JPH0758669A

JPH0758669A - デジタルマッチドフィルタ

Info

Publication number: JPH0758669A
Application number: JP5198676A
Authority: JP
Inventors: Toshihiko Nawa; 利彦那和; Yasuaki Ootsuka; 泰哲大塚; Yasuto Funyu; 康人舟生
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1993-08-11
Filing date: 1993-08-11
Publication date: 1995-03-03

Abstract

(57)【要約】【目的】スペククトラム直接拡散通信方式の受信装置
等で用いられるデジタルマッチドフィルタに関し、その
回路規模を削減することを目的とする。【構成】所定チップ長の拡散符号を分割してチップ長
が略等しい複数の部分拡散符号とし、受信スペクトラム
拡散符号と該複数の部分拡散符号のそれぞれとの部分相
関値を順次求め、全ての部分拡散符号に対する最大の部
分相関値の和を該所定チップ長の拡散符号と受信スペク
トラム拡散符号との相関値として出力するように構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペククトラム直接拡
散通信方式の受信装置等で用いられるデジタルマッチド
フィルタに関する。

【０００２】情報信号に広帯域の拡散符号を乗じて送信
し、受信側では逆拡散して狭帯域信号に戻す、いわゆる
スペクトラム拡散通信方式は、受信電波のＣ／Ｎ（キャ
リア・ノイズ比）が悪くても、情報信号を検出できるの
で宇宙通信や、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
ess: 符号分割多元接続) に有望であり、装置の低価格
化が望まれている。逆拡散を行うマッチドフイルタをデ
ジタル回路で構成し、そのハード規模を削減すること
は、このための有効な手段である。

【０００３】

【従来の技術】図４に本発明のデジタルマッチドフィル
タが適用されるスペクトラム直接拡散通信方式を示す。

【０００４】送信側では、送信データの１ビットずつに
拡散符号を乗じる。以下、送信データの情報“１”は−
１に、情報“０”は＋１の規格化された信号レベルを有
するものとして説明する。乗算結果の出力は、(-1)×(-
1)＝(+1)×(+1)＝+1（即ち情報値としては“１”＋
“１”＝“０”＋“０”＝“０”) 、また(-1)×(+1)＝
(+1)×(-1)＝-1（情報値としては“１”＋“０”＝
“０”＋“１”＝“１”）となるので、乗算器は情報値
に対するＥＸ−ＯＲ回路と同じ動作をする。送信情報ビ
ットが“１”ならば、拡散符号のビットパターンを反転
したものが、また送信情報ビットが“０”のときは、拡
散ビットパターンがそのままスペクトラム拡散送信信号
のベースバンド信号として生成される。通常、拡散符号
は特定の位相を持つ擬似ランダム符号(PN 符号) が用い
られるが、以下の説明では、前位から後位にABCDEFGHIJ
KLMNOPのビット長16（拡散符号の各ビットをチップと言
うので以下チップ長と称する）の拡散符号“1111010110
010001" を用いるものとする。情報レート9.6Kbit/s の
原送信データは、１ビットの情報“０”は、１６チップ
長の拡散符号パターンそのまま、また１ビットの情報
“１”は、拡散符号を反転した１６ビットのビット列
“0000101001101110" に変換される。従って原送信デー
タ列は、例えばチップクロックレート（拡散符号のビッ
トレート）が9.6 ×16＝153.6 Kbit/sのベースバンドの
スペクトラム拡散信号(SS 信号) に拡散される。

【０００５】送信側は、この送信ベースバンドスペクト
ラム拡散信号でキャリアをＰＳＫ変調等により所定に変
調した無線信号を送出する。これにより、送信信号のス
ペクトラムは原情報レートで変調した場合に比べて１６
倍の帯域に広がる。

【０００６】受信側では、受信無線信号を所定に周波数
変換およびＰＳＫ復調して、周波数153.6 K Hzのアナロ
グ信号である受信ベースバンドスペクトラム拡散信号を
得る。このアナログの受信スペクトラム拡散信号はチッ
プクロック周波数153.6 KHzでサンプリングされてＡＤ
変換され、デジタル化した受信スペクトラム拡散信号と
なる。このデジタル化した受信スペクトラム拡散信号
は、デジタルマッチドフィルタに入力する。デジタルマ
ッチドフィルタは、この入力信号と、内蔵している拡散
符号パターンとの相関を求めることによってスペクトラ
ム逆拡散を行い、情報レートに等しい繰返し周波数9.6
K Hzで最大相関値を出力する。

【０００７】図５により従来のデジタルマッチドフィル
タの構成と動作を説明する。チップクロック周波数でデ
ジタル化されたベースバンドの受信スペクトラム拡散信
号は、チップ長に等しい16段の深さを持つ受信シフトレ
ジスタ31に順次入力する。一方、係数レジスタ33は、送
信側で用いた拡散符号と同一パターンの拡散符号“1111
010110010001" を固定的に保持してパラレルに出力して
いる。拡散符号のチップ長に対応して設けられた１６個
の乗算器32は、この拡散符号と受信シフトレジスタ31の
パラレル出力であるチップ長相当分の受信拡散信号との
一致、不一致をチップ毎に乗算することによりチップク
ロック周期で比較している。比較結果は、加算器34によ
って16チップ分が常時加算され、自己相関値として出力
される。受信信号のパターンが拡散符号のパターンと一
致すると、乗算結果は全て１となり加算器34からは最大
相関値16が、また受信信号パターンが拡散符号パターン
の反転のときは乗算結果は全て−１なので加算器34から
は負の最大相関値−16が出力される。そして其以外のチ
ップクロックタイミングでは16／2 程度の値が出力され
る。

【０００８】絶対値算出部35はこの相関値を正の相関絶
対値に変換する。比較部36はこの相関絶対値を予め設定
されている８〜１６の間の閾値と比較し、閾値を越える
チップタイミングを検出して検出パルスDET を出力す
る。

【０００９】検出パルスDET や相関値の絶対値は、受信
開始時点での搬送波再生の引込み用の制御信号や後段の
識別部での識別タイミングパルスとして用いられる。図
４において、マッチドフィルタの後段のデータ識別部
は、検出パルスDET のチップタイミングで相関値の値を
識別することにより、原送信データの再生を行う。

【００１０】上記において、拡散符号のチップ長が長い
程、拡散符号パターンの種類が多くなるので、相関値の
ピークが大きくなり、低CNの受信信号を良好に受信で
き、また多元接続する場合にはチャネル数を多くとれる
ことになる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来のデジタル
マッチドフイルタでは、拡散符号のチップ長に等しい深
さのシフトレジスタとチップ長と同数の乗算器を必要と
するため、チップ長を長くすると回路規模が増大すると
いう問題があった。

【００１２】このように、拡散符号のチップ長に対応し
てマッチドフィルタの回路規模が増大するので、通信方
式上必要とされる拡散符号の長さが、マッチドフィルタ
を一個のＬＳＩで構成できる範囲を越える場合には、Ｌ
ＳＩをカスケード接続してマッチドフィルタを構成して
いた。また、１個のＬＳＩでマッチドフィルタを構成し
ようとすると拡散符号のチップ長が制限されるという問
題があった。

【００１３】本発明は、上記問題に鑑みて創出されたも
ので、デジタルマッチドフィルタの回路規模を削減する
ことを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】図１は、本発明のデジタ
ルマッチドフィルタの第一実施例の構成図である。上記
問題点を解決するため、本発明のデジタルマッチドフィ
ルタは、原信号に所定チップ長の拡散符号を用いてスペ
クトラム拡散を施した受信スペクトラム拡散信号に、逆
拡散を施して原信号を取り出すデジタルマッチドフィル
タにおいて、所定チップ長の拡散符号を分割してチップ
長が略等しい複数の部分拡散符号とし、受信スペクトラ
ム拡散符号と該複数の部分拡散符号のそれぞれとの部分
相関値を順次求め、全ての部分拡散符号に対する最大の
部分相関値の和を該所定チップ長の拡散符号と受信スペ
クトラム拡散符号との相関値として出力するように構成
する。そして、さらに、図１に示すように、部分拡散符
号のチップ長の深さをもち受信スペクトラム拡散符号の
チップがシリアルに入力する受信シフトレジスタ手段11
と、該受信シフトレジスタ手段11の各段の出力にそれぞ
れ係数を乗算する乗算手段12と、各部分拡散符号を制御
信号に基づいて切替えて保持し、保持している値を乗算
手段に乗算係数として供給する部分拡散符号供給手段13
a,13b と、前記乗算手段の出力の和を求め、部分相関値
として出力する加算手段14と、前記部分相関値の絶対値
である部分相関絶対値を生成する絶対値算出手段15と、
前記部分相関絶対値が所定閾値TH1 を越えるチップタイ
ミングを検出する比較手段16と、受信開始時の最初のチ
ップタイミングを基準に、以後の部分拡散符号と受信ス
ペクトラム拡散信号との部分相関値が最大になるチップ
タイミングを求め、該タイミングにおいて所望の部分拡
散符号が前記部分拡散符号供給手段に保持されるように
制御する制御信号を生成する制御手段17と、前記チップ
タイミングで前記加算手段が出力する部分相関値を取込
み、１チップ長分を累積加算して出力する部分相関値加
算手段18,19,20 と、を有して構成する。

【００１５】

【作用】相関をとるチップ数が分割により減少するの
で、相関値を求めるためにマッチドフィルタ内で受信ス
ペクトラム拡散符号のチップを保持する受信シフトレジ
スタおよび相関を計算する乗算器の個数を部分拡散符号
のチップ数だけ設ければよい。従って、マッチドフィル
タの回路規模を削減することができる。この分割数は、
対象とする通信システムのＣＮ比（キャリア／ノイズ・
比）によって適宜決定することができる。通信システム
のＣＮに応じて分割数を適切にきめることにより、効率
的な回路構成ができる。

【００１６】分割数を増やすと部分拡散符号のチップ数
が減り、部分相関値の最大値が小さくなるので、ＣＮが
小さい宇宙通信システム等ではせいぜい２分割である
が、ＣＤＭＡ方式の移動通信や無線ＬＡＮ等では、ＣＮ
が比較的良いので、部分相関値で所望の制御が可能であ
り分割数を多くとることができる。

【００１７】

【実施例】以下添付図面により本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の第一実施例の構成図、図２はその動
作を説明するためのタイムチャート、図３は第二実施例
の構成図である。なお、全図を通じて同一符号は同一対
象物を示す。

【００１８】以下の実施例では拡散符号はチップ長が16
で、前から後ろにABCDEFGHIJKLMNOP( 値は111101011001
0001) であるとし、これを２分割した８チップずつを部
分拡散符号とした場合を説明する。

【００１９】第一の実施例は、部分拡散符号供給手段と
して、各部分拡散符号を固定的に保持する複数の係数レ
ジスタを設け、係数供給元を適宜切り替えるようにした
ものである。

【００２０】図１において、11は８段の受信シフトレジ
スタであり、ベースバンド信号に復調された受信スペク
トラム拡散信号をチップクロックでサンプリングしたデ
ジタルデータがチップシリアルに順次入力する。このデ
ジタルデータは送信側のチップの情報値“０”“１”に
対応して正、負の値をとるものとする。12は乗算器で、
受信シフトトレジスタの各段に対応して８個設けられ、
シフトレジスタの各段が出力するチップの値と、係数と
をチップ毎に乗算する。13a,13b は二つの係数レジスタ
で、13a は16チップの拡散符号の前半部分の８チップ、
即ちABCDEFGH"11110101"を、また13b は後半部分の8 チ
ップIJKLMNOP“10010001" に対応する値を、それぞれ保
持しており、制御部17からの切替制御信号CNT に制御さ
れて何れか一方の値が、乗算係数として乗算器12に供給
される。なお、上記部分拡散符号の情報と実際に乗算器
に供給される係数の信号レベルとの関係は、“０”が＋
1の、また“１”が−1 の極性を持つ信号レベルに対応
するものとする。例えば、切替制御信号CNT が"H" の時
は、後半の部分拡散符号“10010001”に対応する“-1,
1,1,-1,1,1,1,-1" が係数レジスタ13b から、"L" のと
きは前半の"11110101"に対応する"-1,-1,-1,-1,1,-1,1,
1"が係数レジスタ13a から、それぞれ乗算係数として各
乗算器に供給される。

【００２１】14 は加算器で８個の乗算器12が出力する
乗算結果の算術加算を行って部分相関値として出力す
る。６は絶対値算出部で、加算器14が出力する部分相関
値が正の値のときはそのまま、負の値の時には極性符号
を反転した正の値に変換して、常に正の値をもつ部分相
関絶対値を出力する。16は比較器で、１部分拡散符号周
期内における部分相関絶対値がピークとなる（即ち自己
相関がとれた）チップクロックタイミングを検出するた
めのもので、外部から最大相関値の１／４、例えば、本
実施例の如く拡散符号長は１６の場合には４〜８の間の
適当な数値が閾値TH1 として設定されており、絶対値算
出部15が出力する値がこの閾値を越えたチップクロック
タイミングに検出パルスDET1を出力する。18は部分相関
値保持レジスタで、加算器14が出力している部分相関値
を、制御部17からのラッチパルスLPのタイミングで取込
み、保持・出力する。

【００２２】17は制御部で、検出パルスDET1が入力し
て、各種の制御信号を生成する。切替制御信号CNT は、
動作開始直後に"H" となり、最初の検出パルスDET1が入
力すると"L" となり、次の検出パルスDET1が入力する
"H" となる。以後検出パルスDET1が入力する度に"L",
"H" を交互に出力する。この切替制御信号により、DET1
パルスが発生する度に、乗算器に供給される乗算係数は
後半の部分拡散符号と前半の部分拡散符号とが交互に切
り替わることになる。また、制御部17は最初の検出パル
スの次の検出パルスから1 検出パルスおきに、部分相関
値保持レジスタ18にラッチパルスLAを供給し、二つのラ
ッチパルスの中間の検出パルスタイミングでは出力制御
パルスOUTCNTを出力する。19は加算器で、部分相関値保
持レジスタ18の出力と、第一の加算器14の出力とを常時
加算して出力している。20は例えば３ステートゲートか
らなる出力ゲートで、出力制御パルスOUTCNTが印加され
たときのみ、第二の加算器19の出力を、相関値として後
段に出力する。

【００２３】21は第二の絶対値算出部で、常時入力して
いる第二の加算器19からの加算結果を正の値に符号変換
して出力する。22は比較回路で、１チップパターン周期
における最大相関値の１／２以上の値を検出する第二の
閾値TH2 、例えば数値８が外部から設定されており、入
力がこの閾値を越えるチップタイミングで検出パルスDE
T を出力する。

【００２４】次に、図２を共に用いて、動作を説明す
る。送信される原信号がデータ“０”の連続であり、上
記拡散符号により16チップに拡散して送信されるものと
する。

【００２５】図２においては、時間軸は上下方向であ
り、各チップクロックタイミング毎の上段は受信シフト
レジスタに保持されている受信スペクトラム拡散信号が
有する情報値、下段は係数レジスタが供給する係数に
対応する情報値である。まず初期状態では、切替制御
信号CNT が"H" であり、係数レジスタ13b から拡散符号
の後半の部分拡散符号パターンのIJKLMNOP“10010001”
に対応する乗算係数“-1,1,1,-1,1,1,1,-1" が供給され
ている。受信拡散信号は１チップずつ受信シフトレジス
タに入力し、拡散符号の後半部に相当する８チップ分が
入力したチップクロックタイミング0 で、受信シフトレ
ジスタ11の8 チップ分のパラレル出力は“10010001”に
対応する“-1,1,1,-1,1,1,1,-1" となるので、８個の乗
算器の出力は全て+1となり、部分相関絶対値は８で最大
となる。これにより最初の検出パルスDET1-1が出力さ
れ、制御部17は動作を開始する。最初の検出パルスDET1
-1により、制御部17は切替制御信号CNT を"L" とするの
で、係数レジスタ13a に係数供給元が切り替わり、前半
の部分拡散符号ABCDEFGH"11110101"に対応する"-1,-1,-
1,-1,1,-1,1,1"が乗算器に供給される。最初の切替後の
8 チップクロック後のタイミング９で、受信シフトレジ
スタには、次の受信スペクトラム拡散信号の前半部が入
力保持されるので、再び部分相関値およびその絶対値は
最大となり、2 つめの検出パルスDET1-2が発生する。こ
れにより、そのときの部分相関値ａが相関値保持レジス
タ18に取込まれるとともに、切替制御信号CNT が"H" と
なって、乗算係数は後半の部分拡散符号に切り替わる。
これにより、後半の拡散符号で受信信号を待ち受けるこ
とになり、切替後８チップクロック目のチップタイミン
グ16で再び部分相関値は最大となる。このときに、前半
の最大部分相関値a とこの後半の最大部分相関値b と
が、第二の加算器19で加算さたれた値が、マッチドフイ
ルタの出力として後段に出力されて、所定に復号されて
データが取り出される。またその絶対値が第二の閾値TH
2 を越えることを比較器22が検出するので、1 チップパ
ターン周期で一回の検出パルスDET と最大相関値とが出
力する。

【００２６】送信情報が“１”のときは、受信信号パタ
ーンの符号は反転しているので、絶対値を取る前の相関
出力の符号が−であり、相関値は絶対値を取っているの
で正である。相関出力の正、負を検出パルスのタイミン
グで識別することにより送信情報の“１”“０”が検出
される。また相関値は、受信無線周波数数信号をIF信号
に変換するためのローカル発振器の制御等に用いられ
る。検出パルスはデータの識別や、チップクロックの発
生のためのタイミング信号として用いられる。

【００２７】図３は、第二の実施例で、部分拡散符号供
給手段の係数レジスタにシフトレジスタを用いた例を示
す。係数レジスタは、８チップ長の部分拡散符号を保持
する現用係数保持レジスタ23a と、残りの８チップ長を
保持する待機係数レジスタ23b とからなる。16チップ長
の1 チップパターン周期分の拡散符号パターンが両者に
分かれて保持されており、乗算係数は現用係数保持レジ
スタ23a から乗算器12に供給される。一方の係数保持レ
ジスタの最終段からの出力は他方の係数レジスタの初段
の入力に接続され、制御部17' からのチップパターンク
ロックに同期したシフトパルスSPにより、反時計方向に
1 チップ分ずつシフトする。従って、現用係数レジスタ
23a は、拡散符号パターンの連続した８チップ分に対応
する係数を出力し、1 チップクロック毎に前位桁方向に
1 チップ分ずつシフトする。そして制御部17' は、最初
の検出パルスDET1が入力するとチップクロックの周期で
シフトパルスSPを出力する。初期状態では、現用レジタ
23a には、拡散符号の後半の部分拡散符号I,J,K,L,M,N,
O,P の８チップ分のパターンが最後位チップI がシフト
レジスタの初段と対応するように保持され、待機係数レ
ジスタ23b には前半の部分拡散符号A,B,C,D,E,F,G,H の
８チップ分のパターンが格納されている。この時点では
シフトパルスを発生していないので、現用係数レジスタ
23a の出力は固定している。受信シフトレジスタ11に入
力する受信拡散信号が次々とシフトして、そのパラレル
出力がこの後半部分と一致したチップタイミングで加算
器14からの部分相関値は最大となる。そのときの絶対値
は比較器16の閾値を越えるので最初の検出パルスDET1が
出力される。これにより、制御部17' はシフトパルスの
供給を開始し、現用係数レジスタの内容は、1 チップず
つ前位桁方向にシフトし、8 チップクロック目で前半の
部分拡散符号に対応する係数を出力する。この時受信シ
フトレジスタ11には、次の受信拡散符号の前半部が入力
しおわっているので、そのチップクロックタイミングで
の部分相関値は最大となる。制御部17' は、最初の検出
パルスDET1を基準にして、第一実施例と同様のチップタ
イミングでラッチパルスLPと、出力制御パルスOUTCNTと
を生成しているので、前半の部分相関値のピークa が部
分相関値レジスタ18に保持される。次の８チップクロッ
ク目では拡散符号の後半のI,J,K,L,M,N,O,P と入力拡散
信号との相関値がピークになるので、後半の最大相関値
ｂが閾値を越え、３つめの検出パルスDET1が出力され
る。このとき、部分相関値レジスタが保持する前半の最
大相関値ａとb との加算結果が後段のデータ識別部へ出
力される。またこの相関値の絶対値が第二の閾値を越え
るので、検出パルスDET が出力される。

【００２８】以上の実施例は、チップ長16の拡散符号を
８チップ長の部分拡散符号に２分割した例について説明
した。この拡散符号のチップ長が奇数で、同一チップ長
の部分拡散符号に２分割できない場合には、大きいチッ
プ長に合わせて受信シフトレジスタと乗算器を設ければ
よい。

【００２９】また、分割数を３以上にする場合には分割
数に対応する個数の部分相関値レジスタを設けて、制御
部で適切なタイミングでそれぞれに各部分拡散符号に対
応する部分相関値の最大値を保持させ、１拡散符号フレ
ーム毎に一個の合計相関値を出力するようにしたり、あ
るいは分割後のチップ長単位に順次求まる３個以上の最
大部分相関値をその都度累積加算することによって、全
チップ長に対する最大相関値を１個出力するように構成
してもよい。

【００３０】このチップ分割数は、通信システムのＣＮ
比や、所要チャネル数、拡散符号長等の組合せに応じ
て、最適の特性が得られるように適宜きめることができ
る。

【００３１】

【発明の効果】以上説明した如く本発明によれば、拡散
符号を分割した部分拡散符号と受信スペクトラム拡散信
号との相関を順次求めるので、相関計算のための乗算器
や受信拡散信号を保持するシフトレジスタの数を削減す
ることができ、デジタルマッチドフィルタを小さい回路
規模で実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデジタルマッチドフィルタの第一実
施例構成図

【図２】図１の動作説明のためのタイムチャート

【図３】本発明のデジタルマッチドフィルタの第二実
施例構成図

【図４】本発明のデジタルマッチドフィルタが適用さ
れるスペクトラム直接拡散通信方式を示す図

【図５】従来のデジタルマッチドフィルタの構成図

【符号の説明】

11…受信シフトレジスタ、12…乗算器、13a,13b,23a,23
b …係数保持レジスタ、14…加算器、15…絶対値算出
部、16…比較部、17,17'…制御部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】原信号に所定チップ長の拡散符号を用い
てスペクトラム拡散を施した受信スペクトラム拡散信号
に、逆拡散を施して原信号を取り出すデジタルマッチド
フィルタにおいて、所定チップ長の拡散符号を分割してチップ長が略等しい
複数の部分拡散符号とし、受信スペクトラム拡散符号と
該複数の部分拡散符号のそれぞれとの部分相関値を順次
求め、全ての部分拡散符号に対する最大の部分相関値の
和を該所定チップ長の拡散符号と受信スペクトラム拡散
符号との相関値として出力するようにしたことを特徴と
するデジタルマッチドフィルタ。
【請求項２】部分拡散符号のチップ長の深さをもち受信
スペクトラム拡散符号のチップがシリアルに入力する受
信シフトレジスタ手段(11)と、該受信シフトレジスタ手段(11)の各段の出力にそれぞれ
係数を乗算する乗算手段(12)と、各部分拡散符号を制御信号に基づいて切替えて保持し、
保持している値を乗算手段に乗算係数として供給する部
分拡散符号供給手段(13a,13b) と、前記乗算手段の出力の和を求め、部分相関値として出力
する加算手段(14)と、前記部分相関値の絶対値である部分相関絶対値を生成す
る絶対値算出手段(15)と、前記部分相関絶対値が所定閾値TH1 を越えるチップタイ
ミングを検出する比較手段(16)と、受信開始時の最初のチップタイミングを基準に、以後の
部分拡散符号と受信スペクトラム拡散信号との部分相関
値が最大になるチップタイミングを求め、該タイミング
において所望の部分拡散符号が前記部分拡散符号供給手
段(13a,13b) に保持されるように制御する制御信号を生
成する制御手段(17)と、前記チップタイミングで前記加算手段(14)が出力する部
分相関値を取込み、１チップ長分を累積加算して出力す
る部分相関値加算手段(18,19,20)と、を有することを特徴とする請求項１記載のデジタルマッ
チドフィルタ。