JPH08251991A - ステッピングモータ駆動制御装置 - Google Patents
ステッピングモータ駆動制御装置Info
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- JPH08251991A JPH08251991A JP5409195A JP5409195A JPH08251991A JP H08251991 A JPH08251991 A JP H08251991A JP 5409195 A JP5409195 A JP 5409195A JP 5409195 A JP5409195 A JP 5409195A JP H08251991 A JPH08251991 A JP H08251991A
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- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ステッピングモータの起動振動を低減する手
段を具備した多相ステッピングモータ駆動制御装置。 【構成】 インバータ部４０からのＰＷＭ制御電圧信号
と電流制御部２０の協調により所定電流となるようにス
テッピングモータ５０への印加電圧を制御する。
段を具備した多相ステッピングモータ駆動制御装置。 【構成】 インバータ部４０からのＰＷＭ制御電圧信号
と電流制御部２０の協調により所定電流となるようにス
テッピングモータ５０への印加電圧を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ステッピングモータの
低振動化を目的としたマイクロステップ駆動によるステ
ッピングモータ駆動制御装置に関する。
低振動化を目的としたマイクロステップ駆動によるステ
ッピングモータ駆動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ステッピングモータは、外部から指令パ
ルスを付加し、各巻線の電流通電状態を切り替えること
により、パルス数に対応した角度だけ回転をするが、切
り替え直後に発生する機械的振動が問題となることが多
い。この対策としてマイクロステップ駆動方式と呼ばれ
る技術がある。これは各通電相の電流配分を徐々に変化
させて回転を滑らかにしようとするものであるが、ハー
ドウエアが複雑になることを避け、実質的効果が顕著な
程度の分解能を付与する見地から、相間の電流の渡りを
数段階から１０数段階に分割するのが一般的である。
ルスを付加し、各巻線の電流通電状態を切り替えること
により、パルス数に対応した角度だけ回転をするが、切
り替え直後に発生する機械的振動が問題となることが多
い。この対策としてマイクロステップ駆動方式と呼ばれ
る技術がある。これは各通電相の電流配分を徐々に変化
させて回転を滑らかにしようとするものであるが、ハー
ドウエアが複雑になることを避け、実質的効果が顕著な
程度の分解能を付与する見地から、相間の電流の渡りを
数段階から１０数段階に分割するのが一般的である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ステッピングモータは
パルスレートの増減で逆起電力も変化するため、高速回
転での発生トルクを維持するために、逆起電力に打ち勝
つだけの高い電源電圧を維持すると共に、逆に低速回転
時には過大電流が通電しないよう電圧を低下させる必要
があり、電流制御機能を具備することが一般に最も有効
な手段とされている。しかし最大電圧に対するパルス幅
制御（以下ＰＷＭ制御と記す）分解能、すなわちインバ
ータの電圧制御精度が決定されると、インバータ回路で
各相に対して正弦波状に電圧を印加し、かつ電流を制御
する場合、低電圧出力時と高電圧出力時では各相の電圧
変動幅に対する分解能が変化することになり、特に出力
電圧の小さい場合に電圧精度が低下し波形歪が顕著にな
ってしまう。また従来技術の電流検出方法については、
例えば、図６に示したＡ、Ｂの２つの独立巻線を有する
２相モータの場合では、各巻線を２組のＨ型ブリッジ構
成のインバータによってＰＷＭ制御することが可能であ
って、この場合にはＡ相コイル１０１、Ｂ相コイル１０
２に対して電流検出抵抗１１１、１１２を接続し、各相
の電流の検出を行なっている。しかし、３相以上の多相
巻線を有するステッピングモータでは各アームに単純に
抵抗を挿入したのではモータの相電流を検出することが
できない。このため、３相の巻線を有する場合は、例え
ば、図７に示すようにステッピングモータ２２０のイン
バータ部４０から各相に電流検出器２１０を挿入して検
出値を電流制御部２００に入力する方式が考えられる
が、ここで用いる電流検出器２１０は絶縁型か、また
は、検出部電圧変化が大きいために特殊な構成を必要と
し原価高となり、これらを使用することにより、ステッ
ピングモータのブラシレスサーボモータに対する価格的
優位性が失われてしまう。
パルスレートの増減で逆起電力も変化するため、高速回
転での発生トルクを維持するために、逆起電力に打ち勝
つだけの高い電源電圧を維持すると共に、逆に低速回転
時には過大電流が通電しないよう電圧を低下させる必要
があり、電流制御機能を具備することが一般に最も有効
な手段とされている。しかし最大電圧に対するパルス幅
制御（以下ＰＷＭ制御と記す）分解能、すなわちインバ
ータの電圧制御精度が決定されると、インバータ回路で
各相に対して正弦波状に電圧を印加し、かつ電流を制御
する場合、低電圧出力時と高電圧出力時では各相の電圧
変動幅に対する分解能が変化することになり、特に出力
電圧の小さい場合に電圧精度が低下し波形歪が顕著にな
ってしまう。また従来技術の電流検出方法については、
例えば、図６に示したＡ、Ｂの２つの独立巻線を有する
２相モータの場合では、各巻線を２組のＨ型ブリッジ構
成のインバータによってＰＷＭ制御することが可能であ
って、この場合にはＡ相コイル１０１、Ｂ相コイル１０
２に対して電流検出抵抗１１１、１１２を接続し、各相
の電流の検出を行なっている。しかし、３相以上の多相
巻線を有するステッピングモータでは各アームに単純に
抵抗を挿入したのではモータの相電流を検出することが
できない。このため、３相の巻線を有する場合は、例え
ば、図７に示すようにステッピングモータ２２０のイン
バータ部４０から各相に電流検出器２１０を挿入して検
出値を電流制御部２００に入力する方式が考えられる
が、ここで用いる電流検出器２１０は絶縁型か、また
は、検出部電圧変化が大きいために特殊な構成を必要と
し原価高となり、これらを使用することにより、ステッ
ピングモータのブラシレスサーボモータに対する価格的
優位性が失われてしまう。
【０００４】そこで、全相を一括した電源電流の検出方
式の採用が可能ならば原価的には効果的である。また振
動現象の他の原因として、ステッピングモータ固有の振
動周波数に対する共振現象があり、これは前述のマイク
ロステップ駆動方式によって解決できるが、他の要因、
例えば、電流波形歪に伴うトルクリップルがあるとき
に、トルクリップル周波数とモータ共振周波数の接近に
よる振動が発生する場合がある。この場合は、振動の低
減には共振現象を抑制するためにダンパのような機械的
手段を使用することが効果的であることは知られている
が、トルクリップルの大きさを低減することにより振動
発生自体をを抑えることが可能である。本発明は、前述
のごときステッピングモータの振動を低減するための手
段を具備した多相ステッピングモータ駆動制御装置を提
供することを目的としている。
式の採用が可能ならば原価的には効果的である。また振
動現象の他の原因として、ステッピングモータ固有の振
動周波数に対する共振現象があり、これは前述のマイク
ロステップ駆動方式によって解決できるが、他の要因、
例えば、電流波形歪に伴うトルクリップルがあるとき
に、トルクリップル周波数とモータ共振周波数の接近に
よる振動が発生する場合がある。この場合は、振動の低
減には共振現象を抑制するためにダンパのような機械的
手段を使用することが効果的であることは知られている
が、トルクリップルの大きさを低減することにより振動
発生自体をを抑えることが可能である。本発明は、前述
のごときステッピングモータの振動を低減するための手
段を具備した多相ステッピングモータ駆動制御装置を提
供することを目的としている。
【０００５】
【問題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めの手段としては、外部からの方向別パルス列指令信号
を受け、パルス量に比例した角度を前記パルス列指令の
周波数（以下パルスレートと記す）に基づく速度により
パルス量に比例した角度だけ回転させるステッピングモ
ータ駆動制御装置において、各相に階段状出力電圧を印
加するための電圧制御機能を備えた多相インバータ部に
よりステッピングモータを駆動するものであり、かつ直
流電源部とインバータ部の間に直流総電流を検出する電
流検出器と、この電流検出器により検出した直流総電流
を一定に制御するために、前記インバータ部に印加する
電圧を制御する電流制御装置を設け、モータ印加電圧の
波形を前記多相インバータ部により調整し、振幅を前記
電流制御部により制御するものである。
めの手段としては、外部からの方向別パルス列指令信号
を受け、パルス量に比例した角度を前記パルス列指令の
周波数（以下パルスレートと記す）に基づく速度により
パルス量に比例した角度だけ回転させるステッピングモ
ータ駆動制御装置において、各相に階段状出力電圧を印
加するための電圧制御機能を備えた多相インバータ部に
よりステッピングモータを駆動するものであり、かつ直
流電源部とインバータ部の間に直流総電流を検出する電
流検出器と、この電流検出器により検出した直流総電流
を一定に制御するために、前記インバータ部に印加する
電圧を制御する電流制御装置を設け、モータ印加電圧の
波形を前記多相インバータ部により調整し、振幅を前記
電流制御部により制御するものである。
【０００６】前記インバータ部による階段状出力電圧
は、ステッピングモータが同期モータの一種であること
から、モータの逆起電力と同期した周波数波形となり、
前記ステッピングモータの相数をｎとしたとき、このス
テッピングモータ逆起電力の１サイクル２πに対して同
周期の正弦波、または、１サイクルをｍ分割し、これを
２π／ｍごとにサンプリングし、正弦波状の階段波電圧
を、各相に位相差２π／ｎの関係で印加し、かつ、前記
電流検出器の電流検出信号をステッピングモータの固有
振動数よりも大きな時定数の平滑回路を介して検出しこ
れを一定に制御する。または、前記インバータ部による
階段状出力電圧は、ステッピングモータ逆起電力の１サ
イクル２πに対して最大電圧区間および最小電圧区間
を、それぞれπ／ｎとする台形波、または正弦波１サイ
クルをｍ分割し、これを２π／ｍ毎にサンプリングし近
似した台形波状の階段波電圧を、各相に位相差２π／ｎ
の関係で印加するよう構成する。
は、ステッピングモータが同期モータの一種であること
から、モータの逆起電力と同期した周波数波形となり、
前記ステッピングモータの相数をｎとしたとき、このス
テッピングモータ逆起電力の１サイクル２πに対して同
周期の正弦波、または、１サイクルをｍ分割し、これを
２π／ｍごとにサンプリングし、正弦波状の階段波電圧
を、各相に位相差２π／ｎの関係で印加し、かつ、前記
電流検出器の電流検出信号をステッピングモータの固有
振動数よりも大きな時定数の平滑回路を介して検出しこ
れを一定に制御する。または、前記インバータ部による
階段状出力電圧は、ステッピングモータ逆起電力の１サ
イクル２πに対して最大電圧区間および最小電圧区間
を、それぞれπ／ｎとする台形波、または正弦波１サイ
クルをｍ分割し、これを２π／ｍ毎にサンプリングし近
似した台形波状の階段波電圧を、各相に位相差２π／ｎ
の関係で印加するよう構成する。
【０００７】
【作用】上記の構成により、電流制御装置は検出電流を
所定値に調整するよう前記インバータ部に印加する電圧
を制御し、電流制御部とインバータ部の協調により前記
ステッピングモータへの印加電圧を制御することによ
り、ステッピングモータの起動時の振動を低減すること
ができる。
所定値に調整するよう前記インバータ部に印加する電圧
を制御し、電流制御部とインバータ部の協調により前記
ステッピングモータへの印加電圧を制御することによ
り、ステッピングモータの起動時の振動を低減すること
ができる。
【０００８】
〈実施例１〉図１は本発明の実施例１の構成を示すブロ
ック図である。図１における符号は他の図面でも同一の
部分については同一符号を用いることとする。図１にお
いて、マイクロステップ駆動は、外部から与えられるパ
ルス指令に基づいて信号処理部７０及び励磁信号発生部
６０で発生するＰＷＭ制御電圧信号により、インバータ
部４０でＰＷＭ方式により実現し、さらに別に設けた電
流制御部２０により電流制御を行なっている。このた
め、インバータ部４０からの出力はステッピングモータ
５０の回転角度のみにより、ＰＷＭ制御分解能を変調度
０から１００％の範囲で選択し、これとは別に電流制御
部２０により所定電流となるようにインバータ部４０へ
の印加電圧を制御する。従って、低電流による動作時に
おいても、ＰＷＭ分解能が低下することがないから、振
動の発生を抑制することができ、精度よくステッピング
モータ５０の制御を実施することができる。
ック図である。図１における符号は他の図面でも同一の
部分については同一符号を用いることとする。図１にお
いて、マイクロステップ駆動は、外部から与えられるパ
ルス指令に基づいて信号処理部７０及び励磁信号発生部
６０で発生するＰＷＭ制御電圧信号により、インバータ
部４０でＰＷＭ方式により実現し、さらに別に設けた電
流制御部２０により電流制御を行なっている。このた
め、インバータ部４０からの出力はステッピングモータ
５０の回転角度のみにより、ＰＷＭ制御分解能を変調度
０から１００％の範囲で選択し、これとは別に電流制御
部２０により所定電流となるようにインバータ部４０へ
の印加電圧を制御する。従って、低電流による動作時に
おいても、ＰＷＭ分解能が低下することがないから、振
動の発生を抑制することができ、精度よくステッピング
モータ５０の制御を実施することができる。
【０００９】〈実施例２〉図２は本発明の実施例２の構
成を示すブロック図、図３は実施例２のモータ相数ｎ＝
３の場合において、回転角度（電気角）とインバータ出
力電圧の関係を示す特性図である。図３において、ステ
ッピングモータ５０の相数をｎとしたとき、ステッピン
グモータ５０の速度起電力の１サイクル２πに対して同
周期の正弦波、または１サイクルをｍ等分に分割し、分
割した角度２π／ｍごとにインバータ出力電圧をサンプ
リングし、正弦波状の階段波電圧として、各相に対し位
相差２π／ｎの関係で印加する。これにより各相電流は
正弦波状電流となることから、発生トルクのトルクリッ
プルを小さく抑えることができる。例えば、ｎ＝３、す
なわち３相ステッピングモータの場合、相電流を正弦波
状にするインバータ回路４０に電源側で電流制御部２０
によって定電流制御することにより、ステッピングモー
タの相電流に６倍の周波数リップルが発生する。これを
図２の実施例に示すように、ステッピングモータ５０の
固有振動数に対して、大きな時定数の平滑回路８３を介
し、例えば、差動増幅器で構成した電流検出部８２の出
力である電流検出信号を電流制御に用いることにより、
検出信号に含まれるリップルの影響を除去し、低振動に
抑えた電流制御を行なうことができる。
成を示すブロック図、図３は実施例２のモータ相数ｎ＝
３の場合において、回転角度（電気角）とインバータ出
力電圧の関係を示す特性図である。図３において、ステ
ッピングモータ５０の相数をｎとしたとき、ステッピン
グモータ５０の速度起電力の１サイクル２πに対して同
周期の正弦波、または１サイクルをｍ等分に分割し、分
割した角度２π／ｍごとにインバータ出力電圧をサンプ
リングし、正弦波状の階段波電圧として、各相に対し位
相差２π／ｎの関係で印加する。これにより各相電流は
正弦波状電流となることから、発生トルクのトルクリッ
プルを小さく抑えることができる。例えば、ｎ＝３、す
なわち３相ステッピングモータの場合、相電流を正弦波
状にするインバータ回路４０に電源側で電流制御部２０
によって定電流制御することにより、ステッピングモー
タの相電流に６倍の周波数リップルが発生する。これを
図２の実施例に示すように、ステッピングモータ５０の
固有振動数に対して、大きな時定数の平滑回路８３を介
し、例えば、差動増幅器で構成した電流検出部８２の出
力である電流検出信号を電流制御に用いることにより、
検出信号に含まれるリップルの影響を除去し、低振動に
抑えた電流制御を行なうことができる。
【００１０】〈実施例３〉及び〈実施例４〉 また、図４は本発明の実施例３、図５は同実施例４によ
るモータ相数ｎ＝３の回転角度と台形波のインバータ出
力電圧の関係を示す特性図である。図４は、１サイクル
の分割数ｍ＝１０、図５は１サイクルの分割数ｍ＝１
２、またはｍ＝２４の近似段階波について示している。
図４、図５に示すように、ステッピングモータ５０の相
数をｎとしたとき、ステッピングモータ５０の速度起動
の１サイクル２πに対して最大電圧区間および最小電圧
区間をそれぞれπ／ｎとする台形波、または、１サイク
ルをｍ分割しこれを２π／ｍごとにサンプリングした近
似台形波状の階段波電圧を、各相に位相差２π／ｎの関
係で印加する。例えば、図４で第１相が一定値の区間で
は第２相、第３相は変化しているが、一方の増加分と等
しい値だけ他相が減少するため電源供給電流は一定値と
なり、電流制御部２０によって電源側で定電流化して
も、正弦波の場合のような基本波の６倍のリップルは発
生しない。この場合、電源電流の値は３相電流の合成か
ら還流電流を差し引いた値となるが、波形の特長から包
絡線は一定となるから、電流検出値はこの正弦波状電流
に対してモータ電流の６倍の周期が低減され、実施例２
における電流検出部８２は、平滑回路８３の時定数を小
さくしても安定した電流制御を行なうことができるよう
になる。
るモータ相数ｎ＝３の回転角度と台形波のインバータ出
力電圧の関係を示す特性図である。図４は、１サイクル
の分割数ｍ＝１０、図５は１サイクルの分割数ｍ＝１
２、またはｍ＝２４の近似段階波について示している。
図４、図５に示すように、ステッピングモータ５０の相
数をｎとしたとき、ステッピングモータ５０の速度起動
の１サイクル２πに対して最大電圧区間および最小電圧
区間をそれぞれπ／ｎとする台形波、または、１サイク
ルをｍ分割しこれを２π／ｍごとにサンプリングした近
似台形波状の階段波電圧を、各相に位相差２π／ｎの関
係で印加する。例えば、図４で第１相が一定値の区間で
は第２相、第３相は変化しているが、一方の増加分と等
しい値だけ他相が減少するため電源供給電流は一定値と
なり、電流制御部２０によって電源側で定電流化して
も、正弦波の場合のような基本波の６倍のリップルは発
生しない。この場合、電源電流の値は３相電流の合成か
ら還流電流を差し引いた値となるが、波形の特長から包
絡線は一定となるから、電流検出値はこの正弦波状電流
に対してモータ電流の６倍の周期が低減され、実施例２
における電流検出部８２は、平滑回路８３の時定数を小
さくしても安定した電流制御を行なうことができるよう
になる。
【００１１】
【発明の効果】本発明の実施により、ステッピングモー
タの各相巻線の電源電流を一括して検出する簡易な構造
により、ステッピングモータ起動時の振動を低減するこ
とが可能である。
タの各相巻線の電源電流を一括して検出する簡易な構造
により、ステッピングモータ起動時の振動を低減するこ
とが可能である。
【図１】本発明の実施例１の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の実施例２の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】本発明の実施例２における回転角度とインバー
タ出力電圧の関係を示す特性図である。
タ出力電圧の関係を示す特性図である。
【図４】本発明の実施例３における回転角度と台形波の
インバータ出力電圧の関係を示す特性図である。
インバータ出力電圧の関係を示す特性図である。
【図５】本発明の実施例４における回転角度と台形波の
インバータ出力電圧の関係を示す特性図である。
インバータ出力電圧の関係を示す特性図である。
【図６】従来の２組のＨ型ブリッジ構成のインバータに
よって２相巻線のステッピングモータをＰＷＭ制御する
電流検出回路図である。
よって２相巻線のステッピングモータをＰＷＭ制御する
電流検出回路図である。
【図７】従来技術の３相ステッピングモータにおける巻
線の電流検出を示すブロック図である。
線の電流検出を示すブロック図である。
１０…主電源 ２０…電流制御
部 ３０…平滑コンデンサ ４０…インバー
タ部 ５０…ステッピングモータ ６０…励磁信号
発生部 ７０…信号処理部 ８１…電源電流
検出抵抗 ８２…電流検出部 ８３…平滑回路 １０１…２相ステッピングモータのＡ相コイル １０２…２相ステッピングモータのＢ相コイル １１１…Ａ相電源電流検出抵抗 １１２…Ｂ相電源
電流検出抵抗 １２０…スイッチングトランジスタ ２００…電流制御部 ２１０…電流検出器 ２２０…同期モー
タ CWP…正転入力指令パルス CCWP…反転入力
指令パルス if1、if2、ifa、ifb…電流検出信号 ifu、ifv、ifw…電流検出信号
部 ３０…平滑コンデンサ ４０…インバー
タ部 ５０…ステッピングモータ ６０…励磁信号
発生部 ７０…信号処理部 ８１…電源電流
検出抵抗 ８２…電流検出部 ８３…平滑回路 １０１…２相ステッピングモータのＡ相コイル １０２…２相ステッピングモータのＢ相コイル １１１…Ａ相電源電流検出抵抗 １１２…Ｂ相電源
電流検出抵抗 １２０…スイッチングトランジスタ ２００…電流制御部 ２１０…電流検出器 ２２０…同期モー
タ CWP…正転入力指令パルス CCWP…反転入力
指令パルス if1、if2、ifa、ifb…電流検出信号 ifu、ifv、ifw…電流検出信号
フロントページの続き (72)発明者 川俣 俊一 群馬県桐生市相生町３−93 日本サーボ株 式会社研究所内
Claims (4)
- 【請求項１】外部からの方向別のパルス列指令を受け、
パルス量に比例した角度を前記パルス列指令の周波数に
従った速度でステッピングモータを回転駆動するステッ
ピングモータ駆動制御装置において、 前記ステッピングモータの各相に階段状出力電圧を印加
する電圧制御部を備えたインバータ部と、 直流電源部と前記インバータ部の間に設けられ電流を検
出する電流検出部と、 前記検出電流を所定値に調整するよう前記インバータ部
に印加する電圧を制御する電流制御装置とを有し、 前記電流制御部と前記インバータ部の協調により前記ス
テッピングモータへの印加電圧を制御することを特徴と
したステッピングモータ駆動制御装置。 - 【請求項２】前記インバータによる階段状出力電圧は、
正弦波、またはこの正弦波サイクルをｍ等分し２π／ｍ
の角度ごとにサンプリングした電圧値を前記ステッピン
グモータのｎ相に対して位相差２π／ｎにより印加する
と共に、 前記電流検出器の検出信号を前記ステッピングモータの
固有振動数よりも大きな時定数の平滑回路を介して検出
し、これを一定に制御するように構成したことを特徴と
する請求項１記載のステッピングモータ駆動制御装置。 - 【請求項３】前記ステッピングモータに対して最大電圧
区間および最小電圧区間をそれぞれπ／ｎとする台形
波、または、１サイクルをｍ等分し２π／ｍの角度ごと
にサンプリングし、近似した台形波状の階段波電圧を、
各相に位相差２π／ｎにより印加すると共に、 前記電流検出器の検出信号を前記ステッピングモータの
固有振動数よりも大きな時定数の平滑回路を介して検出
し、これを一定に制御するように構成したことを特徴と
する請求項１記載のステッピングモータ駆動制御装置。 - 【請求項４】 前記ステッピングモータの相数が３相で
あることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３の
何れか１項に記載のステッピングモータ駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5409195A JP2851557B2 (ja) | 1995-03-14 | 1995-03-14 | ステッピングモータ駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JPH08251991A true JPH08251991A (ja) | 1996-09-27 |
| JP2851557B2 JP2851557B2 (ja) | 1999-01-27 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013106375A (ja) * | 2011-11-10 | 2013-05-30 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | モータ駆動装置 |
| CN113014164A (zh) * | 2021-04-02 | 2021-06-22 | 广东惠利普智能科技股份有限公司 | 一种能反馈爪极式步进电机堵转信号的方法 |
-
1995
- 1995-03-14 JP JP5409195A patent/JP2851557B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013106375A (ja) * | 2011-11-10 | 2013-05-30 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | モータ駆動装置 |
| CN113014164A (zh) * | 2021-04-02 | 2021-06-22 | 广东惠利普智能科技股份有限公司 | 一种能反馈爪极式步进电机堵转信号的方法 |
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| JP2851557B2 (ja) | 1999-01-27 |
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