｖ（＝５Ｖ／２５６）の検出分解能を有す
る。出力電力（Ｗ）と検波回路５からのＴＳＳＩ信号と
は、一般に正比例の関係にある。一方、制御される出力
電力は、一般に対数的に等間隔で制御される（切替えら
れる）。すなわち、ｄＢｍ単位で例えば４ｄＢ間隔で制
御される。従って、各制御レベルに対応するＴＳＳＩ信
号レベルも対数的に変化することになる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の出力電
力制御装置には以下のような課題がある。

【００１４】(1) 第１に、温度安定性が低いという課題
があり、この課題は、図２に示した出力電力制御装置及
び図３に示した出力電力制御装置が共に有する。

【００１５】例えば、セルラ自動車電話システムのよう
なシステムでは、加入者の容量を増加させるために、サ
ービスエリアの範囲（すなわちセル）が狭小化してい
く。このマイクロセル化に応じて、移動端末の出力電力
も従来よりも小さく絞るように制御することが要求され
る。例えば、北米のデジタルセルラ方式の移動端末（ク
ラスIII ）においては、上述したアナログセルラ方式
（クラスIII ）に比べて、さらに３ステップすなわち１
２ｄＢだけ小さい電力レベルまで制御することが必要と
なる。従って、出力電力に対応するＴＳＳＩ信号も、３
２ｄＢの範囲で、リニアリティと温度安定度が必要とな
る。

【００１６】しかしながら、結合伝送路４で出力電力を
取出す方法では、結合度を十分にとることが難しいた
め、十分に温度安定となるような検波電圧を得ることが
できない。携帯形の移動端末は電池駆動であるため、電
力増幅器３よりアンテナ９側での損失をできる限り小さ
くしないと、消費電力の増加につながり、使用時間から
の商品価値の低下に甘んじなければならない。また、結
合伝送路４の結合度を上げても、損失も増大するので、
検波電力を十分に大きくすることはできない。

【００１７】例えば、８００ＭＨｚ帯での結合度が−１
６ｄＢの場合、出力電力が１Ｗのときで、２Ｖ程度の検
波電圧しか得られない。図４に示すように、３２ｄＢの
電力制御を考えた場合、検波電圧は２Ｖから５０ｍＶに
渡って変化し、温度によって著しく検波特性が変動する
ことが避けられない。例えば、北米のデジタルセルラ方
式の移動端末（クラスIII ）の最小電力のＰＬ１０の点
に対応したＴＳＳＩ信号の電圧レベルを、−３０°Ｃの
ときにとる出力電力強度レベル（Ｘ）と、＋８０°Ｃの
ときにとる出力電力強度レベル（Ｙ）とに１０ｄＢ以上
の差がある。すなわち、ＴＳＳＩ信号がＰＬ１０の点の
レベルをとっても、そのときの出力電力レベルは１０ｄ
Ｂ以上の範囲のいずれかになっており、ＰＬ１０の点の
出力電力レベルになっているとは限らない。

【００１８】(2) 第２に、図３に示す従来装置について
は、すなわちＡ／Ｄ変換器を用いてＴＳＳＩ信号を認識
する装置においては、検出分解能の課題がある。

【００１９】例えば、最小出力レベルのＰＬ１０の出力
電力レベルに対応する５０ｍＶのＰＳＳＩ信号をＡ／Ｄ
変換する場合において、上述した８ビット、１９ｍＶの
分解能（量子化ステップ）を有するＡ／Ｄ変換器を使用
すると、５０ｍＶを中心とした１９ｍＶの範囲の値、又
は、５０ｍＶから６９ｍＶまでの値が同じデジタルデー
タに変換されるので、（５０＋１９）／５０＝１．３
８、すなわち約４ｄＢの検出分解能しか持っていない。

【００２０】従って、このような検出誤差（量子化誤
差）を有するＴＳＳＩデータを処理してＦＢ信号を形成
する場合、目標出力電力レベルが小さいほどＡ／Ｄ変換
器の検出分解能の影響が大きく、良好な制御を実行し得
ない。

【００２１】上記課題(1) 及び(2) は共に、目標出力電
力レベルが小さいほど顕著であり、従って、広範囲な電
力範囲を良好に出力制御しようとすると、目標出力電力
レベルが小さい側での問題が大きい。

【００２２】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、第１の本発明においては、送信出力電力を段階的又
は連続的に切り替える、出力電力のフィードバック制御
系を有する出力電力制御装置において、以下の構成要素
を備えるようにした。

【００２３】すなわち、(a) 送信信号を電力増幅する電
力増幅器と、(b) この電力増幅器によって電力増幅され
た送信信号が、電力増幅器の出力側に接続された伝送線
路を介して入力され、その進行波成分だけを通過させる
アイソレータと、(c) このアイソレータの入力点から出
力電力の一部を取出して、現実の出力電力の検波信号を
形成する、フィードバック制御系の入力段を構成する検
波回路と、(d) この検波回路の取出し部における寄生リ
アクタンスをキャンセルする、アイソレータへの入力点
に接続されたリアクタンス整合素子とを備えるようにし
た。

【００２４】また、上記課題を解決するため、第２の本
発明においては、送信出力電力を段階的又は連続的に切
り替える、出力電力のフィードバック制御系を有する出
力電力制御装置において、以下の構成要素を備えるよう
にした。

【００２５】すなわち、(A) 出力電力をオープン制御す
るオープン制御系と、(B) 目標出力電力レベルが大きい
ときに、フィードバック制御系を機能させ、目標出力電
力レベルが小さいときに、オープン制御系を機能させる
制御系切替手段と、(C) 少なくともオープン制御時にお
ける出力電力の温度変動を補償する温度補償手段とを備
えるようにした。

【００２６】

【作用】送信出力電力を段階的又は連続的に切り替え
る、出力電力のフィードバック制御系を有する出力電力
制御装置においては、アンテナへの出力電力にできるだ
け損失を与えずにフィードバック制御のための信号を検
波回路が取出して検波信号を形成することが好ましい。
また、目標出力電力が小さいときには、検波信号レベル
も小さくなり、温度変動の影響を大きく受けるので、目
標出力電力が小さいときの検波信号レベルを高めること
が好ましい。

【００２７】第１の本発明は、このようなことに着目
し、電力増幅器の出力側に接続された伝送線路の後段に
アイソレータを設け、検波回路が、このアイソレータの
入力点から出力電力の一部を取出して、現実の出力電力
の検波信号を形成すると共に、この検波回路の取出し部
における寄生リアクタンスをキャンセルするリアクタン
ス整合素子をアイソレータへの入力点に接続して設け
た。

【００２８】アイソレータは、従来適用されている結合
伝送路（方向性結合器）に比較して、出力電力に損失を
与えずに、検波回路への入力点での電力を高めること、
及び、検波信号の周波数特性の安定性等に機能する。リ
アクタンス整合素子は、検波回路の取出し部における寄
生リアクタンスをキャンセルするので、検波回路を見込
むインピーダンスを大きくできる。その結果、同一の目
標出力電力レベルにおける検波信号レベルを従来より大
きくでき、目標出力電力レベルが小さい場合でも温度変
動の影響を受けにくいレベルまで検波信号レベルを高め
ることができる。

【００２９】上述したように、目標出力電力が小さいと
きには、検波信号レベルも小さくなり、温度変動の影響
を大きく受け、フィードバック制御が有効に機能しな
い。そうであるならば、検波信号レベルが温度変動の影
響を大きく受けるような目標出力電力では、検波信号レ
ベルを利用しなければ良い。

【００３０】第２の本発明は、このような発想に立ち、
目標出力電力レベルが大きいときには、フィードバック
制御系を機能させ、目標出力電力レベルが小さいときに
は、オープン制御系を機能させることとした。オープン
制御によって、フィードバックループの温度補償を放棄
することは上記理由により問題は少ないが、単に、オー
プン制御だけを適用した場合には、送信信号の基本伝送
系での温度補償も実行できない。そこで、少なくともオ
ープン制御時における出力電力の温度変動を補償する温
度補償手段を備えるようにした。

【００３１】

【実施例】

（Ａ）第１実施例 以下、本発明による出力電力制御装置の第１実施例を図
面を参照しながら詳述する。ここで、図１がこの第１実
施例の構成を示すブロック図である。なお、この第１実
施例は、移動端末に搭載される出力電力制御装置を意図
している。

【００３２】図１において、電力増幅器２１は、送信信
号を電力増幅し、伝送線路２２を介してアイソレータ３
０に入力する。アイソレータ３０は、反射波成分が電力
増幅器側に戻ることを防止しつつ、電力増幅された送信
信号をアンテナ共用器２６に入力する。アンテナ共用器
２６は、入力された送信信号から不要波を除去した後、
アンテナ２７から送信信号を空間に放射させる。

【００３３】また、アンテナ共用器２６は、アンテナ２
７が電波を捕捉して電気信号に変換した受信信号の不要
帯域を除去して、前置増幅するプリアンプ２８を介して
受信信号を受信信号処理系に入力する。このような基地
局からの受信信号に、出力電力レベルの指示情報が含ま
れている。

【００３４】伝送線路２２のアイソレータ３０側の端部
は、バイアス抵抗２３ａ、結合コンデンサ２３ｂ、検波
ダイオード２３ｃ、平滑コンデンサ２３ｄ及び負荷抵抗
２３ｅでなる検波回路２３に接続されている。

【００３５】検波回路２３において、結合コンデンサ２
３ｂは、伝送線路２２のアイソレータ３０側の端部にお
ける送信信号の交流成分を取出すものである。バイアス
抵抗２３ｂは、この交流成分にバイアス電圧Ｖbiasを重
畳させるために設けられており、バイアスされた交流信
号（電力増幅された送信信号の振幅情報をそのまま含
む）が検波ダイオード２３ｃのアノード端子に印加され
る。検波ダイオード２３ｃは、バイアスされた交流信号
を整流するものであり、そのカソード端子には平滑コン
デンサ２３ｄ及び負荷抵抗２３ｅが接続されている。平
滑コンデンサ２３ｄ及び負荷抵抗２３ｅは、整流信号を
平滑、直流電圧化するものであり、その直流電圧信号が
ＴＳＳＩ信号としてフィードバック制御回路２４に入力
される。

【００３６】制御部２５は、所定の出力電力レベル（目
標出力電力レベル）を表す制御信号をフィードバック制
御回路２４に与える。フィードバック制御回路２４は、
ＴＳＳＩ信号から認識される現実の出力電力レベルと、
制御信号が指示する目標電力レベルとの差異を相殺する
ＦＢ信号を形成して、電力増幅器２１の出力電力レベル
を可変できるＶcont入力端子に印加する。

【００３７】なお、制御部２５からフィードバック制御
回路２４への制御信号は、フィードバック制御回路２４
がＴＳＳＩ信号レベル及び基準電圧レベルを比較する比
較器を備える場合、その比較器に入力する基準電圧であ
っても良く、比較器の入力段にＤ／Ａ変換器を備える場
合にはその基準電圧をＤ／Ａ変換器から出力させるデジ
タルデータであっても良い。

【００３８】以上の構成に加えて、第１実施例は、伝送
線路２２のアイソレータ３０側の端部に接続されたリア
クタンス整合素子２９を備えている。リアクタンス整合
素子２９は、検波回路２３の等価的なリアクタンス成分
を相殺するために設けられている。

【００３９】伝送線路２２のアイソレータ３０側の端部
点Ａから検波回路２３側を見込んだリアクタンス成分
は、部品の取付けパッドや引出し配線のために例えば容
量性のリアクタンスを持つ。この寄生リアクタンス成分
をキャンセルするために、リアクタンス整合素子２９と
してインダクタ素子を付加して寄生リアクタンス成分を
キャンセルし、点Ａより検波回路２３を見たインピーダ
ンスを、伝送線路インピーダンス（５０Ω）に比べて十
分に大きくしている。

【００４０】この第１実施例の最も大きな特徴は、この
リアクタンス整合素子２９を設けている点にあり、方向
性を与えるために上述したアイソレータ３０を設けてい
ることも特徴をなしている。すなわち、第１実施例は、
電力増幅器２１からアンテナ２７に至る送信信号の基本
経路から、出力電力レベルの情報を取出す構成が従来と
異なっており、特徴をなしている。

【００４１】以下、第１実施例の動作を説明し、また、
この第１実施例の特徴構成をなすリアクタンス整合素子
２９やアイソレータ３０等がどのように機能、作用する
かをも併せて説明する。

【００４２】この第１実施例においても、出力電力を制
御する基本的な動作は従来と同様である。すなわち、電
力増幅器２１において電力増幅した送信信号を、伝送線
路２２、アイソレータ３０、アンテナ共用器２６を介し
てアンテナ２７に与えて空間に放射させると共に、検波
回路２３によって、出力電力レベルをＴＳＳＩ信号とし
て取出し、フィードバック制御回路２４において、この
ＴＳＳＩ信号のレベルと、制御部２５からの制御信号と
に応じて、現実の出力電力レベルと目標の出力電力レベ
ルとの偏差を相殺するＦＢ信号を形成して電力増幅器２
１の電力制御入力端子Ｖcontに印加し、かかるフィード
バックループによって、現実の出力電力レベルを目標と
する出力電力レベルに合せ込むようにしている。

【００４３】ここで、基地局から目標の出力電力レベル
の変化が指示された場合には、制御部２５からの制御信
号の指示内容が変化するが、この場合にも、上述したフ
ィードバックループによる動作により、現実の出力電力
レベルが新たな目標の出力電力レベルに収束し、この収
束状態においては、上述したフィードバックループによ
る動作により、出力電力レベルの安定化が実行される。

【００４４】上述したように、電力増幅器２１からアン
テナ２７に至る送信信号の基本経路から、出力電力レベ
ルの情報を取出す構成に、この第１実施例の特徴があ
る。すなわち、リアクタンス整合素子２９が接続されて
いる、伝送線路２２のアイソレータ３０側の端部から、
結合コンデンサ２３ａを介してその出力電力情報を取出
していることに特徴がある。

【００４５】図２又は図３に示した従来の装置において
は、結合伝送路（方向性結合器）４によってその情報を
取出しているため、基本経路を進行する送信信号の損失
とのトレードオフから結合度を小さくしており、例え
ば、−１３ｄＢにしている。このとき、結合伝送路４の
結合伝送線路４ｂのインピーダンスを５０Ωとすると、
検波回路５の検波効率が１００％としても、１Ｗ出力時
に得られる最大検波電圧Ｖdet は２．２Ｖとなる。すな
わち、実効値で考えて、電力Ｐは電流Ｉ及び電圧Ｖの積
であり、しかも電流Ｉは電圧Ｖを抵抗Ｒで除算したもの
であるので、最大検波電圧Ｖdet は、√（２・Ｐ・Ｒ）
で表すことができ（なお、√２は実効値を最大値に変換
するピークファクタである）、Ｐに−１３ｄＢＷ＝０．
０５Ｗ、Ｒに５０Ωを代入することで、１Ｗ出力時に得
られる最大検波電圧Ｖdet が２．２Ｖになることが求め
られる。

【００４６】一方、第１実施例においては、結合伝送線
路を用いることなく、基本経路から送信信号（ＲＦ信
号）を取出しているので、１Ｗの電力がそのまま印加さ
れる。また、この第１実施例においては、リアクタンス
整合素子２９を用いたことにより、検波回路２３を見込
んだリアクタンス成分が０となっている。従って、検波
回路２９を見込むインピーダンスは、尖鋭度Ｑが十分に
高いリアクタンス整合素子２９を使うことで、数ｋΩに
上げることができる。そのため、伝送線路２２のインピ
ーダンスを５０Ωとして、最大検波電圧Ｖdet として、
Ｖdet ＝√（２×１×５０＝１０Ｖが得られる。また、
検波回路２３側への入力電力は、検波回路２３を見込む
インピーダンスｒを３ｋΩとすると、Ｐ＝Ｖ² ／ｒ＝
０．０３３Ｗとなり、１Ｗの出力電力に対して０．１４
ｄＢの損失にしかなり得ない。

【００４７】すなわち、この第１実施例においては、伝
送線路２２の端部から送信信号を直接取出すことによ
り、非常に大きな検波電圧を取出しているにも拘らず、
電力増幅器２３の出力の損失を小さく抑えることができ
ている。

【００４８】このような場合において、例えば、３２ｄ
Ｂの出力電力範囲を考えると、ＴＳＳＩ信号は最大１０
Ｖから最小２５０ｍＶで変化し、ＴＳＳＩ信号が２５０
ｍＶの最小電力レベルであるＰＬ１０の点の値をとる出
力電力レベルは、温度が−３０°Ｃ〜＋８５°Ｃの範囲
で１ｄＢしか変化しない（図４の範囲Ｚ参照）。すなわ
ち、この第１実施例においては、ＴＳＳＩ信号の温度安
定度が非常に向上し、安定な電力制御を実行できる。

【００４９】第１実施例の他の特徴は、アイソレータ３
０を使用して反射波の存在による定在波の発生を低減し
て、検波電圧の周波数特性を安定化している点にある。
すなわち、従来で用いていた結合伝送路（方向性結合
器）４の反射波防止機能をアイソレータ３０に代替して
いると共に、このアイソレータ３０を設けることによっ
て電力増幅器２１の動作安定化を高めている。検波電圧
の周波数特性の安定化を効果的とするために、アイソレ
ータ３０の入力点より結合コンデンサ２３ｂを介して送
信信号（出力電力を表す信号）を取出している。

【００５０】以上のように、第１実施例によれば、電
力増幅器２１に続く伝送線路２２及びアイソレータ３０
間の接続点から検波回路２３への信号を取出しているこ
と、取出し回路部分で発生する寄生リアクタンスを、
リアクタンス整合素子２９によってキャンセルしている
こと、方向性結合器に代えてアイソレータ３０を適用
していること等によって、以下の効果を奏することがで
きる。

【００５１】十分に大きい検波電圧を取出すことがで
き、広範囲な出力電力レベルに渡って温度安定な検波電
圧が得られ、その結果、温度変化に拘らず安定な出力電
力制御を実行することができる。

【００５２】アイソレータ３０の使用により、検波特
性の周波数特性を安定化でき、その結果、安定な出力電
力制御を実行することができる。

【００５３】アイソレータ３０の使用により、電力増
幅器２１の歪み特性の安定化や、動作安定化が期待でき
る。

【００５４】（Ｂ）第２実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第２実施例を、
図１との同一、対応部分に同一符号を付して示す図５を
参照しながら説明する。

【００５５】第１実施例の場合、フィードバック制御回
路２４が形成したＦＢ信号の、送信信号の基本伝送経路
への帰還先が電力増幅器２１であった。この第２実施例
の出力電力制御装置は、電力増幅器２１の前段側にゲイ
ン可変増幅器（減衰器を含む）３１を設け、このゲイン
可変増幅器３１の制御入力端子に、フィードバック制御
回路２４が形成したＦＢ信号を印加するようにした。こ
の他の点は、第１実施例と同様である。

【００５６】第２実施例によっても、送信信号の基本経
路から、出力電力を検出するための信号の取出し方は第
１実施例と同様であるので、第１実施例と同様な効果を
得ることができる。これに加えて、第２実施例によれ
ば、ＦＢ信号の帰還先が電力増幅器２１の前段側に設け
られたゲイン可変増幅器３１であるので、帰還先として
電力増幅器２１を用いる場合に比べ、電力増幅器２１を
ＦＢ信号で制御する際の歪み発生を回避でき、より一層
の温度安定な出力電力制御が期待できる。

【００５７】（Ｃ）第３実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第３実施例を、
図１、図５との同一、対応部分に同一符号を付して示す
図６を参照しながら説明する。

【００５８】この第３実施例は、ＦＢ信号を形成するフ
ィードバック制御回路２４が制御部２５内に融合された
ものである。検波回路２３からのＴＳＳＩ信号は、Ａ／
Ｄ変換器３２によってデジタルデータに変換されて制御
部２５に入力され、制御部２５が入力されたＴＳＳＩ信
号データと、内部管理する目標出力電力レベルデータと
に基いて、現実の出力電力レベルと目標出力電力レベル
との偏差をなくすようなＦＢ信号データを形成し、この
ＦＢ信号データをＤ／Ａ変換器３３がＦＢ信号（アナロ
グ信号）に変換してゲイン可変増幅器３１（電力増幅器
２１でも良い）に入力させるものである。また、この第
３実施例においては、検波回路２３の負荷抵抗２３ｅと
して、直列接続された２個の抵抗Ｒ1 及びＲ2 を用い、
これら抵抗Ｒ1 及びＲ2 の接続点電圧をＴＳＳＩ信号と
している。その他の点は、第１及び第２実施例と同様で
ある。

【００５９】仮に、Ａ／Ｄ変換器３２として、０〜５Ｖ
を８ビットに変換するものを適用するとする。

【００６０】第１実施例の項や発明が解決しようとする
課題の項で説明したように、図３に示す従来装置のよう
な検波のための信号取出し方法では、北米のデジタルセ
ルラ方式（クラスIII ）の最大出力電力レベルのＰＬ２
の点で２．２Ｖ、最小出力電力レベルのＰＬ１０の点で
５０ｍＶの検波電圧が得られ、この場合には、Ａ／Ｄ変
換器３２の変換能力を十分には利用していない。十分に
利用しようとすると、温度変動の影響を受け易い能動素
子（例えばオペアンプ）を用いて増幅しなければならな
い。

【００６１】一方、この第３実施例においても、第１及
び第２実施例と同様にして、送信信号の基本伝送経路か
ら検波のための信号を取出しており、そのため、検波ダ
イオード２３ｃのカソード側（Ｂ点）の電圧として、北
米のデジタルセルラ方式（クラスIII ）の最大出力電力
レベルのＰＬ２の点で１０Ｖ、最小出力電力レベルのＰ
Ｌ１０の点で２５０ｍＶの電圧が得られる。ここで、直
列接続された２個の抵抗Ｒ1 及びＲ2 でなる負荷抵抗２
３ｅの分圧比を例えば１／２とすると、Ａ／Ｄ変換器３
２への入力電圧範囲を、能動素子を用いることなく、１
２５ｍＶ〜５Ｖにでき、Ａ／Ｄ変換器３２の変換能力を
有効に利用できる。

【００６２】また、上述したように、Ａ／Ｄ変換器を有
する図３に示す従来装置においては、出力電力レベルが
小さい程、Ａ／Ｄ変換後の相対的な検出分解能は低く、
同一のデジタルデータになる電圧範囲が０．０１９Ｖの
範囲のため、ＰＬ１０の点では約４ｄＢの検出分解能し
か持っておらず、細かい電力制御を行なうことができな
い。

【００６３】これに対して、第３実施例においては、Ｐ
Ｌ２の点近傍においては、ＴＳＳＩ信号レベルが５Ｖで
あるため、検出分解能は（５＋０．０１９）／５＝１．
００３８であって０．０１６ｄＢであり、ＰＬ１０の点
近傍においては、ＴＳＳＩ信号レベルが２５０ｍＶであ
るため、検出分解能は（２５０＋１９）／２５０＝１．
１５２であって０．６１ｄＢとなる。すなわち、従来装
置に比較すると、最小出力電力の制御時でも、電力検出
分解能が大幅に改善される。

【００６４】以上のように、第３実施例によっても、送
信信号の基本経路から、出力電力を検出するための信号
の取出し方は第１実施例と同様であるので、第１実施例
と同様な効果を得ることができる。また、第２実施例と
同様に、ＦＢ信号の帰還先が電力増幅器２１の前段側に
設けられたゲイン可変増幅器３１であるので、帰還先と
して電力増幅器２１を用いる場合に比べ、電力増幅器２
１をＦＢ信号で制御する際の歪み発生を回避でき、より
一層の温度安定な出力電力制御を期待することができ
る。

【００６５】さらに、第３実施例によれば、ＦＢ信号の
形成構成をデジタル構成とした場合でも、Ａ／Ｄ変換器
のダイナミックレンジを有効に利用でき、十分な検出分
解能を得ることができると共に、Ａ／Ｄ変換器に入力す
る電圧も、能動素子を用いた増幅によらず、単純な抵抗
分割で実現でき、温度安定な細かい電力制御を達成する
ことができる。

【００６６】（Ｄ）第４実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第４実施例を、
図６との同一、対応部分に同一符号を付して示す図７を
参照しながら説明する。

【００６７】この第４実施例においては、検波回路２３
内の一方の分割抵抗Ｒ1 に並列にオンオフ切替スイッチ
３４を設けている。このオンオフ切替スイッチ３４に
は、制御部２５からオンオフ制御信号が与えられる。

【００６８】オンオフ切替スイッチ３４がオン（閉成）
したときは、抵抗Ｒ1 が短絡されて負荷抵抗が抵抗Ｒ2
だけとなり、検波電圧は、抵抗Ｒ1 及びＲ2 で分圧され
ることなく、ＴＳＳＩ信号として出力される。一方、オ
ンオフ切替スイッチ３４がオフ（開放）したときは、検
波電圧は、抵抗Ｒ1 及びＲ2 で分圧されて、ＴＳＳＩ信
号として出力される。

【００６９】ここで、制御部２５は、目標出力電力レベ
ルが大きいときに、オンオフ切替スイッチ３４をオフさ
せるオンオフ制御信号を出力し、目標出力電力レベルが
小さいときに、オンオフ切替スイッチ３４をオンさせる
オンオフ制御信号を出力する。また、制御部２５は、オ
ンオフ制御信号の指示内容に応じて、Ａ／Ｄ変換器３２
からのＴＳＳＩ信号データの取扱いを変更する。例え
ば、抵抗Ｒ1 及びＲ2 が同一抵抗値の場合には、スイッ
チ３４がオンしたときのＴＳＳＩ信号データと、スイッ
チ３４がオフしたときのＴＳＳＩ信号データとは、同じ
データ値であっても２倍の関係があり、制御部２５はこ
の点を考慮してＦＢ信号データの作成を行なう。

【００７０】例えば、検波ダイオード２３ｃのカソード
側の電圧として、北米のデジタルセルラ方式（クラスII
I ）の最大出力電力レベルのＰＬ２の点で１０Ｖ、最小
出力電力レベルのＰＬ１０の点で２５０ｍＶの電圧が得
られるとし、直列接続された２個の抵抗Ｒ1 及びＲ2 で
なる負荷抵抗２３ｅの分圧比を１／２とする。

【００７１】最大出力電力レベルのＰＬ２の点が目標出
力電力レベルのときには、スイッチ３４をオフさせて分
圧電圧５ＶのＴＳＳＩ信号をＡ／Ｄ変換器３２に入力さ
せる。これにより、検波電圧が、Ａ／Ｄ変換器３２の処
理し得る最大電圧（例えば５Ｖ）より大きい場合でも、
Ａ／Ｄ変換器３２を有効に機能させることができる。一
方、最小出力電力レベルのＰＬ１０の点が目標出力電力
レベルのときには、スイッチ３４をオンさせて検波電圧
２５０ｍＶそのものでなるＴＳＳＩ信号をＡ／Ｄ変換器
３２に入力させる。これにより、Ａ／Ｄ変換器３２から
のＴＳＳＩ信号データの分解能を第３実施例以上に高め
ることができる。

【００７２】従って、この第４実施例によれば、既述の
実施例の効果に加えて、Ａ／Ｄ変換器３２の変換可能範
囲を越えた電力制御範囲で電力制御を実行できると共
に、出力電力レベルが小さい範囲では一段と細かい電力
制御を実行できるという効果を奏することができる。

【００７３】（Ｅ）第５実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第５実施例を、
図７との同一、対応部分に同一符号を付して要部を取出
して示す図８を参照しながら説明する。

【００７４】この第５実施例は、上記第４実施例と同一
の技術思想に従うものである。第５実施例においては、
検波ダイオード２３ｃのカソード側に得られた検波電圧
を、そのまま出力するか分圧して出力するかを切り替え
るスイッチ３５が第４実施例のスイッチ３４とは異なっ
ている。すなわち、第５実施例においては、２入力１出
力構成のいわゆるｃ接点構造のスイッチ３５を適用して
おり、このスイッチ３５の一方の入力端子３５ａを、検
波ダイオード２３ｃのカソードと抵抗Ｒ1 との接続点に
接続し、スイッチ３５の他方の入力端子３５ｂを、両抵
抗Ｒ1 及びＲ2間の接続点に接続している。制御部２５
は、目標出力電力レベルが大きいときに、スイッチ３５
をその入力端子３５ｂに接続させ、目標出力電力レベル
が小さいときに、スイッチ３５を他方の入力端子３５ａ
に接続させるスイッチ制御信号を出力する。

【００７５】その他の点は第４実施例と同様であり、こ
の第５実施例によっても、第４実施例と同様な効果を得
ることができる。

【００７６】なお、第４実施例及び第５実施例において
は、分圧比が２段階で切り替えられるものを示したが、
３段階以上で切り替えても良いことは勿論である。

【００７７】（Ｆ）第６実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第６実施例を、
図６との同一、対応部分に同一符号を付して示す図９を
参照しながら説明する。

【００７８】なお、第６実施例〜後述する第１０実施例
においては、送信信号の基本経路から、出力電力制御の
ための信号を取出す方法が従来と同じであるとして説明
を行なうが、特徴はここにはなく、既述した第１実施例
〜第５実施例が採用している取出し方法を適用しても良
いことは勿論である。第６実施例〜後述する第１０実施
例においては、結合伝送路（方向性結合器）４３によっ
て、送信信号の基本経路から、出力電力制御のための信
号を取出すようになされている。

【００７９】この第６実施例における特徴は、発振器４
０からの搬送波信号を増幅駆動するドライバアンプ４１
に、サーミスタ等の感温素子４２を接続している点と、
制御部２５として、目標出力電力レベルが大きいときに
は、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳＳＩ信号データを取り
込んでＦＢ信号データ（制御データ）を形成すると共
に、目標出力電力レベルが小さいときには、図９（Ｂ）
にイメージ的に示すように、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴ
ＳＳＩ信号データを取り込むことなく制御データを形成
するものを適用している点にある。制御部２５は、目標
出力電力レベルが小さい場合用の固定の制御データを内
蔵する記憶部２５ａに格納している。

【００８０】なお、図９においては、ドライバアンプ４
１の電源端子に感温素子４２を接続しているように示し
ているが、ドライバアンプ４１のゲインを制御できるよ
うに感温素子４２を接続すれば良く、その接続端子が電
源端子に限定されるものではない。

【００８１】ここで、感温素子４２は、ドライバアンプ
４１のゲインが温度補償されるように設けられたもので
ある。感温素子４２の温度特性は、ドライバアンプ４１
のゲインだけを考慮して定められたものではなく、発振
器４０からアンテナ共用器２６に至る経路上の全ての回
路（例えば無線周波数帯のフィルタ、増幅器、周波数変
換器等）による総合的なリニアゲインの温度変動を相殺
できるように、ドライバアンプ４１のゲインを温度補償
できる特性に選定されている。

【００８２】このように、無線周波数帯のリニアゲイン
を温度補償することにより、電力増幅器２１の電力制御
端子Ｖcontの制御電圧を一定とした場合のアンテナ２７
の端部に現れる出力電力は、温度が変化したときでもか
なり安定となる。例えば、送信系を構成するブロック
（回路）数にもよるが、上述のような簡単な温度補償に
より、温度が−３０°Ｃ〜＋８５°Ｃの範囲で変動を±
２ｄＢ以内に抑えることができる。

【００８３】次に、この第６実施例の出力電力制御装置
における出力電力の制御動作について説明する。

【００８４】目標出力電力が大きい場合は、Ａ／Ｄ変換
器３２の電圧検出分解能が十分に良好なので、制御部２
５は、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳＳＩ信号データを取
り込んでフィードバック演算を行なってＦＢ信号データ
を形成してＤ／Ａ変換器３１に出力する。

【００８５】目標出力電力が小さい場合は、Ａ／Ｄ変換
器３２の電圧検出分解能が大きくなってしまい、発明が
解決しようとする課題の項で述べた課題が生じる。そこ
で、この第６実施例においては、制御部２５は、目標出
力電力が小さい場合には、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳ
ＳＩ信号データを取込むことなく、記憶部２５ａからそ
のときの目標出力電力レベルに応じた固定の制御データ
を取出してＤ／Ａ変換器３３に出力し、固定の制御信号
を電力増幅器２１の電力制御端子Ｖcontに印加させる。
なお、固定の制御データは、例えば装置の製造初期時に
所要の出力電力を達成するデータ値を検出して格納して
おけば良い。

【００８６】従って、目標出力電力が小さい場合には、
フィードバック制御ではなく、オープン制御になるが、
送信系全体のリニアゲインは、上述したように、感温素
子４２によって温度補償されているので、温度変動に対
しても安定である。また、オープン制御になっているの
で、Ａ／Ｄ変換器３２の検出分解能や検波電圧の温度変
動の問題は発生しない。

【００８７】以上のように、第６実施例によれば、広い
出力電力制御範囲に渡って温度補償が良好なしかも細か
い出力電力制御を実行することができる。

【００８８】（Ｇ）第７実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第７実施例を、
図９との同一、対応部分に同一符号を付して示す図１０
を参照しながら説明する。

【００８９】この第７実施例は、第６実施例と同じ技術
思想に従ってなされたものである。すなわち、目標出力
電力レベルに応じてフィードバック制御及びオープン制
御を切り替えると共に、感温素子４２を利用して送信系
の温度補償を実行するものである。第６実施例との相違
は、感温素子４２を電力増幅器２１に接続した点、制御
信号の帰還先（印加先）を電力増幅器２１より前段のゲ
イン可変の増幅器（例えばドライバアンプ）４１ａにし
た点にある。

【００９０】このような相違はあるが、この第７実施例
によっても第６実施例と同様な作用、効果を奏する。

【００９１】（Ｈ）第８実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第８実施例を、
図９との同一、対応部分に同一符号を付して示す図１１
を参照しながら説明する。

【００９２】この第８実施例も、第６実施例と同じ技術
思想に従ってなされたものである。第６実施例との相違
は、感温素子４２からの制御電圧信号と、Ｄ／Ａ変換器
３３からのＦＢ信号とを合成部４４によって重畳して電
力増幅器２１の電力制御端子Ｖcontに印加した点にあ
る。このような相違はあるが、この第８実施例によって
も第６実施例と同様な作用、効果を奏する。

【００９３】なお、温度補償用の感温素子４２の接続先
が任意であることを第６〜第８実施例を用いて示した
が、温度補償用の感温素子４２の接続先としては、さら
に図示を省略しているフィルタやミキサであっても良
い。

【００９４】（Ｉ）第９実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第９実施例を、
図１１との同一、対応部分に同一符号を付して示す図１
２を参照しながら説明する。

【００９５】この第９実施例においては、出力電力を制
御する制御電圧信号が印加され得る増幅器が２個になっ
ている。すなわち、ドライバアンプ４１及び電力増幅器
２１に制御電圧信号が印加され得るようになされてい
る。

【００９６】電力増幅器２１への第１の制御電圧信号の
印加構成は、既述の実施例と同様に、制御部２５及びＤ
／Ａ変換器３３が該当する。一方、ドライバアンプ４１
への第２の制御電圧信号の印加構成は、制御部２５、Ｄ
／Ａ変換器４５及び合成部４４が該当する。ここで、Ｄ
／Ａ変換器４５からの第２の制御電圧信号は、合成部４
４において、感温素子４２からの制御電圧信号と重畳さ
れてドライバアンプ４１の制御端子に印加される。

【００９７】この第９実施例の制御部２５は、目標出力
電力レベルが大きいときには、Ａ／Ｄ変換器３２からの
ＴＳＳＩ信号データを取り込んでＦＢ信号データを形成
し、Ｄ／Ａ変換器３３に与えて電力増幅器２１に第１の
制御電圧信号を印加させるものである。また、制御部２
５は、目標出力電力レベルが小さいときには、Ａ／Ｄ変
換器３２からのＴＳＳＩ信号データを取り込むことな
く、内蔵する記憶部２５ｂから、そのときの目標出力電
力レベルに応じた固定の第１及び第２の制御電圧信号デ
ータを取出し、第１の制御電圧信号データをＤ／Ａ変換
器３３に与え、第２の制御電圧信号データをＤ／Ａ変換
器４５に与えるものである。

【００９８】なお、第１の制御電圧信号データは目標出
力電力レベルに応じて絶対的に定めた固定値であり、第
２の制御電圧信号データは、例えば装置の製造初期時に
所要の出力電力を達成すべく検出されたデータ値であ
り、これらが記憶部２５ｂに格納されている。

【００９９】次に、この第９実施例の出力電力制御装置
における出力電力の制御動作について説明する。

【０１００】目標出力電力が大きい場合は、Ａ／Ｄ変換
器３２の電圧検出分解能が十分に小さいので、制御部２
５は、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳＳＩ信号データを取
り込んでフィードバック演算を行なってＦＢ信号データ
を形成してＤ／Ａ変換器３３に出力し、電力増幅器２１
に第１の制御電圧信号を印加させる。すなわち、この場
合には、通常のフィードバック制御が実行される。な
お、この場合には、制御部２５からＤ／Ａ変換器４５へ
のデータの出力は実行されないが、感温素子４２からの
制御電圧信号は合成部４４を介してドライバアンプ４１
の制御端子に印加され、フィードバックループによる温
度補償だけでなく、感温素子４２を利用した温度補償も
実行される。

【０１０１】目標出力電力が小さい場合は、制御部２５
は、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳＳＩ信号データを取込
むことなく、記憶部２５ｂからそのときの目標出力電力
レベルに応じた固定の第１及び第２の制御電圧信号デー
タを取出し、第１の制御電圧信号データをＤ／Ａ変換器
３３に与え、第２の制御電圧信号データをＤ／Ａ変換器
４５に与える。これにより、電力増幅器２１の電力制御
端子Ｖcontには第１の制御電圧信号が印加され、また、
ドライバアンプ４１の制御端子には第２の制御電圧信号
と感温素子４２からの制御電圧信号とが重畳された制御
電圧信号が印加される。すなわち、この第９実施例にお
いても、第６〜第８実施例と同様に、目標出力電力が小
さい場合には、オープン制御を採用している。

【０１０２】従って、この第９実施例によっても、目標
出力電力レベルに応じてフィードバック制御及びオープ
ン制御を切り替えると共に、感温素子４２を利用した温
度補償を行なっているので、Ａ／Ｄ変換器の検出分解能
や温度変動の課題を回避でき、広い出力電力制御範囲に
渡って温度補償が良好なしかも細かい安定した出力電力
制御を実行することができる。

【０１０３】この第９実施例によれば、オープン制御時
のゲイン制御部を２系に分散させているので、オープン
制御時においても、全体としてのゲイン制御特性の安定
化を図れるという効果をも奏する。

【０１０４】例えば、４０ｄＢを越えるゲイン制御を１
系統のゲイン制御部で実行しようとすると、そのゲイン
制御部において十分なゲインを得なければならず、ま
た、十分なアイソレーションを実現しなければならな
い。しかし、例えば１００ＭＨｚを越える周波数帯域で
十分なゲイン及びアイソレーションを実現しようとする
と、発振等が起る恐れがあって安定度の点で問題があ
る。また、制御電圧に対するゲイン変化の感度が高くな
るので、ゲイン制御部自身の温度特性の変化量やそのバ
ラツキが大きくなる。そのため、感温素子４２を利用し
た温度補償を行なっても、温度変動量のバラツキのため
に、温度補償の効果が阻害される。また、線形性が必要
な増幅を行なう場合、所要の歪みレベルを維持して広範
囲にゲインを変化させようとした場合に、１系統のゲイ
ン制御部では歪みレベルを所要値に維持し得ないゲイン
範囲が生じる問題がある。

【０１０５】２系のゲイン制御部にゲイン制御を分担さ
せることにより、これら問題を軽減でき、全体としての
ゲイン制御特性の安定化を図れる。

【０１０６】（Ｊ）第１０実施例 次に、本発明による出力電力制御装置の第９実施例を、
図１２との同一、対応部分に同一符号を付して示す図１
３を参照しながら説明する。

【０１０７】この第１０実施例は、技術思想としては、
第９実施例とほぼ同様である。すなわち、目標出力電力
レベルに応じてフィードバック制御及びオープン制御を
切り替えること、感温素子４２を利用した温度補償を行
なうこと、及び、オープン制御時のゲイン制御部を２系
に分散させていることを採用している。この第１０実施
例は、オープン制御時に機能する２系統のゲイン制御部
の内、片方のゲイン制御部を構成する回路部分が第９実
施例と異なっている。

【０１０８】図１３において、直交データ作成部（ＤＳ
Ｐ）４６は、例えばＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッ
サ）でなり、制御部２５の制御下で、送信したい原デー
タからＩデータ及びＱデータを作成するものである。ま
た、Ｄ／Ａ変換器４７は、制御部２５の制御下で、直交
データ作成部４６からのＩデータ及びＱデータをそれぞ
れデジタル／アナログ変換してＩベースバンド信号及び
Ｑベースバンド信号を形成して直交変調器４８に入力す
るものである。直交変調器４８は、発振器４０からの搬
送波信号を、Ｉベースバンド信号及びＱベースバンド信
号に基いて直交変調し、ドライバアンプ４１に出力する
ものである。

【０１０９】なお、デジタル方式の無線機においては、
このような直交変調構成が採用されていることが多い。

【０１１０】この第１０実施例の制御部２５は、オープ
ン制御時においては、内蔵する記憶部２５ｂに格納され
ている第２の制御電圧信号データを、直交データ作成部
４６及び又はＤ／Ａ変換器４７に与えて、Ｄ／Ａ変換器
４７からのＩベースバンド信号及びＱベースバンド信号
の振幅を目標出力電力レベルに応じて可変させるように
なされている。

【０１１１】ここで、直交変調器４８は、ＡＭ線形変調
器の一種であるので、Ｉベースバンド信号及びＱベース
バンド信号の振幅に、直交変調器４８からの出力電力は
比例する。従って、上述した直交変調構成は、一方のゲ
イン制御部をなしている。

【０１１２】次に、この第１０実施例の出力電力制御装
置における出力電力の制御動作について説明する。

【０１１３】目標出力電力が大きい場合は、制御部２５
は、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳＳＩ信号データを取り
込んでフィードバック演算を行なってＦＢ信号データを
形成してＤ／Ａ変換器３３に出力し、電力増幅器２１に
第１の制御電圧信号を印加させる。すなわち、この場合
には、通常のフィードバック制御が実行される。なお、
この場合には、制御部２５は、Ｄ／Ａ変換器４７からの
Ｉベースバンド信号及びＱベースバンド信号の振幅を、
直交変調器４８からの変調信号が線形となり得る最大振
幅をとるようにさせる。

【０１１４】一方、目標出力電力が小さい場合には、制
御部２５は、Ａ／Ｄ変換器３２からのＴＳＳＩ信号デー
タを取込むことなく、記憶部２５ｂからそのときの目標
出力電力レベルに応じた固定の第１及び第２の制御電圧
信号データを取出し、第１の制御電圧信号データをＤ／
Ａ変換器３３に与え、第２の制御電圧信号データを直交
データ作成部４６に与える。これにより、電力増幅器２
１の電力制御端子Ｖcontには第１の制御電圧信号が印加
され、また、Ｄ／Ａ変換器４７からのＩベースバンド信
号及びＱベースバンド信号の振幅が可変される。すなわ
ち、この第１０実施例においても、第６〜第９実施例と
同様に、目標出力電力が小さい場合には、オープン制御
を採用している。

【０１１５】この第１０実施例においても、第９実施例
と同様な効果を奏することができる。これに加えて、以
下の効果を得ることができる。

【０１１６】Ｄ／Ａ変換器４７からのＩベースバンド信
号及びＱベースバンド信号の振幅を、ＤＳＰ構成の直交
データ作成部４６の演算処理によって可変しているの
で、非常に正確な振幅設定を行なうことが可能であり、
波形歪みが問題となるレベルまで振幅を制御できる。通
常、出力電力を小さく制御する場合は、移動端末と基地
局との距離が小さい場合であり、基地局受信側において
十分なＣ／Ｎ比を確保できる。従って、ベースバンド信
号の品質（波形歪み率等）を考慮したとしても、８〜１
２ｄＢ程度の振幅制御は実用的に可能である。振幅制御
を良好に実行できるので、ゲイン制御も当然に良好に行
なうことができる。

【０１１７】また、第２のゲイン制御部として機能する
直交データ作成部４６、Ｄ／Ａ変換器４７及び直交変調
器４８は、ゲイン制御に関係なく、無線機が備えている
ものである。言い換えると、既存構成をゲイン制御部と
しても利用している。従って、第９実施例とは異なっ
て、新たな構成を不要とすることができている。

【０１１８】（Ｋ）他の実施例 上記第６実施例〜第１０実施例においては、制御構成と
してデジタル処理構成を用いたものを示したが、フィー
ドバック制御とオープン制御を切り替えて用いること、
感温素子４２を利用した温度補償を行なうこと等を、ア
ナログ構成の制御構成を採用している出力電力制御装置
にも適用できる。

【０１１９】上記各実施例においては、本発明の出力電
力制御装置がデジタルセルラ方式又はアナログセルラ方
式に従う移動端末に搭載されることを前提として説明し
たが、本発明の出力電力制御装置を搭載する無線機の種
類はこれに限定されるものではない。例えば、基地局側
に設けても良い。また、自動車電話システムや携帯電話
システム以外の通信システム用の無線機に適用すること
ができる。

【０１２０】

【発明の効果】以上のように、第１の本発明によれば、
電力増幅器によって電力増幅された送信信号が、電力増
幅器の出力側に接続された伝送線路を介して入力され、
その進行波成分だけを通過させるアイソレータと、この
アイソレータの入力点から出力電力の一部を取出して、
現実の出力電力の検波信号を形成する、フィードバック
制御系の入力段を構成する検波回路と、この検波回路の
取出し部における寄生リアクタンスをキャンセルする、
アイソレータへの入力点に接続されたリアクタンス整合
素子とを有するので、温度補償範囲が広い、フィードバ
ック制御系がデジタル処理構成で構成されていたとして
も良好な出力電力制御を実行できる出力電力制御装置を
提供できる。

【０１２１】また、第２の本発明によれば、目標出力電
力レベルが大きいときに、フィードバック制御系を機能
させ、目標出力電力レベルが小さいときに、オープン制
御系を機能させると共に、少なくともオープン制御時に
おける出力電力の温度変動を補償する温度補償手段を設
けたので、温度補償範囲が広い、フィードバック制御系
がデジタル処理構成で構成されていたとしても良好な出
力電力制御を実行できる出力電力制御装置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例の構成を示すブロック図である。

【図２】従来装置（その１）を示すブロック図である。

【図３】従来装置（その２）を示すブロック図である。

【図４】従来の出力電力−検波電圧特性を示す説明図で
ある。

【図５】第２実施例の構成を示すブロック図である。

【図６】第３実施例の構成を示すブロック図である。

【図７】第４実施例の構成を示すブロック図である。

【図８】第５実施例の構成を示すブロック図である。

【図９】第６実施例の構成を示すブロック図である。

【図１０】第７実施例の構成を示すブロック図である。

【図１１】第８実施例の構成を示すブロック図である。

【図１２】第９実施例の構成を示すブロック図である。

【図１３】第１０実施例の構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

２１…電力増幅器、２２…伝送線路、２３…検波回路、
２４…フィードバック制御回路、２５…制御部、２９…
リアクタンス整合素子、３０…アイソレータ、３１…ゲ
イン可変増幅器、３２…Ａ／Ｄ変換器、３３、４５、４
７…Ｄ／Ａ変換器、３４…オンオフ切替スイッチ、３５
…スイッチ、４１…ドライバアンプ、４２…感温素子、
４４…合成部、４６…直交データ作成部、４８…直交変
調器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｈ Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｈ０４Ｌ 27/00

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信出力電力を段階的又は連続的に切り
   替える、出力電力のフィードバック制御系を有する出力
   電力制御装置において、 送信信号を電力増幅する電力増幅器と、 この電力増幅器によって電力増幅された送信信号が、電
   力増幅器の出力側に接続された伝送線路を介して入力さ
   れ、その進行波成分だけを通過させるアイソレータと、 このアイソレータの入力点から出力電力の一部を取出し
   て、現実の出力電力の検波信号を形成する、フィードバ
   ック制御系の入力段を構成する検波回路と、 この検波回路の取出し部における寄生リアクタンスをキ
   ャンセルする、上記アイソレータへの入力点に接続され
   たリアクタンス整合素子とを有することを特徴とする出
   力電力制御装置。
2. 【請求項２】 現実の出力電力と目標出力電力との差分
   を除去させるためのフィードバック信号を上記電力増幅
   器の出力電力制御端子へ帰還させることを特徴とする請
   求項１に記載の出力電力制御装置。
3. 【請求項３】 現実の出力電力と目標出力電力との差分
   を除去させるためのフィードバック信号を上記電力増幅
   器の前段側に設けられたゲイン可変増幅器又はゲイン可
   変減衰器の制御端子へ帰還させることを特徴とする請求
   項１に記載の出力電力制御装置。
4. 【請求項４】 上記フィードバック制御系が、上記検波
   回路と、この検波回路からの検波信号をアナログ／デジ
   タル変換するアナログ／デジタル変換器と、このアナロ
   グ／デジタル変換器からの検波データに基いて、フィー
   ドバックデータを形成する制御部と、この制御部からの
   フィードバックデータをデジタル／アナログ変換して帰
   還先の制御端子に与えるデジタル／アナログ変換器とで
   なり、 上記検波回路が、検波ダイオードと、この検波ダイオー
   ドのカソード側に接続された負荷抵抗とを備え、この負
   荷抵抗が上記検波ダイオードのカソード側電圧を分圧し
   て検波信号として上記アナログ／デジタル変換器に与え
   ることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の出
   力電力制御装置。
5. 【請求項５】 上記制御部が、目標出力電力レベルに応
   じて、上記負荷抵抗における分圧比を２段階以上で切り
   替えることを特徴とする請求項４に記載の出力電力制御
   装置。
6. 【請求項６】 送信出力電力を段階的又は連続的に切り
   替える、出力電力のフィードバック制御系を有する出力
   電力制御装置において、 出力電力をオープン制御するオープン制御系と、 目標出力電力レベルが大きいときに、上記フィードバッ
   ク制御系を機能させ、目標出力電力レベルが小さいとき
   に、上記オープン制御系を機能させる制御系切替手段
   と、 少なくともオープン制御時における出力電力の温度変動
   を補償する温度補償手段とを有することを特徴とした出
   力電力制御装置。
7. 【請求項７】 上記フィードバック制御系が、出力電力
   を検波する検波回路と、この検波回路からの検波信号を
   アナログ／デジタル変換するアナログ／デジタル変換器
   と、このアナログ／デジタル変換器からの検波データに
   基いて、制御データを形成する制御部と、この制御部か
   らの制御データをデジタル／アナログ変換するデジタル
   ／アナログ変換器と、このデジタル／アナログ変換器か
   らの制御信号に応じて出力電力レベルを可変させるゲイ
   ン可変手段とでなり、 上記オープン制御系が、上記フィードバック制御系を構
   成する上記制御部、上記デジタル／アナログ変換器及び
   上記ゲイン可変手段とでなり、 上記制御部が上記制御系切替手段として動作することを
   特徴とする請求項６に記載の出力電力制御装置。
8. 【請求項８】 上記制御部からの第２の制御データをデ
   ジタル／アナログ変換する第２のデジタル／アナログ変
   換器と、 この第２のデジタル／アナログ変換器からの第２の制御
   信号に応じて出力電力レベルを可変させる第２のゲイン
   可変手段とをさらに備え、 上記制御部が、 フィードバック制御時には、検波データに応じた制御デ
   ータを上記デジタル／アナログ変換器に与え、 オープン制御時には、目標出力電力レベルによって固定
   的に定まる制御データを上記デジタル／アナログ変換器
   に与えると共に、目標出力電力レベルによって固定的に
   定まる第２の制御データを上記第２のデジタル／アナロ
   グ変換器に与えることを特徴とする請求項７に記載の出
   力電力制御装置。
9. 【請求項９】 送信情報に応じてＩベースバンド信号及
   びＱベースバンド信号を形成する直交信号形成手段と、 搬送波信号をこれらＩベースバンド信号及びＱベースバ
   ンド信号に応じて直交変調する直交変調器とをさらに備
   え、 上記制御部が、 フィードバック制御時には、検波データに応じた制御デ
   ータを上記デジタル／アナログ変換器に与え、 オープン制御時には、目標出力電力レベルによって固定
   的に定まる制御データを上記デジタル／アナログ変換器
   に与えると共に、上記直交信号形成手段からのＩベース
   バンド信号及びＱベースバンド信号の振幅を、目標出力
   電力レベルによって固定的に定まる振幅に制御すること
   を特徴とする請求項７に記載の出力電力制御装置。