JPH08191231A

JPH08191231A - フィルタ回路

Info

Publication number: JPH08191231A
Application number: JP7016457A
Authority: JP
Inventors: Yamato Okashin; 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-01-06
Filing date: 1995-01-06
Publication date: 1996-07-23
Also published as: KR960030542A; MY114544A; TW281829B; GB2296835A; GB9600190D0; US5942935A; GB2296835B

Abstract

(57)【要約】【目的】特性がばらついても、そのばらつきが自動的
に補正されるフィルタ回路を提供する。【構成】フィルタ回路５０を、可変抵抗回路Ｒ52、Ｒ
53と、コンデンサＣ51、Ｃ52とによりカットオフ周波数
の決定される構成とする。位相比較回路６２と、可変抵
抗回路Ｒ62、Ｒ63およびコンデンサＣ61、Ｃ62により構
成された移相回路６３とを設ける。基準周波数ｆ61の信
号Ｓ61を移相回路６３に供給する。この移相回路６３の
出力信号Ｓ63と、信号Ｓ61とを、位相比較回路６２にお
いて位相比較する。この比較出力Ｓ64を、可変抵抗回路
Ｒ62、Ｒ63にその制御信号として供給する。比較出力Ｓ
64を可変抵抗回路Ｒ52、Ｒ53にその制御信号として供給
することにより、カットオフ周波数を基準周波数ｆ61を
基準にして補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ＩＣ化に好適なフィ
ルタ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】日本における小電力タイプのコードレス
電話機の場合、上りチャンネル・・・ 381ＭHz帯下りチャンネル・・・ 254ＭHz帯チャンネル間隔・・・ 12.5ｋHz とされている。

【０００３】そこで、コードレス電話機の受信回路およ
び送信回路として、例えば図１０および図１１に示すよ
うな回路が考えられている。この回路は、上記の規格に
対応するのはもちろんであるが、さらに、全体を１チッ
プＩＣ化でき、かつ、そのＩＣを子機および親機に共通
に使用できるように考慮してある。

【０００４】すなわち、図１０の*1、*2と図１１の*1、
*2とがつながるとともに、鎖線で囲った部分１が１チッ
プＩＣ化される。そして、この図は、そのＩＣ１を子機
に使用した場合を示し、１０がその受信回路、４０が送
信回路である。

【０００５】そして、受信回路１０は、ダブルスーパー
ヘテロダイン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプ
に構成されている。すなわち、親機からの下りチャンネ
ルのＦＭ信号Ｓrがアンテナ２により受信され、端子Ｔ1
1→高周波アンプ１１→端子Ｔ12→すべての下りチャン
ネルを通過帯域とするバンドパスフィルタ３→端子Ｔ13
の信号ラインを通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第
１ミキサ回路１２、２２に供給される。

【０００６】また、発振回路３０が設けられる。この発
振回路３０は基準となる安定した周波数、例えば14.4Ｍ
Hzの発振信号Ｓ30を型成するためのものであり、このた
め、発振回路３０には、端子Ｔ16を通じて水晶発振子６
が接続され、水晶発振回路とされる。

【０００７】そして、その発振信号Ｓ30が分周回路３５
に供給されて例えば１／1152の周波数、すなわち、チャ
ンネル間隔の周波数12.5ｋHzの信号Ｓ35に分周され、こ
の信号Ｓ35がＰＬＬ３１にその基準周波数の信号として
供給される。また、ＰＬＬ３１の可変分周回路（図示せ
ず）には、端子Ｔ17を通じてその分周比Ｎ31が供給され
て設定される。

【０００８】こうして、ＰＬＬ３１のＶＣＯ３１１から
はＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の発振
信号Ｓ31が取り出される。

【０００９】そして、この信号Ｓ31がミキサ回路１２に
第１局部発振信号として供給されるとともに、移相回路
３２に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
32がミキサ回路２２に第１局部発振信号として供給され
る。

【００１０】したがって、簡単のため、図１２Ａに示す
ように、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号
成分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有す
るとともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔＳb＝Ｅb・sinωbｔとなる。

【００１１】また、Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ31、Ｓ32の振幅とすれば、Ｓ31＝Ｅ1・sinωoｔＳ32＝Ｅ1・cosωoｔである。

【００１２】したがって、Ｓ12、Ｓ22：ミキサ回路１２、２２の出力信号とすれば、Ｓ12＝Ｓr・Ｓ31 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝＋
αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝＋αb｛−c
os（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝Ｓ22＝Ｓr・Ｓ32 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝＋αb
｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝＋αb｛sin
（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２となる。

【００１３】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔＳ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔとされる。なお、この場合、上式および図１２Ａからも
明らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信
号である。

【００１４】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供
給される。

【００１５】また、発振回路３０の発振信号Ｓ30が、分
周回路３３に供給されて比較的低い周波数の信号Ｓ33、
例えば262分周されて周波数が約55ｋHzの信号Ｓ33に分
周される。そして、この信号Ｓ33がミキサ回路１４に第
２局部発振信号として供給されるとともに、移相回路３
４に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ34
がミキサ回路２４に第２局部発振信号として供給され
る。

【００１６】したがって、Ｓ33＝Ｅ2・sinωsｔＳ34＝Ｅ2・cosωsｔＥ2：第２局部発振信号Ｓ33、Ｓ34の振幅 ωs＝２πｆs （ｆs＝約55ｋHz）とするとともに、Ｓ14、Ｓ24：ミキサ回路１４、２４の出力信号とすれば、Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ33 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ34 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２となる。

【００１７】そして、これらの信号Ｓ14、Ｓ24におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ
24を変型すると、Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔＳ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔとなる。

【００１８】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路
１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔで示される加算信号Ｓ15が取り出される。

【００１９】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、
図１２Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受
信信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に
周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、
信号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号であ
る。

【００２０】そこで、この第２中間周波信号Ｓ15が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミ
ッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されて
音声信号あるいはプロトコルなどの制御用のデジタルデ
ータが復調される。

【００２１】そして、この復調された音声信号が、不要
な帯域成分を除去するためのローパスフィルタ２５、２
６→アンプ２７→端子Ｔ14の信号ラインを通じて受話器
用のスピーカ４に供給される。

【００２２】また、復調回路１８において復調されたデ
ジタルデータが、ローパスフィルタ２５およびバンドパ
スフィルタ２８を通じて端子Ｔ24に取り出され、システ
ム制御用のマイクロコンピュータ（図示せず）に供給さ
れる。以上が受信回路１０の構成および動作である。

【００２３】一方、送信回路４０は、音声信号をダイレ
クトに上りチャンネルのＦＭ信号とするもので、ＰＬＬ
４３には、分周回路３５からの分周信号Ｓ35が基準周波
数の信号として供給されるとともに、ＰＬＬ４３の可変
分周回路（図示せず）に、端子Ｔ18を通じてその分周比
Ｎ43が供給されて設定される。

【００２４】こうして、ＰＬＬ４３のＶＣＯ４３１から
は、受信回路１０の受信した下りチャンネルと対となる
上りチャンネルのキャリア周波数の信号Ｓtが取り出さ
れる。

【００２５】また、音声信号の送信時には、マイクロコ
ンピュータから端子Ｔ26を通じてスイッチ回路４７に制
御信号が供給されてスイッチ回路４７は図の状態に接続
される。そして、送話器用のマイクロフォン５からの音
声信号が、端子Ｔ15→アンプ４１→不要な帯域成分を除
去するためのローパスフィルタ４２→スイッチ回路４７
の信号ラインを通じて、ＰＬＬ４３のＶＣＯ４３１に、
その発振周波数の制御信号として供給される。

【００２６】こうして、ＶＣＯ４３１からは、受信回路
１０の受信した下りチャンネルと対となる上りチャンネ
ルであり、かつ、ローパスフィルタ４２からの音声信号
によりＦＭ変調されたＦＭ信号Ｓtが取り出される。

【００２７】そして、このＦＭ信号Ｓtが、ドライブア
ンプ４４および出力アンプ４５を通じて端子Ｔ17に取り
出され、アンテナ２に供給され、親機（図示せず）へと
送信される。

【００２８】また、プロトコルなどを制御するデジタル
データの送信時には、端子Ｔ26からの制御信号によりス
イッチ回路４７が図とは逆の状態に接続される。そし
て、マイクロコンピュータからのデジタルデータが、端
子Ｔ25→不要な帯域成分を除去するためのローパスフィ
ルタ４６→スイッチ回路４７の信号ラインを通じて、Ｐ
ＬＬ４３のＶＣＯ４３１に、その発振周波数の制御信号
として供給される。

【００２９】こうして、ＶＣＯ４３１からはデジタルデ
ータによりＦＭ変調（ＭＳＫ変調）されたＦＭ信号Ｓt
が取り出される。

【００３０】そして、このＦＭ信号Ｓtが、ドライブア
ンプ４４および出力アンプ４５を通じて端子Ｔ17に取り
出され、アンテナ２に供給される。以上が送信回路４０
の構成および動作である。

【００３１】そして、一般のＦＭ受信機であれば、その
中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周波
フィルタはセラミックフィルタにより構成することにな
り、ＩＣ化することができない。

【００３２】しかし、上述の受信回路１０においては、
第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドであり、第
２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低いので、フィルタ
１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを
有するアクティブフィルタにより構成することができ
る。また、フィルタ２５、２６、２８も音声帯域を扱う
だけなので、同様にアクティブフィルタにより構成する
ことができる。

【００３３】したがって、受信回路１０は、フィルタ３
およびＶＣＯ３１１の発振コイル（図示せず）を除いて
ＩＣ化することができる。さらに、送信回路４０につい
ても同様である。

【００３４】したがって、図１０および図１１に示す受
信回路１０および送信回路４０の全体を、１つのモノリ
シックＩＣにＩＣ化することができる。

【００３５】また、図１０および図１１においては、そ
のＩＣ１を子機に使用した場合であるが、端子Ｔ14、Ｔ
15を親機の４線／２線変換回路に接続するとともに、分
周比Ｎ31、Ｎ43を入れ換えれば、親機において上記した
動作が行われる。そして、このとき、受信回路１０によ
り上りチャンネルの受信が行われ、送信回路２０により
下りチャンネルの送信が行われる。

【００３６】したがって、このＩＣ１は親機においても
使用することができる。すなわち、このＩＣ１は、子機
と親機とに共通に使用することができる。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述におけ
るフィルタ１３、２３、１６、２５、２６、２８、４
２、４６のうち、ローパスフィルタは、例えば図１３に
示すように構成することができ、バンドパスフィルタ
は、例えば図１４に示すように構成することができる。

【００３８】そして、ローパスフィルタのカットオフ周
波数ＦLOWは、ｆLOW＝１／｛２π（Ｃ1Ｃ2Ｒ2Ｒ3）**0.5｝で示され、バンドパスフィルタの中心周波数ｆBPFおよ
び尖鋭度ＱBPFは、ｆBPF＝１／｛２π（Ｃ1Ｃ2Ｒ1Ｒ2）**0.5｝ＱBPF＝（１／２）（Ｒ2／Ｒ1）**0.5 で示される（X**0.5は、Xの1/2乗を示す。以下同様）。

【００３９】ところが、ＩＣにおいては、コンデンサや
抵抗器の相対値は、そのばらつきを十分に小さくするこ
とができるが、絶対値のばらつきは大きくなってしま
う。しかも、ＩＣにおいては、抵抗器の温度係数も大き
い。

【００４０】したがって、結果として、上述のフィルタ
１３〜４６のカットオフ周波数（中心周波数）は、ばら
ついてしまうとともに、温度により変化してしまう。

【００４１】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。

【００４２】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、可変抵抗回路と、コンデンサとによりカットオフ周
波数の決定されるフィルタ回路５０であって、位相比較
回路６２と、第２の可変抵抗回路および第２のコンデン
サにより構成された移相回路６３とを有し、基準周波数
の信号Ｓ61を移相回路６３に供給し、この移相回路６３
の出力信号Ｓ63と、基準周波数の信号Ｓ61とを、位相比
較回路６２において位相比較し、この比較出力Ｓ64を、
第２の可変抵抗回路にその制御信号として供給するとと
もに、可変抵抗回路にその制御信号として供給すること
により、カットオフ周波数を基準周波数を基準にして補
正するようにしたものである。

【００４３】

【作用】信号Ｓ61の周波数ｆ61を基準にして移相回路６
３の移相特性が設計値に補正されるとともに、その補正
に使用された制御信号によりメインのフィルタ回路５０
のカットオフ周波数が制御され、設計値に補正される。

【００４４】

【実施例】図１において、５０はローパスフィルタで、
これは上述した受信回路１０および送信回路４０におけ
るローパスフィルタを代表して示す。そして、このロー
パスフィルタ５０は２次のローパスフィルタに構成され
ているもので、十分な利得を有する反転アンプ５０１が
設けられ、入力端子Ｔ51が、抵抗器Ｒ51および可変抵抗
回路Ｒ52を通じて反転アンプ５０１の入力端に接続さ
れ、その出力端が出力端子Ｔ52に接続される。

【００４５】また、抵抗器Ｒ51および可変抵抗回路Ｒ52
の接続点と、接地との間に、コンデンサＣ51が接続さ
れ、アンプ５０１の出力端と、その入力端との間にコン
デンサＣ52が接続されるとともに、その出力端と、抵抗
器Ｒ51および可変抵抗回路Ｒ52の接続点との間に、可変
抵抗回路Ｒ53が接続される。

【００４６】したがって、端子Ｔ51に信号が入力される
と、その高域成分が素子Ｒ51、Ｃ51により減衰させられ
るとともに、アンプ５０１はコンデンサＣ52により高域
に負帰還がかかって高域の利得が減衰するので、この回
路５０はローパスフィルタとして動作し、端子Ｔ52に出
力信号が取り出される。

【００４７】そして、この場合、このローパスフィルタ
５０のカットオフ周波数ｆ50は、ｆ50＝１／｛２π（Ｃ51Ｃ52Ｒ52Ｒ53）**0.5｝となる。また、このとき、端子Ｔ52の出力信号の位相φ
50は、例えば図２に示すように、周波数が高くなるにつ
れて遅れていくとともに、カット周波数ｆ50において、
90°遅れている。

【００４８】さらに、特性安定化回路６０が設けられ、
この安定化回路６０の出力信号Ｓ64によりローパスフィ
ルタ５０のカットオフ周波数ｆ50が規定値に安定化され
る。

【００４９】すなわち、発振回路３０からの発振信号Ｓ
30が分周回路６１に供給され、例えば2250分周されて周
波数ｆ61が6.4ｋHzの分周信号Ｓ61とされる。そして、
この信号Ｓ61が、位相比較回路６２に位相（ないし周波
数）の基準信号として供給されるとともに、移相回路６
３にその入力信号として供給される。

【００５０】この移相回路６３は、この例においては、
ローパスフィルタ５０と同様に構成されているもので、
素子Ｃ61、Ｃ62、Ｒ61、回路６３１、Ｒ62、Ｒ63が、素
子Ｃ51、Ｃ52、Ｒ51、回路５０１、Ｒ52、Ｒ53に対応す
る。そして、この移相回路６３の出力信号Ｓ63が比較回
路６２に比較信号として供給される。

【００５１】そして、この比較回路６２において、信号
Ｓ63が信号Ｓ61と位相比較され、その比較出力が、ロー
パスフィルタ６４に供給されて信号Ｓ63と信号Ｓ61との
位相差に対応したレベルの直流信号Ｓ64が取り出され
る。そして、この信号Ｓ64が、可変抵抗回路Ｒ62、Ｒ63
にその抵抗値の制御信号として供給されるとともに、可
変抵抗回路Ｒ52、Ｒ53にその抵抗値の制御信号として供
給される。

【００５２】このような構成によれば、信号Ｓ63により
可変抵抗回路Ｒ62、Ｒ63の抵抗値が変化するが、移相回
路６３は、ローパスフィルタ５０と同様のローパスフィ
ルタの構成とされているので、そのカットオフ周波数ｆ
63は、ｆ63＝１／｛２π（Ｃ61Ｃ62Ｒ62Ｒ63）**0.5｝となる。また、このとき、入力信号Ｓ61に対する出力信
号Ｓ63の位相φ63は、位相φ50と同様、例えば図２に示
すように、周波数が高くなるにつれて遅れていくととも
に、カット周波数ｆ63において、90°遅れている。

【００５３】そして、定常時、比較回路６２において
は、信号Ｓ61と信号Ｓ63とが、90°の位相差を有するの
で、このとき、移相回路（ローパスフィルタ）６３にお
ける位相遅れは90°である。そして、移相回路６３が90
°の位相遅れを与えるのは、そのカットオフ周波数ｆ63
においてである。したがって、このとき、移相回路６３
のカットオフ周波数ｆ63は、信号Ｓ61の周波数ｆ61(=6.
4ｋHz）に等しいことになる。

【００５４】すなわち、移相回路６３のカットオフ周波
数ｆ63は、信号Ｓ61の周波数ｆ61を基準とし、これに等
しくなるように、フィードバック制御されていることに
なる。

【００５５】そして、このとき、移相回路６３のカット
オフ周波数ｆ63を制御している信号Ｓ64により、ローパ
スフィルタ５０のカットオフ周波数ｆ50も制御されてい
る。また、ＩＣにおいては、抵抗器およびコンデンサの
相対値のばらつきは十分に小さい。

【００５６】したがって、ローパスフィルタ５０のカッ
トオフ周波数ｆ50が、移相回路６３のカットオフ周波数
ｆ63と等しい設計値であるとすれば、信号Ｓ64により、
可変抵抗回路Ｒ52、Ｒ53の値が、可変抵抗回路Ｒ62、Ｒ
63の値と同様に制御されることになり、ローパスフィル
タ５０のカットオフ周波数ｆ50は、移相回路６３のカッ
トオフ周波数ｆ63に等しくなる。すなわち、ローパスフ
ィルタ５０のカットオフ周波数ｆ50も、信号Ｓ61の周波
数ｆ61に等しくなる。

【００５７】また、ローパスフィルタ５０のカットオフ
周波数ｆ50が、移相回路６３のカットオフ周波数ｆ63と
異なる設計値であっても、ＩＣ化されたとき、対応する
素子の値は、同じ方向に同じ割り合いでばらつくので、
結果として、ローパスフィルタ５０のカットオフ周波数
ｆ50は設計値へと補正されることになる。

【００５８】こうして、図１の回路によれば、ローパス
フィルタ５０の抵抗器Ｒ51〜Ｒ53およびコンデンサＣ5
1、Ｃ52の値がばらついても、そのＣＲ積が設計値とな
るように、可変抵抗回路Ｒ52、Ｒ53の値が制御され、目
的とするカットオフ周波数を得ることができる。

【００５９】また、同様の理由により、抵抗器Ｒ51〜Ｒ
53の値が温度により変化しようとしても、この変化は信
号Ｓ64の変化により相殺され、カットオフ周波数が変動
することがない。

【００６０】さらに、スイッチトキャパシタを使用して
も、ローパスフィルタ５０のカットオフ周波数ｆ50の制
御を行うことができるが、フィルタ５０はアナログフィ
ルタなので、スイッチトキャパシタを使用する場合に
は、クロックノイズの対策が必要となる。すなわち、メ
インの信号ラインはもちろんのこと、他の回路への飛び
込みを防ぐ構成が必要となり、１チップＩＣには適さな
い。

【００６１】しかし、上述の構成によれば、そのような
ノイズの発生がなく、ノイズ対策も不要である。しか
も、製造後の調整もまったく不要である。また、経年変
化もない。

【００６２】図３は可変抵抗回路Ｒ52〜Ｒ63の具体例を
示す。すなわち、トランジスタＱ101、Ｑ102のエミッタ
が、定電流源用のトランジスタＱ103のコレクタに接続
されて接地を基準電位点とする差動アンプ１０１が構成
される。そして、トランジスタＱ101のベースが抵抗器
Ｒ101（Ｒ101＝０の場合を含む）を通じて端子Ｔ101に
接続され、トランジスタＱ102のベースが端子Ｔ102に接
続される。

【００６３】さらに、トランジスタＱ103、Ｑ104によ
り、接地を基準電位点とするカレントミラー回路１０２
が構成されるとともに、このとき、トランジスタＱ103
が出力側、トランジスタＱ104が入力側とされ、そのコ
レクタが制御端子Ｔ103に接続される。

【００６４】また、トランジスタＱ105、Ｑ106により、
電源端子Ｔ104を基準電位点としてカレントミラー回路
１０３が構成されるとともに、トランジスタＱ105が出
力側、トランジスタＱ106が入力側とされる。そして、
トランジスタＱ105、Ｑ106のコレクタが、トランジスタ
Ｑ101、Ｑ102のコレクタにそれぞれ接続される。

【００６５】このような構成によれば、ＲV：端子Ｔ101と端子Ｔ102との間の抵抗値ｒe：トランジスタＱ101、Ｑ102のエミッタ抵抗とするとき、ＲV＝Ｒ101＋２ｒe となる。

【００６６】そして、エミッタ抵抗ｒeは、トランジス
タＱ103のコレクタ電流に反比例するとともに、トラン
ジスタＱ103のコレクタ電流は、カレントミラー回路１
０２により、端子Ｔ103に供給される制御電流に等し
い。

【００６７】したがって、端子Ｔ103の制御電流の大き
さに対応して抵抗値ＲVが変化することになるので、こ
の回路は可変抵抗回路として動作する。

【００６８】図４は位相比較回路６２の具体例を示す。
この例においては、この位相比較回路６２は、ダブルバ
ランス型の乗算回路により構成されている。すなわち、
トランジスタＱ621、Ｑ622のエミッタが、定電流源用の
トランジスタＱ623のコレクタに接続されて差動アンプ
６２１が構成される。また、トランジスタＱ624、Ｑ625
のエミッタがトランジスタＱ621のコレクタに接続され
て差動アンプ６２２が構成されるとともに、トランジス
タＱ626、Ｑ627のエミッタがトランジスタＱ622のコレ
クタに接続されて差動アンプ６２３が構成される。

【００６９】そして、トランジスタＱ621のベースと、
トランジスタＱ622のベースとの間に、信号Ｓ63が供給
され、トランジスタＱ624、Ｑ627のベースと、トランジ
スタＱ625、Ｑ626のベースとの間に、信号Ｓ61が供給さ
れる。

【００７０】したがって、トランジスタＱ624、Ｑ626の
コレクタと、トランジスタＱ625、Ｑ627のコレクタとか
らは、互いに逆相で、信号Ｓ63と信号Ｓ61との位相差に
対応したパルス幅のパルス電流が出力される。

【００７１】そして、トランジスタＱ624、Ｑ626の出力
電流が、カレントミラー回路６２４を通じてカレントミ
ラー回路６２６に供給され、トランジスタＱ625、Ｑ627
の出力電流がカレントミラー回路６２５に供給されると
ともに、カレントミラー回路６２５、６２６には、共通
の負荷抵抗器Ｒ621が接続される。

【００７２】したがって、抵抗器Ｒ621には、信号Ｓ6
1、Ｓ63の周波数に等しく、かつ、信号Ｓ61と信号Ｓ63
との位相差に対応したパルス幅のパルス電圧が得られ
る。そして、そのパルス出力を積分すれば、その直流レ
ベルは、信号Ｓ61と信号Ｓ63との位相差に対応して変化
するので、この回路は、位相比較回路６２として動作し
ていることになる。

【００７３】図５〜図９は、回路６２〜６４、および特
性が補正されるバンドパスフィルタの具体例を示す。な
お、図５〜図９において、*11〜*43は、対応するもの同
士が互いに接続される。

【００７４】そして、平衡型の分周信号Ｓ61が、差動ア
ンプ７１およびエミッタフォロワのトランジスタＱ71、
Ｑ72を通じて位相比較回路６２に供給される。この位相
比較回路６２は、上記のようにダブルバランスの乗算回
路により構成されているものである。

【００７５】さらに、トランジスタＱ71、Ｑ72からの信
号Ｓ61が、エミッタフォロワのトランジスタＱ73、Ｑ74
を通じて差動アンプ７２に供給されるとともに、この差
動アンプ７２には、カレントミラー回路７３を通じて負
荷抵抗器Ｒ731が接続され、この抵抗器Ｒ731に、平衡信
号から不平衡信号に変換された信号Ｓ61が取り出され
る。そして、信号Ｓ61が移相回路６３に供給される。

【００７６】この移相回路６３は、図１において説明し
たように２次のフィルタに構成されているとともに、そ
の可変抵抗回路Ｒ62、Ｒ63が、図３において説明したよ
うに構成されている。また、移相回路６３のアンプ６３
１は、差動アンプ６３２と、カレントミラー回路６３３
と、出力用のトランジスタＱ631、Ｑ632とから構成され
ている。

【００７７】そして、このトランジスタＱ631、Ｑ632か
ら移相信号Ｓ63が取り出され、この信号Ｓ63が、位相比
較回路６２の差動アンプ６２１に供給される。

【００７８】したがって、位相比較回路６２の負荷抵抗
器Ｒ621には、信号Ｓ61と信号Ｓ63との位相差に対応し
たパルス幅のパルス電圧が出力される。

【００７９】そして、このとき、抵抗器Ｒ621には、コ
ンデンサＣ641が接続されてローパスフィルタ６４が構
成され、信号Ｓ61と信号Ｓ63との位相差に対応してレベ
ルの変化する直流電圧、すなわち、信号Ｓ64が取り出さ
れる。そして、この信号Ｓ64がトランジスタＱ641によ
り信号電流に変換されてトランジスタＱ751に供給され
る。

【００８０】このトランジスタＱ751は、トランジスタ
Ｑ752〜Ｑ754とともに、カレントミラー回路７５を構成
しているものであり、トランジスタＱ751が入力側、ト
ランジスタＱ752〜Ｑ754が出力側とされている。したが
って、トランジスタＱ752〜Ｑ754からは、信号Ｓ64が電
流としてそれぞれ出力される。

【００８１】そして、トランジスタＱ752からの信号電
流Ｓ64が、可変抵抗回路Ｒ62、Ｒ63におけるカレントミ
ラー回路１０２の入力側のトランジスタＱ104に供給さ
れる。したがって、信号電流Ｓ64により、移相回路６３
の位相遅れが90°となるように、可変抵抗回路Ｒ62、Ｒ
63が制御され、この結果、移相回路６３のカットオフ周
波数は信号Ｓ61の周波数に等しくなる。

【００８２】さらに、このとき、カレントミラー回路７
５の別の出力側トランジスタＱ753から出力される信号
電流Ｓ64により、メインのバンドパスフィルタ８０の中
心周波数が、設計値に制御される。

【００８３】このバンドパスフィルタ８０は、この例に
おいては、等価的には、図１４に示すバンドパスフィル
タの２段が縦続接続されたものであり、その抵抗器Ｒ
1、Ｒ2が可変抵抗回路とされるとともに、その抵抗値が
信号電流Ｓ64により制御されるものである。

【００８４】すなわち、信号源８０１が、可変抵抗回路
Ｒ81と、コンデンサＣ81とを通じて差動アンプ８１２の
入力端に接続される。この差動アンプ８１２は、カレン
トミラー回路８１３および出力用のトランジスタＱ81
1、Ｑ812とともに、反転アンプ８１１を構成しているも
のであり、この反転アンプ８１１の出力端と、可変抵抗
回路Ｒ81およびコンデンサＣ81の接続点との間に、コン
デンサＣ82が接続される。また、アンプ８１１の出力端
と、その入力端との間に、可変抵抗回路Ｒ82が接続され
る。

【００８５】こうして、バンドパスフィルタ８１の前段
（第１段）が構成される。そして、カレントミラー回路
７５のトランジスタＱ752からの信号電流Ｓ64が、カレ
ントミラー回路回路８０２を通じて可変抵抗回路Ｒ81、
Ｒ82にその制御信号として供給される。

【００８６】また、アンプ８１１の出力端が、可変抵抗
回路Ｒ83と、コンデンサＣ83とを通じて差動アンプ８１
５の入力端に接続される。この差動アンプ８１５は、カ
レントミラー回路８１６および出力用のトランジスタＱ
813、Ｑ814とともに、反転アンプ８１４を構成している
ものであり、この反転アンプ８１４の出力端が出力端子
Ｔ82に接続される。

【００８７】さらに、アンプ８１４の出力端と、可変抵
抗回路Ｒ83およびコンデンサＣ83の接続点との間に、コ
ンデンサＣ84が接続されるとともに、アンプ８１４の出
力端と、その入力端との間に、可変抵抗回路Ｒ84が接続
される。

【００８８】こうして、バンドパスフィルタ８１の後段
（第２段）が構成される。そして、カレントミラー回路
７５のトランジスタＱ752からの信号電流Ｓ64が、カレ
ントミラー回路回路８０２を通じて可変抵抗回路Ｒ83、
Ｒ84にその制御信号として供給される。

【００８９】したがって、ローパスフィルタ８１の中心
周波数は、信号Ｓ64により設計値に補正される。

【００９０】なお、上述においては、カットオフ周波数
（中心周波数）の補正されるフィルタがローパスフィル
タおよびバンドパスフィルタであったが、対象となるフ
ィルタ回路は、基準周波数の近辺において、移相回路６
３の位相特性と相似な位相特性を有するフィルタ回路で
あれば、この発明を適用することができる。

【００９１】

【発明の効果】この発明によれば、信号Ｓ31の周波数ｆ
31を基準として各フィルタのカットオフ周波数（中心周
波数）を設定することができ、ＩＣ化した場合、そのフ
ィルタを構成する抵抗器およびコンデンサの値にばらつ
きを生じても、カットオフ周波数が設計値からばらつく
ことがない。

【００９２】また、温度変化により、カットオフ周波数
の変動することもない。さらに、クロックノイズのよう
なノイズを生じることもなく、しかも製造後の調整も不
要である。また、経年変化もない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】図１の回路の動作を説明するための特性図であ
る。

【図３】可変抵抗回路の一例を示す接続図である。

【図４】位相比較回路の一例を示す接続図である。

【図５】この発明の他の例の一部を示す接続図である。

【図６】図５の続きの一例を示す接続図である。

【図７】図６の続きの一例を示す接続図である。

【図８】図５の続きの一例を示す接続図である。

【図９】図８の続きの一例を示す接続図である。

【図１０】コードレス電話機の子機の一例を示す系統図
である。

【図１１】図１０の続きの一例を示す系統図である。

【図１２】図１０および図１１の回路の動作を説明する
ための図である。

【図１３】ローパスフィルタの一例を示す接続図であ
る。

【図１４】バンドパスフィルタの一例を示す接続図であ
る。

【符号の説明】

１１チップＩＣ４スピーカ（受話器用）５マイクロフォン（送話器用）１０受信回路１２、２２第１ミキサ回路１３、２３ローパスフィルタ１４、２４第２ミキサ回路１６バンドパスアンプ１７リミッタ１８ＦＭ復調回路３０発振回路３１、４３ＰＬＬ３２、３４移相回路５０ローパスフィルタ（メイン信号用）６０特性安定化回路６２位相比較回路６３移相回路６４ローパスフィルタＲ52〜Ｒ63 可変抵抗回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】可変抵抗回路と、コンデンサとによりカッ
トオフ周波数の決定されるフィルタ回路であって、位相比較回路と、第２の可変抵抗回路および第２のコンデンサにより構成
された移相回路とを有し、基準周波数の信号を上記移相回路に供給し、この移相回路の出力信号と、上記基準周波数の信号と
を、上記位相比較回路において位相比較し、この比較出力を、上記第２の可変抵抗回路にその制御信
号として供給するとともに、上記可変抵抗回路にその制御信号として供給することに
より、カットオフ周波数を上記基準周波数を基準にして
補正するようにしたフィルタ回路。
【請求項２】請求項１に記載のフィルタ回路において、上記位相比較回路に供給される上記基準周波数の信号
と、上記移相回路の出力信号との定常時の位相差が、上
記カットオフ周波数における位相差に等しくなるように
したフィルタ回路。
【請求項３】請求項１あるいは請求項２に記載のフィル
タ回路において、上記移相回路は、その入力信号と出力信号との間に、上
記基準周波数において、90°の位相差を与えるようにし
たフィルタ回路。
【請求項４】請求項１、請求項２あるいは請求項３に記
載のフィルタ回路において、上記基準周波数の信号が、水晶発振回路により形成され
た発振信号の分周信号となるようにしたフィルタ回路。
【請求項５】請求項１、請求項２、請求項３あるいは請
求項４に記載のフィルタ回路において、１チップＩＣ化されるようにしたフィルタ回路。