JPH07501432A - 小型広帯域マイクロストリップアンテナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ハｊ　−マイクロスト！ツ　アンテナ 本発明は、米国空車との契約に基づき、一部政府の援助を受けて成されたもので ある。政府は本発明についである一定の権利を有する。 皿這ユＵ豊照 本発明は、１９９１年５月３日に出願された米国特許出願第０７／６９５，６８ ６号“多オクターブ・スパイラルモード・マイクロストリップアンテナ（Ｍｕｌ ｔｉ−Ｏｃｔａｖｅ　Ｓｐｉｒａｌ−Ｍｏｄｅ　ＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐＡｎｔｅ ｎｎａ）”の一部継続出願である。 伎」Ｌ番！ 本発明は、一般的にはアンテナに関し、特にマイクロストリップアンテナに関す る。 及肌辺１月 飛行機や自動車における使用など多くのアンテナの用途においては、アンテナが 広帯域であることが要求される。このような用途においては、所謂”周波数無関 係アンテナ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔａｎｔｅｎｎａ）” 　（“ＦＩアンテナ”）が一般的に採用されている。 例えば、ブイ・エッチ・ラムゼイ（Ｖ、　Ｈ，Ｒｕｍ５ｅｙ）　、鳳跋致凰皿係 アンテナ　Ｆｒｅ　ｕｅｎｃ　Ｉｎｄｅ　ｅｎｄｅｎｔ　Ａｎｔｅｎｎａ　、ア カデミツク・プレス、ニューヨーク州ニューヨーク、１９６６年を参照。このよ うな周波数無関係アンテナは、典型的には螺旋状又は対数周期構造の放射エレメ ント、又は被駆動エレメントを有し、これにより典型的には９：１若しくはそれ 以上（帯域幅９００％）の広い帯域に亘っての周波数において信号の送受信を可 能にしている。例えば、“２重偏向波状アンテナ（Ｄｕａｌ　Ｐｏ１ａｒｉｚｅ ｄ　５ｉｎｕｏｕｓ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　）　”と題された１９８６年］Ｏ月２ ２日発行のアール・エッチ・デュハメルＲ，Ｈ，ＤｕＨａｍｅｌの公告番号第０ １９８５７８号の欧州特許出願第８６３０１１７５．５号（１９８７年４月１４ 日発行の米国特許第４．６５８．２６２号も参照のこと）は、°゛波状ｓｉｎｏ ｕｓ）　”と呼ばれる対数周期構造を有する周波数無関係アンテナを開示してい る。 従来の周波数無関係アンテナにおいては、損失をもたらす円筒状のキャビティを アンテナエレメントの一方の側に配置しているため、送信時における外方への効 率的なエネルギーの放射は、アンテナエレメントの一方の側からだけしか行われ ない（アンテナの他方の側から放出されるエネルギーは、キャビティの中で浪費 されてしまう）。しかしながら、高性能な航空機や他の用途では、アンテナは外 表面（航空機の場合には外壁）と実質的に同一平面になるように取り付けること が要求される。これにより、好ましいことではないが、周波数無関係アンテナの キャビティ部を飛行機の構造体の中に取り付けることが要求される。このため、 円形のキャビティを収納するために、典型的には、少なくとも２インチの深さと 数インチの直径を持つかなり大きな穴を形成することが必要となる。また、放射 エネルギーを浪費する損失の多いキャビティを使用しているため、放射した電力 の約半分が損失となる。したがって、周波数無関係アンテナから外方へ放射され る電力を所定のレベルにするのにより大きな電力を入力することが必要となる。 近年においては、“マイクロストリップ・バッチアンテナ°゛と呼ばれるアンテ ナが開発された。例えば、マンソン（Ｍｕｎｓｏｎ）の米国再発行特許第２９， ９１１号（米国特許第３．９２１，１７７号の再発行）やタルトシンガー　Ｋｒ ｕｔｓｉｎ　ｅｒ　ｅｔ　ａｌ、の米国再発行特許第２９，２９６号（米国特許 第３，８１０，１８３号の再発行）を参照のこと。典型的なマイクロストリップ ・パッチアンテナにおいては、通常は円形または長方形の形状である薄い金属の バッチを接地平面に隣接して配置し、接地平面から誘電性のスペーサでわずかに 離隔されている。マイクロストリップ・パッチアンテナは、一般的に、帯域幅が １０％以下で、使用可能な帯域幅が狭いという問題があった。 共に出願係属中の関連米国特許出願第０７／６９５，６８６号は、従来技術の限 界の多（を解決する“多オクターブ・スパイラルモード・マイクロストリップア ンテナ（ｍｕｌｔｉ−ｏｃｔａｖｅ　ｓｐｉｒａｌ−ｍｏｄｅｍｉｃｏｒｓｔｒ ｉｐ　ａｎｔｅｎｎａ）”について詳しく述べている。このスパイラルモードア ンテナは、周波数無関係アンテナに近い帯域幅を持ち、接地平面の上方に略平坦 に取付けられる。しかしながら、スパイラルモードのマイクロストリップアンテ ナでは、少なくともその外周の長さがｍλ（但し、ｍは要求される最も高いモー ドであり、んは波長）であるような螺旋が必要となる。したがって、特に低い周 波数においては螺旋の直径が不当に大きくなり好ましくない。 また、マイクロストリップ・バッチアレー型のアンテナも知られている。例えば 、マンソン・アール・イー（Ｍｕｎｓｏｎ、　Ｒ，Ｅ、　）、口利マイクロスト リップアンテナ　びマイクロスト１ツブ鳥・　アレー　Ｃｏｎｆｏｒｍａｌ　Ｍ ｉｃｒｏｓｔｒｉ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　ａｎｄ　ＭｉｃｒｏｓｔｒｉＰｈａｓｅ ｄ　Ａｒｒａ　ｓ　、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅアンテナと　に　る　比重ＥＥＥＴｒａｎ ｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　ａｎｄ　Ｐｒｏ　ａ　ａｔｉｏｎ　 第７４頁（１９７４年１月）。このマンソンの論文は、長方形のエレメントのア レーについて議論している。しかしながら、マンソンの設計によ゛るものを含め 従来のマイクロストリップアレーは、一般的に、電気的に大きく　（即ち、この アンテナは、動作周波数の波長に比べて大きい）、各々のエレメントは約半波長 の直径を有し、これらの直径よりも僅かに大きい距離だけ互いに離間されている 。 コンロイ　Ｃ０ｎｒＯｅｔａ七）の米国特許第４，７６６．４４４号は、順応型 の”キャビティの無い“アンテナに関するもので、このアンテナは、同じ様に駆 動され、外方に向けて湾曲する表面に沿って直線的に配列された単一アームの螺 旋状エレメントのアレーを有する。損失の多い六角形のセルによって螺旋状エレ メントを接地平面から離間させ、典型的なキャビティの場所を得る。得られるア ンテナは、干渉計として用いるのに好適であり、使用可能な帯域幅は狭いと述べ られている。このものも同様に、電気的に大きいアレーである。 従って、高さが低い形状を持ち、従来のアンテナに比較して広い帯域幅を持ち、 物理的な寸法が小さいアンテナに対するニーズが有ることが判る。 泣」ユ鷹刀 手短かに言えば、本発明は、小型の広帯域マイクロストリ・ンブアンテナを包含 する。第一の好ましい形態では、本発明は、接地平面や他の平面の一方の側に取 り付けるためのマイクロストリップ構造を含む。そのアンテナは、閉じた（典型 的には円形の）アンテナエレメントの配列を含み、それぞれのエレメントは接地 平面から予定の距離隔てるために基板の一方の側に配置され、その基板は低い誘 電率を有している。エレメントは、スパイラルモードで励起するために互いに異 なった位相で電気的に駆動される。 好ましくは、閉じたアレーは、４個またはそれ以上のエレメントの円形配列を含 み、各エレメントは、薄い金８７５から作られている。好ましくは、基板は１〜 ４．５の誘電率を有する。また、基板の厚さは、特定の波長においてほぼ最大の 利得が得られるように注意深く選ばれ、２〜１８ＧＨｚのマイクロ波の周波数用 では、典型的に０．１〜０．３０インチ（０，２５〜０．７６■ｍ）の厚さを持 つ。他の周波数のための基板厚さは、周波数スケール方法（ｆｒｅｑｕｅｃｎｃ ｙ　ｓｃａｌｉｎｇ　ｍｅｔｈｏｄ　）によって決定される。また、アンテナエ レメントに隣接して装荷（ｌｏａｄｉｎｇ　）材料を配置することができる。 上記の構成により、構造物の外に取り付けることができ、且つ構造物の表面に一 致させることができるアンテナが提供される。また、このアンテナは、典型的に は３００％台のかなり広い帯域幅を持つ。この設計は、マイクロストリップアン テナの接地平面はアンテナのスパイラルモードに適合するとの出願人の発見に基 づいて行われた。この点に関し、閉じたアレーの個々のエレメントは、ｍ＝ｌと ｍ＝２のモードといったように必要とされるスパイラルモードに従ってビームパ ターンを発生する集合アンテナとなるように、互いに異なった位相で電気的に駆 動される。 第２の好ましい形態では、本発明は、接地平面や他の平面の一方の側に取り付け るためのマイクロストリップアンテナを包含し、そのアンテナは、接地平面から 予定の距離隔てるために磁性基板の一方の側に配置された１個以上のアンテナエ レメントを含む。磁性基板は、その相対透磁率とほぼ等しい相対誘電率を持つよ うに選ばれる。これにより、アンテナは、高い誘電率を持つ基板の悪影響を受け ることなく、マルチスパイラルモード（ｍｕｌｔｉｐｌｅ　５ｐｉｒａｌ　ｍｏ ｄｅ）を効率的に発生できる。 第３の好ましい形態では、本発明は、接地平面の一方の側に取り付けるためのマ イクロストリップアンテナを包含し、基板の一方の側に配置された１個以上のア ンテナエレメントを含む。特に、このアンテナは、特定のモード、例えば、ｍ＝ ２のモードで作動するようになっている。このため、ｍ＝１のモードのための放 射領域からの放射を、アンテナエレメントを接地平面に対して比較的接近して配 置することによって抑制している。ｍ＝２の放射領域においてはアンテナエレメ ントと接地平面との間の十分太き（とることによって、ｍ＝２のモードを促進し ている。これは、アンテナは、ｍλ（但し、えは波長、ｍは放射モード又はスパ イラルモード）に等しい円周を持つ複数の円にほぼ対応する放射領域において放 射を行うという事実を利用したものである。従って、アンテナは、ｍ＝＝１のモ ードのための第１放射領域において放射する傾向があり、ｍ＝２のモードのため の外側の放射領域においては副次的に放射が行われる。これらの種々の放射領域 において、接地平面とアンテナエレメントとの間の間隔を選択的に変化させるこ とによって、ｍ＝＝２のモードの放射を促進しながらｍ＝１のモードの放射を抑 制できる。 勿論、これとは逆に、間隔を設けることによってｍ＝２のモードの放射を抑制し ながらｍ＝１のモードの放射を促進できる。しかしながら、多くの場合には、ア ンテナエレメントを切り詰め、モードｍ＝２の放射を行うのに十分な大きさの放 射領域を無くすことによってモードｍ＝２の放射を排除することが可能であるた め、上記の様にする必要はない。 本発明の他の好ましい形態においては、接地面の一方の側、又は接地面を含む側 に取付けるための多オクターブ型のスパイラルモード（ｓｐｉｒａｌ−ｍｏｄｅ 　）　・マイクロストリップアンテナシステムを包含する。このアンテナシステ ムは、スパイラルモードのアンテナエレメントと、アンテナエレメントを接地面 から所定距離だけ離間させるためにアンテナエレメントの一方の側に配置された 基板とを含み、その所定距離は、多オクターブ動作周波数範囲全体に渡って１／ ６０〜ｌ／２波長である。基板は、１．０〜２．０の間、好ましくは１．０にで きるだけ近い相対誘電率を有している。また、このアンテナシステムは、スパイ ラルモードのアンテナエレメントとほぼ完全にインピーダンス整合のとられた供 給ネットワークを含んでおり、要求されるスパイラルモードを励起する（接地平 面の効果はインピーダンス整合において考慮されている）。 これらの配置は、極めて小型で効率的である。また、１つのモード又は幾つかの モードで選択的に作動することができるため、アンテナは、ビームを指向性及び ヌル指向性にするのに有用である。 従って、本発明の主な目的は、極めて広帯域な性能を持ち、高さが低い形状の小 型のアンテナを提供することにある。 本発明の他の目的は、改善された帯域幅を持つマイクロストリップアンテナを提 供することにある。 本発明の他の目的は、小径のアンテナを提供することにある。 本発明の他の目的は、ビーム指向性及びヌル（無）指向性のアンテナを提供する ことにある。 本発明の他の目的、特徴、及び利点は、添付図面に関連する下記の説明を読むこ とによって明らかになるであろう。 図面の簡単な説明 図１は、本発明の好ましい形態におけるマイクロストリップアンテナの平面図で ある。 図２Ａは、図１に示されるアンテナの部分的に断面した概略側面図である。 図２Ｂは、図２Ａに示されるアンテナの一部を部分的に断面した概略側面図であ る。 図３は、図１に示されるアンテナを駆動するための給電部の概略図である。 図４Ａと４Ｂは、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、波状の アンテナエレメントを示す。 図５Ａと５Ｂは、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、対数周 期的な歯を有するアンテナエレメントを示す。 図６は、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、長方形のスパイ ラルアンテナエレメントを示す。 図７と図８は、図１に示されるアンテナの変形例を示す平面図であり、それぞれ 、アルキメデス螺旋のアンテナエレメントと等角度螺旋のアンテナエレメントを 示す。 図９Ａと９Ｂ、及び図１０ＡとＩＯＢは、図１に示されるアンテナの理論的な解 析を行うために使用する数学的モデルを示す概略図である。 図１１ＡとＩＩＢは、図１に示されるアンテナの放射パターンに対しての誘電性 基板（誘電率が大きい場合における）の撹乱効果の試験結果を示すグラフである 。 図１２は、本発明によるアンテナと従来のキャビティーを有するスパイラルアン テナとを比較した実験結果を示すグラフである。 図１３は、図１に示されるアンテナにおいて、接地平面からの間隔を種々に変更 した場合における、アンテナエレメントの位置決めのアンテナの利得に対しての 影響を３つの動作周波数において示すグラフである。 図１４は、アンテナの放射パターン、特にスパイラルモードのパターン（ｎ＝１ 、ｎ＝２等のための）を示すグラフである。 図１５は、本発明の他の好ましい形態によるアンテナの概略的平面図である。　 図１６は、図１５に示されるアンテナの断面側面図である。 図１７Ａと１７Ｂは、モードｍ＝１とｍ＝２のための放射パターンをそれぞれ示 すグラフである。 図１８は、エレメントを同心の円形のアレーに配置した他の変形例を示す概略平 面図である。 図１９は、ＰＩＮダイオードによって切り換えられる同調可能なマルチ共振周波 数型マイクロストリップアンテナの概略図である。 図２０は、相対的な誘電率と透磁率が等しいスパイラルモードのマイクロストリ ップアンテナに使用される基板材料を示す概略図である。 図２１Ａと２１Ｂは、接地平面の上方に離間した非定数型のモード２のアンテナ を示すものである。 １糧立説朋 上記したように、本出願は、共に出願係属中の米国特許出願第０７／６９５，６ ８６号の一部継続出願である。以下の第１節から第３節までは、実質的に上記出 願からの一言一句そのままの複写であり、本発明の原理の幾つかを示している。 特に、アンテナとそのエレメントとを接地平面の上方に隙間を持って如何に取り 付けるかについての原理が含まれている。第１節から第３節に引き続（部分では 、本発明の残りの部分を開示しており、これには、どの様にして位相付けされた アレー状のエレメントによってアンテナを構成するか、どの様にして磁気基板材 料を使用するのか、どの様にしてアンテナエレメントと基板との間に、半径の関 数である非接触の間隔を設けるかについての説明が含まれている。 １、アンテナの　弓のた至（７）Ｖｆｔ’＠以下区面以下細面参照するが、全て の図面を通して同じ参照符号は同じ部品を表す。図１、図２Ａ及び図２Ｂは、本 発明の好ましい形態による多オクターブ・マイクロストリップアンテナ２０を示 すもので、接地平面ＧＰの一方の側面上に取付けられた状態が示されている。ア ンテナ２０は、非常に薄い金属箔２１ａ、好ましくは銅箔から成るアンテナエレ メントと、それらのための誘電性の裏当て２１ｂとを有している。図１，２Ａ及 び２Ｂに示すアンテナエレメント箔２１ａは、第１及び第２のスパイラルアーム ２２．２３を含む螺旋形、若しくは螺旋パターンを有している。スパイラルアー ム２２．２３は、アンテナエレメント２１の略中心にある端子２６．２７を起点 としている。スパイラルアーム２２．２３は、端子２６．２７から互いに囲み合 うように外方へ旋回し、傾斜の付けられた端部２８．２９で終わっており、これ により、周囲長がπＤとなる直径りを有する円を略定義する。アンテナエレメン ト１２１ａは、切削加工、打抜き加工、化学的エツチング等の公知の方法を用い て薄い金属箔または銅の薄板から作られる。アンテナエレメント箔２１ａは１０ ミル（０，２５１１０１）以下の厚さｔを有しているが、波長で考えた場合、例 えば、波長の０．０１倍かそれ以下の厚さであれば他の厚さを採用してもよいこ とは明白である。ここに開示されている本発明は、分離した接地平面ＧＰがある 場合に関してのものであるが、アンテナそれ自体に接地平面を設け、エンジニア リング・プラスチックやコンポジット等の非導電性の表面の上に取り付けるのに 好適なアンテナを作ることも可能であることは当業者にとって自明のことである 。 図２Ａ、２Ｂにおいては接地平面が真平らに描かれているが、薄いアンテナエレ メント２１は、全体として平坦でない外形の接地平面のにも取り付けるのに十分 な可撓性を有している。アンテナエレメント箔２１ａは、アンテナエレメント２ １と接地平面ＧＰとの間に配設された誘電性のスペーサ３２によって、接地平面 ＧＰから所定の距離（離間距離）ｄだけ均一に離間されている。誘電性スペーサ ３２は、以下に詳細忙検討するように、１〜４．５の範囲内の低い誘電率を持っ ていることが好ましい。誘電性スペーサ３２は、全体として円盤形で、アンテナ エレメント２１の直径よりも僅かに小さい寸法を有している。誘電性スペーサ３ ２の厚さは、典型的には、アンテナエレメント２１の誘電性の裏当て２１ｂより も非常に厚い。スペーサ３２の厚さｄは、マイクロ波の周波数用では０．２５イ ンチ（６，３ｍｍ）の近傍である。しかしながら、所定の周波数で最大の利得を 得るために選ばれる特定の厚さは、誘電性スペーサの媒体中でのその周波数の波 長の半分より太き（ではならない。 炭素を含浸させた発泡体のようなマイクロ波吸収材料から成る環状の装荷（ｌｏ ａｄｉｎｇ　）　３３が、誘電性スペーサ３２と略同心に配置され、部分的にア ンテナエレメント２１の下に延在している。それに代え、炭素を含む塗料をアン テナエレメントの外端に塗布することもできる。また、アンテナエレメントに外 周短絡リングをスパイラルアーム２２．２３に隣接して直ぐ外側に設けることが でき、また、この外周短絡リング（図示路）に炭素含有塗料を塗布することがで きる。 アンテナエレメント２１を、供給源、ドライバー、又は検出器と電気的に結合す るために、接地平面ＧＰに形成された開口部３８を通して第１及び第２の同軸ケ ーブル３６．３７が延びている。同軸ケーブル３Ｇ、３７は、端子２６．２７に それぞれ接続されるシールドされた電気ケーブル４２．４３を有している。同軸 ケーブル３６．３７の外側シールドは、図２Ｂに示すように、アンテナエレメン トの近傍で電気的に相互に接続されている３図３に概略的に示すように、この同 軸ケーブルのシールドの電気的な接続は、同軸ケーブル３６．３７のそれぞれの 端に短い電線４４をハンダ付けすることによって行える。 図３に示すように、同軸ケーブル３６．３７を、一般的な高周波ハイブリッド・ ユニット４６に接続し、このユニット４６を一本の同軸ケーブル人力４７に接続 するのが好ましい、高周波ハイブリッド・ユニット４６の機能は、入力同軸ケー ブル４７がら信号を取込んで２つの信号に分離することであり、この２つの信号 の一方は他方の信号に対して位相が１８０度ずらされている。この位相のずらさ れた信号は同軸ケーブル３６．３７を介してアンテナエレメント２１に送られる 。互いに１８０度位相がずれた２つの信号を２つのアンテナエレメントに供給す ることにより、同軸ケーブル３６．３７．４７にそって伝播された波形に応じた 電位差が端子２６と２７の間に生じ、アンテナは、（高次モードの成分も幾らか は生じるが）主にはｎ＝＝１のモードで放射を行う。入力信号を第１と第２の信 号に分離するための代替手段として、一方の信号を他方の信号に対して遅延させ る平衡不平衡変成器（ｂａｌｕｎ　）を用いてもよい。 平衡不平衡変成器は、ｎ＝１のモード（単一ビームパターン）で動作するアンテ ナに信号を供給するために用いられる。高周波ハイブリッド・ユニット４６は、 例えば、ｎ＝２等の高次のモードを発生するのに用いることができる。これらの 高次モードを発生するためには、４個、６個、又は８個のアンテナエレメントア ームが、対応した数の給電ターミナルとともに用いられる。 非常に低い、好ましくは１，０に近い相対誘電率を有する基板を用い、また螺旋 アームとの間で略完全なインピーダンス整合を持つ（接地平面の影響もインピー ダンス整合には考慮されている）給電ネットワークを用いて要求されるスパイラ ルモードを励起することにより、吸収性の装荷３３を取り除くことができる。 図４Ａは図１に示すアンテナの他の実施例を示すもので、図１のスパイラルアー ム２２．２３が　波状のアーム５２．５３に置き換えられている。図４Ａには２ つ腕の波状アンテナエレメントが示されているが、もし高次のモードが要求され る場合には、図４Ｂに示すように４つ腕の波状アンテナエレメントを用いること ができる。 図５Ａはアンテナエレメント２】の変形例を示し、これにおいては、スパイラル アーム２２．２３が対数周期の歯を持つアーム５６．５７に置き換えられている 。この図５Ａに示される歯の形成されたアンテナエレメントは、互いに直交する 直線のセグメントを備えている・即ち、各アームの“歯”は、全体として長方形 である。または、各歯に鋭利な角を無くすためにその歯の輪郭を清らなものにし てもよい。又、図５Ｂに示すように歯を湾曲させることもできる。 図６は、図１に示すアンテナエレメントの他の変形例を示すもので、これにおい ては、スパイラルアーム２２．２３長方形のスパイうルアームＳ８．５９に置き 換えられている。スパイラルアームのそれぞれは、図１のアンテナエレメントが 円形の螺旋であったの対し、方形の螺旋形状となっている。図７と図８は、図１ の螺旋パターンを、図７に示す“アルキメデス螺旋”、又は図８に示す“等角度 螺旋”として形成できることを示している。 ２、・も　のテ・ 下記の議論は、本発明の実施可能性を立証するために出願人が行った理論的検討 の結果を示すものである。理論的根拠の実験的検証は、この節に続く節で行われ る。 無限に大きい螺旋構造の平坦なシートから成る基本的な平面スパイラルアンテナ は、螺旋の両側に対称に放射を行う。ｎ＝１のモードで放射を行う場合、放射の 殆どは、螺旋の中心を取り囲む円周が略１波長の環状リングの上で起きる。その 結果、放射パターンをそれ程乱すことなく、又、放出された電力を浪費すること なく、活性（ａｃｔｉｖｅ）な領域の外側において螺旋を切り詰めることができ る。 図９Ａと９Ｂは、接地平面を背部に有する無限で平らな螺旋を示す。領域氾に於 けるスパイラルモードのフィールドは、ベクトルポテンシャルＦ℃とＡ℃とを用 いて、下記のようにＴＥとＴＭの各フィールドに分解できる。 ＴＥの解　Ｆ、　＝　ＷＦ、　Ｗ、　＋１１ＴＭの解　Ａ　ｔ　＝ｚ　Ａ、ψ１ （２）モードが＋２方向に伝播する領域１では、下記のようになる。 ｋ、＝ωＩｔ、ｐ、）“　（４） また、β；１における、領域ｌ内のフィールドの陽的表現（ｅｘｐｌｉｃｉｔ　 ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ）は、下記式によって与えられる。 領域２においては、＋Ｚ方向と一２方向の両方へ伝播するモードが存在し、従っ てベクトルポテンシャルは下記の通りとなる。 Ｆ、”　＝　；１式：ＴＥ　５ｏｌｕＬｉｏ＋１Ｉ（１１１Ａ、　＝ｚＡ２ψ、 　ＴＭ　ｘｌｕｔｉａｎ　（１２１領域２内のフィールドの陽的表現は、下記の 通りである。 Ｚ＝０（ここでは接線方向の（ｔａｎｇｅｎｔｉａｌ）　ＥとＨはアパーチャー （ａｐｅｒｔｕｒｅ）領域においては連続）とｚ＝−ｄ（ここでは接線のＥが消 滅）における境界条件を整合し、下記インピーダンス条を満足するまたフィール ドを要求することにより、スパイラルモードについての必要十分条件が下記の通 り得られる。 上記の７個の式には６個の未知数がある。しかしながら、７つの等式は完全に独 立しておらず、下記の５独立した式に減少できる。 Ｆ２＝ｊｒｌＡ； （２２）においては、５個の式においてパラメータが６個ある。 例えばＡ１が与えられたとすると、他の５個のパラメータの解をめることができ る。しかがって、図１で示されるような接地平面を背部に有する無限で平坦な螺 旋構造によってそのスパイラル放射モードが実現できる。この発見が、ここで開 示されているマルチオクターブ・スパイラルモード・マイクロストリップアンテ ナの設計の基礎となっている。 実際には、螺旋は先端が切断される。モード１の活性領域を越えた部分の螺旋に 残留電流は、不連続性に直面し、ここでエネルギーは回折及び反射する。螺旋の 切断に起因する電力の回折と反射は、給電点において生じる可能性のあるモード の不純粋性とともに、放射パターンを悪化させろものと考＾られる。事実、これ は、観察結果と一致している。 スパイラル型マイクロストリップアンテナに対する誘電性基板の影響を調べるた めに、図１０Ａ、ＩＯＢに示されるように、２つの媒体の間における無限の螺旋 についてのより単純な問題について検討した。 領域ｌは、通常、放射が必要とされる自由空間（ε１＝８０）である。領域２は 、ε２でμ０である無限の誘電性の媒体である。第１節の方法に従い、電気的、 磁気的なベクトルポテンシャルＦβとＡｒ１．に関し、領域１と２におけるフィ ールドを表す。 領域ｆｌ（ｆｌは１又は２）内のフィールドの陽的表現は、下記の通りである。 アパーチャー領域における２＝０において接線方向のＥが連続でなければならな いことから下記条件が必要となる。 式（２９）は下記の様に整理できる。 インピーダンス条件は下記のとおりであり、ｐ：、＝ｊηｌＨＬ　（３１） 従って下記の関係が必要となる。 −Ｆ１　＝ｊｒｌｌＡｌ　（３２１ この式は下記の通り整理できる。 （３４）式から、下記の関係が必要となる。 Ｆ２＝ｊｒＩＩｔ　（３５１ 式（３０）、（３４）及び（３５）は、Ａ１、Ｆｌ、Ｆ２、Ａ２に関して制限さ れ、下記の通りまとめること力Ｓできる。 Ｆ、＝　Ｆ。 （３Ｇ）の４つ式は、下記の条件を満足しなＩ、Ｓ限り、同時に４ｉ成又は 式（３９）は、下記条件が満たされる場合のみ成立する６ｋｌ＝に２０ｒＣ１＝ ｔ２（４０） これは、ｍ＝１のスパイラルモードは、高次モードの大きな成分を伴うことなし に、図２に示す、誘電体で裏当てされたスノくイラルによっては実現できないこ とを意味してし）る。この発見Ｇよ、広しλ帯域のスパイラル型マイクロストリ ・ツブアンテナを設計しようとして行われた従来の努力が何故失敗に終わったか を説明してし）る。 ３、　弓　の予・　”ηる　の” 高誘電率材料の存在がアンテナの性能に及ぼす影響を、接地平面を付けた場合と 、付けない場合の２通りの方法で検討した。接地平面が無い場合を調査するため に、計算と測定の両方が行われた。基本的な結論は、誘電率が高い程、又、基板 の厚い程、誘電性基板の存在によるパターンの悪化は大きくなる。誘電性基板は パターンの悪化を招くが、狭い周波数帯に亘って受け入れられる程度の性能を持 ったスパイラル形のマイクロストリップアンテナを設計することは可能である。 スパイラルと接地平面との間に誘電性基板がある場合に関して、比較的小さな誘 電率（最大で４．３７）の材料を対象にして検討した結果、これらの周波数では 殆ど悪化は無かった。０．０６３インチ（１，６ｍｍ）のガラス繊維からなる基 板を持つ図１の構造を用い、また０、１４５インチ（０，３７１１１ａ＋）の空 気の基板について検討を行った。これらの何れの構造においても、電気的な離間 の度合いは同じであった（１０％以内）。 一方、図１］、Ａ、ＩＩＢは、ε＝４．３７　＜ガラス繊維）で基板の厚さがｄ ＝１／１６インチ（１，５９ｍｏ＋）であるアンテナに関して、９ＧＨｚと１２ ＧＨｚにおけるモード１の放射パターンについての悪影響を示している。基板の 厚さｄが１／３２　（０，８ｍ＋ａ）に減少した時、誘電材の効果は、特に低い 周波数で大きくなる。しかしながら、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）は、誘電体の存 在によって実質上影響を受けない。誘電体基板のアンテナパターンに対する悪影 響を理論と実験の両面から示した。 多（の実際の用途においては、スパイラル形のマイクロストリップアンテナは、 湾曲表面に取り付けられる。スパイラル形のマイクロストリップアンテナを湾曲 表面に適応して取り付けた場合の影響を試験するために、直径が３インチ（７６ 龍）のスパイラル形のマイクロストリップアンテナを、半径が６インチ（１５２ ■ｍ）で長さが１４インチ（３５５ｍｍ）の半円筒状のシェルに取り付けた。そ の先端を切断したスパイラルは、スチロフォーム・スペーサーを用いて半円筒シ ェルの表面から０．３インチ（７、６１！１）だけ上方に、かつ表面に合わせて 取り付けた。マイクロ波吸収材からなる０、５インチ（１２，７ｍｍ）幅のリン グを、半分はスパイラル領域の中に位置し残りの半分はその外側に位置するよう に、先端を切断したスパイラルの端に取り付けた。マイクロ波吸収材のリングは 、０．３インチ（７，６ｍｍ）の厚さで、螺旋状アンテナエレメントと、円筒表 面の間の空間を埋めた。 半円筒シェルに合わせて取り付けられたスパイラル形のマイクロストリップアン テナのＶＳＷＲ測定は、３．６ＧＨｚから１２．０ＧＨｚの間において１．５以 下であり、２．８ＧＨｚから１６．５ＧＨｚの間において２．０より低かった。 従って、ＶＳＷＲが１．５以下で３３０％の帯域幅と、ＶＳＷＲが２．０以下で ５９０％の帯域幅が得られた。 Φ＝９０°のｙ−ｚ主面上のθについて測定された放射パターンは、２から１０ ＧＨｚの広い周波数帯域幅に全体に亘って良好な回転・直線パターンが得られた 。ｘ−ｚ主面（Φ＝Ｏ°）上のθについて測定された放射パターンも同様な品質 であった。従って、スパイラルモード形のマイクロストリップアンテナは、ここ で検討された曲率半径の範囲において殆ど性能の悪化なく、湾曲面の上に適応さ せて取り付けることができる。 最近、ある研究者は、悪い放射パターンは、螺旋状電線（補対形でない）上の電 流が円周が約１波長の心出しされたリングの上にある第１モードの放射領域を過 ぎた後で残留している電力に起因していることを示す理論的解析を報告している （ナカノら（Ｈ，Ｎａｋａｎｏ　ｅｔ　ａｔ、　）、“導電性の平坦なりフレフ タによって支持されたスパイラルアンテナ（Ａ　５ｐｉｒａｌ　Ａｎｔｅｎｎａ 　Ｂａｃｋｅｄ　ｂｙ　ａＣｏｎｄｕｃｔｉｎｇ　Ｐａｎｅ　Ｒｅｆｌｅｃｔｏ ｒ　）″、Ｉ　ＥＥＥアンテナの特性に関する報告書（ＩＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　 Ａｎｔ、　Ｐｒｏｐ、　）　Ａ　Ｐ　−３４巻、第７９１−７９６頁（１９８６ 年）、従って、もし残留電力の放射を除去できれば、非常に広い帯域幅で優れた 放射特性を得ることができる。 残留電力を除去する１つの技術は、吸収材料のリングを放射領域の外側のスパイ ラルの切断端に置くことである。この案によれば、放射パターンを悪化させる、 特にそれらの軸レシオを悪化させる“負のモード”で放出される残留電力を吸収 できる。この案は、図１．２Ａに示されており、装荷３３を備えている。 螺旋が図７に示すアルキメデスであり、アーム間の間隔が１インチ（２５，４＋ ｎｍ）当たり約１．９ラインである点を除き図１と類似した構成について性能試 験を行った。試験結果は、０．１４５インチ（３，７＋ｎｍ）の間隔ｄ（離間間 隔）の場合には、インピーダンスの幅が非常に広い（ＶＳＷＲが２：ｌより小さ い場合２０：ｌを越える）ことを示している。その帯域の両端は、スパイラルの 内側及び外側の終点の半径に依存する。給電は、０．１４１インチ（３，６ｍｍ ）の半可撓性の同軸ケーブルから作られる広帯域の平衡不平衡変成器（ｂａｌｕ ｎ　）によって行われ、給電直径は０．０４２インチ（１闘）となった。平衡不 平衡変成器を通過させるため接地平面に狭い開口部を形成する必要があった。そ のキャビティの半径は０．２０インチ（５ｍｍ）、深さは２インチ（５０ｍｍｌ であった。また、この開口は高周波での性能に影響を与えた。 同様な接地平面から０．３インチ（７、６ａｌｌｌｌ）上方に配置された対数ス パイラル（等角度螺旋）を用い他の試験を行った。ところで、両方のスパイラル は、“補対的な幾何学構造”であった。 各スパイラル（アルキメデス形と等角度形）の直径は、何れも３．０インチ（７ ６ｍｍ）であり、発泡吸収材（装荷）は、中心から１．２５〜１．７５インチ（ ３１，７〜４４．５ｍｍ）の範囲で延在していた。もし、終端吸収装置が十分効 果的であれば、アンテナの整合状態は、スパイラルが電波を多く放出する周波数 よりも遥かに下方まで伸ばすことができる。より重要なことは、その終点は、動 作周波数において、スパイラルの外縁から反射し、必要とされるパターンと分極 化（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を乱す電流を減少させることである。これらの 反射波は、主に必要とされるモードと反対方向に分極するため、時として“負の モード”と呼ばれる。したがって、それらの主な作用は、パターンの軸レシオ（ ａｘｉａｌ　ｒａｔｉｏ　）を増加させることである。 エンジニアリング・モデルとして、アルキメデス形及び等角度形のアンテナは７ ：１の帯域である２〜１４ＧＨｚにおいて、良好に動作する。市販用アンテナを 製造するために必要となる詳細なエンジニアリングによって、これらの範囲の殆 どの周波数において優れた性能を得ることが期待される。図１２に示すように、 利得は、１２ＧＨｚに到るまで、市販の２．５インチ（６３＋ＩＩｍ）の損失の 多いキャビティを有するアンテナに比べて高い。（４ＧＨｚの落ち込みは例外で あると考えられる。）損失の多いキャビティを有するスパイラルアンテナを凌ぐ 本発明のアンテナの利得の増加は、スパイラルモードのアンテナエレメントの下 側から放出された電力の損失が比較的少ないためであると思われる。スパイラル モードのアンテナエレメントは両側に放射し、下側から放射された電波は誘電性 のバッキングと誘電性の基板を比較的消滅することな（通過する。この放射は、 接地平面によって反射され（時として、１回以上）、上側からの放射を増加させ る。 図１２は、接地平面との間隔が０．３インチ（７，６ｍｍ）の場合の利得曲線で ある。この設計のアルキメデス版は、５：１の帯域全体に亘って、装荷キャビテ ィ（ｌｏａｄｅｄ−ｃａｖｉｔｙ　）の公称レベルである４、５ｄＢｉ　（整合 された分極化を有する）を越える利得の改善を示した。０．３インチ（７，６＋ ＋＋ｍ）の例の場合で使用された軽量発泡材料に比べて基板が幾分損失の多い厚 紙であったため、０．１４５インチ（３，６ｍ＋ｓ）間隔のアンテナの利得は低 かった。 厚みを減少させると、内側の切断部の半径に課されている制限のため、高利得帯 域が周波数の高い側へ移動することを発見した。 図１３は、空気の“基板０　を用い、幾つかの周波数において間隔を変えて測定 した利得を示す、低い周波数においては、スパイラルアームは接地平面に近づく につれ、ラジェータではな（、より伝送ラインに近い作動を行う、スパイラルア ームは吸収リングにエネルギの多くを注ぎ込むので、利得は減少する。 これらの形式のアンテナについて、間隔が４分の１波長の“最適条件”より遥か に少ない場合であっても、効率的な放射が一般的に行われる。間隔が１／２０波 長以下となる周波数においては、装荷されたキャビティを上回る利得の向上が観 察された。もし、低い周波数における０ｄＢｉへの利得の低下を我慢できる場合 には、市販の殆どのスパイラルの様に、間隔を１７６ｏ波長程度に小さくできる 。 幾つかの端部装荷構造、有名な発泡体吸収材料、及び磁性ＲＡＭ（レーダー吸収 材料）を調査した０発泡体については、単一の切断（開回路）によって終ってい る対数スパイラルと、薄い円形の短絡リングが終端にある対数スパイラルとを比 較した。性能には識別できるような差は無かった。磁性ＲＡＭは、０．０９　（ ２，２ｍｍ）　と０．３インチ（７，６＋ａｍ）の間隔をそれぞれ有する開回路 のアルキメデススパイラルと対数スパイラルを用いて試験した。その結果、磁性 ＲＡＭは発泡体程は良好に作動しないことが判った。Ｖ　ＳＷＲスパイクによっ て引き起こされる利得の減少に加え、パターンは、全般的に悪い軸レシオを示し 、これは磁性ＲＡＭは発泡体程には良好に吸収を行わないことを示している。測 定においては、装荷エレメントは、常に半インチ（１２，７ｍｍ）幅の環状形に 形成し、その半分はスパイラルの縁の内側に位置し残る半分は縁の外側に位置す るように配置した。厚さは、スパイラルと接地平面との間に嵌まるように調整し 、非常に近い形状で、スパイラルの頂部に配置した。 本明細書においては、実験で裏付けされた、本発明にょる夕多オクターブの周波 数に無関係なマイクロストリップアンテナ、即ちスパイラルモードのマイクロス トリップアンテナの分析を開示する。 スパイラルモード構造は、接地平面を背部に設けることと上手く調和することを 示し、また、スパイラルモードのマイクロストリップアンテナがどの様に作動す るのかを説明する。 本明細書では、高誘電性の基板は放射パターンに撹乱効果を持ち、従って、広帯 域のマイクロストリップアンテナにおいては低誘電性の基板が好ましいことを、 理論と実験の両面から示す、この発見は、スパイラル形マイクロストリップアン テナを開発しようとして行われた従来の努力が何故失敗に終わったかを説明して いる。 又、本明細書では、表面になじむように取付けられたスパイラル形のマイクロス トリップアンテナは、６：１程度の周波数帯域幅を達成できることが実験的に示 されている。 本明細書で用いられている０スパイラルモード”という用語は、螺旋状及び波状 のアンテナの構造のための放射パターンの固有モードを意味する。事実、本発明 の例としてここに開示されている螺旋形、波状、対数周期歯形、及び長方形の螺 旋形のアンテナエレメントはスパイラルモードを示す。。スパイラルモードのア ンテナエレメント”は、スパイラルアンテナエレメントに似た放射モードを示す アンテナエレメントである。モードは、特徴のある放射方法であると考えられる ０例えば、図１４は、従来のスパイラルアンテナにおける幾つかの典型的なスパ イラルモードを示すもので、特に、モードｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝３、及びｎ＝５ のモードを示している。アンテナの平面と直交する軸は、図において０度を指し ている。マイクロストリップアンテナの一部としてここに開示した゛スパイラル モード”アンテナエレメントは、必ずしも同一ではないものの、図１４のパター ンに略類似したパターンで放射を行う。 図１４に示す様に、ｎ＝１の場合のスパイラルモードの放射パターンは、林檎形 であり、多くの通信での用途のために好ましいパターンである。そのようなアプ リケーションでは、ドーナツ形の高次モードは、（２つのスパイラルアームのみ を使用する等によって）できるだけ避けるようにするか、所定の方法で抑制すべ きである。 本明細書で用いられている“多オクターブという用語は、１００％を越える帯域 幅を意味する。本明細書で、アンテナエレメント及びここで形成される幾何学パ ターンとの関連で用いられている°゛周波数無関係”という用語は、上記のアー ル・エッチ・ラムゼイ（Ｒ−ＨｏＲｕｍｓｅｙ）　、Ｗアンテナ　Ｆｒｅｕｅｎ ｃＪｎｄｅ　ｅｎｄｅｎｔ　Ａｎｔｅｎｎａにおいて述べられているように、角 度、又は角度と対数的な周期的寸法（切断部分を除き）とによって特徴付けられ る幾何学形状を意味する。 ある周波数で略最大の利得を得るためには、離間距離ｄは、基板（誘電性スペー サ）中における波形の波長の０．０１５〜０．３０でなければならない。基板の 相対誘電率に関しては、本出願人らば、εが１〜４．３７の材料は良好に作用し 、１．１〜２．５が実用的であることを発見した。誘電率を高く（５〜２０）す ると、多（のアプリケーションでは受け入れられる程度ではあるが、帯域幅が徐 々に狭くなり、性能も悪化する。特定の周波数範囲において満足できる作動を得 るための、こで述べた点及び他の設計構造を変更し、アンテナが他の動作周波数 範囲において良好に作動するようにすることもできる。このような場合、その設 計における寸法と誘電率は、アンテナ理論において良（知られた“周波数スケー リング技術によって変更される。 ４、スパイラルモードの　ンアレー 図１５．１６を参照し、本発明の閉じたアレーについて検討する。これらの図に 示すように、アンテナ６０は接地平面ＧＰの上方に取り付けられ、幾らか固い撓 み得るバッキング６１を包含する。 バッキング６１は、好ましくはプリント基板材料によって作られた単一の構造物 である。バッキング６１は、上記の第１節〜第３節において述べた原理に従い、 誘電性のスペーサ６２によって所定の間隔をもって　接地平面ＧＰの上方に配置 されている。閉じたアレー、即ち、バッチエレメント６３．６４．６５．６６． ６７．６８．６９、及び７０は、フォトエツチング等の慣用技術によってバッキ ング６１の上面に形成されている。アレーが”閉じている０こと、即ち、全体と してループ形状であることが本質的なことではあるが、アレーが円形であること が好ましい。図１５には、８個のエレメントが示されているが、これよりも多い 数または少ない数のエレメントを使用してもよい。図１６においては、バッチェ レメントとバッキングが識別し易いように、これらの垂直方向の寸法を幾分誇張 して書いである。バッチエレメント６３〜７ｏは１個々のエレメントを駆動する ために図示しない電気的駆動手段に接続されており、この駆動手段は、個々のバ ッチエレメントを位相付けを行う方法によって駆動する９個々のバッチエレメン トに位相信号を供給する電気回路は公知である。一般的には、１つの信号を複数 の信号に分割し、これらの信号は、“プロセッサ”と呼ばれることもある“ハイ ブリッド”のネットワークによって、適切な量だけ遅延又は位相シフトされ、そ の後バッチエレメントに供給される。勿論、個々のバッチエレメント６３〜７０ は、図２Ｂに示された方法と類似の方法で、即ち、ケーブルや他の適宜な方法で 駆動手段と電気的に結合される。 上に述べた構造は、非常に小型であり、対象物、例えば飛行機の表面に用いるの に好適である０個々のアンテナエレメント６３〜７０のアレーを有するアンテナ ６０は、全体として小さい寸法を有し、アレーの直径により、３０〜３００％の 帯域幅を有する０本出願人らは、この配置により、帯域幅と利得をある程度犠牲 にすることにより、従来のアンテナよりも大幅に小型化でき、又、円形アレーの 直径を小さくする程、帯域幅が狭（なることを発見した。上記の共に出願系属中 の米国特許出願に開示されているアンテナに比べ、本発明は、アンテナの直径を 最大で２７３程度減少できる０例えばマンソン（Ｍｕｎｓｏｎ）のＩＥＥＥの論 文に開示されているアンテナのアレー等の他の従来のアンテナと比較した場合、 物理的な寸法の減少はより著しい。この寸法の減少は、帯域幅、そして恐ら（利 得をも犠牲にすることによって達成される。しかしながら、多くのアプリケーシ ョンでは、３０〜５０％の帯域幅で十分である；とはいえ、従来のマイクロスト リップ・バッチアンテナではこのような帯域幅は得られなかった。従って、３０ 〜３００％の範囲内の適度に広い帯域幅を有しながら、アレーの直径を螺旋の直 径の１／２〜１／３にできる、順応性が高くかつ低い形状のアンテナに対する要 求をスパイラルモードの円形アンテナが満たしている。 スパイラルモード形の円形位相付はアレーの基本概念は図１５に示されている０ 円形アレーは、地表と平行な水平面として取り扱われているｘ−ｙ平面上にある 。アレーのエレメントは、半径ａの円の上にあり、磁気素子又は電気的な電流素 子として表すことができ、モードｍのｎ番目の′エレメントはＪａ＋ｎ　として 表示されている。　電流Ｊｍｎ　は、下記の様な分極、振幅、及び位相を持って いなければならない。 ｎ＝１．２，３　、、、　Ｎ　；モードｍに対して　（４１）なお、ｐ＝ｃｏｓ Φα＋ｓｉｎθｙであり、ｐは円筒座標系における単位半径ベクトルである。も し、電流源の極性がΦに応じて変化する場合、即ち、下記式で表される場合には 、このアレーのパターンは同じ状態のままとなる。 ｎ＝１，２，３　、、、　Ｎ　；モードｍに対して　（４２）ｍ＝１の場合、円 形アレーの放射パターンは、図１７Ａｉこ示すように林檎形になる。ｍ＝２の場 合、放射パターンは、図１７８ｉこ示すようにドーナツ形となる。この円形アレ ーは、図１７Ａ、１．７Ｂに示される空間的なカバー領域を提供する。これらの モードの２つ以上が組み合わされる場合には、方向付けの可能な幅の狭ｌ／Ａビ ームと、また雑音や干渉を低減するための１つ以上の方向付けの可能なヌル（ｎ ｕｌｌ）を有している。 このマルチモードの円形アレーは、もう一方の系属中である米国特許出願に記載 されているように、放射電流の帯域の理論力＄良く知られているマルチモードの 平面スパイラ胴こよって実現することもできる。したしながら、この平面スパイ ラル″ｃＧよ、円周長力Ｓｍλの円周上で放射が行われるため、より大きなアノ （−チャーを必要とする０例えば、平面スパイラルのｍ＝１のモード（±、１波 長（１ん）の長さを有する円周上で放射され、ｍ＝２のモードもよ、２λの長さ を有する円周上で放射される。したがって、高しＸモード数に対応するためには 、平面スパイラルは魅力がなくなる程大きくなってしまう・ 本明細書に開示されているマルチモード形の円形アレーをこおしＸては、アレー のエレメントが位置する、半径ａの田土で放射力５起こる。理論的には、アレー の半径は任意に小さくできる。実際ＩこＧよ、アレーの直径が、モードｌについ ては０．３ん、モード２については０．６λ、を下回ると、アレーの精度が段々 厳しくなる。単純なアレー要素の解析により、アンテナ軸（Ｚ軸）から離れた角 度では軸レシオが悪化すること、アレーの寸法（波長で換算した）が減少するに つれて軸レシオが増加することが判る。 これまで指摘したように、このスパイラルモードの円形アレーの最大の利点は、 小さい開口で、特に高次のモード（ｍ＞２）を放射できる能力である０例えば、 ｍ＝３のモードを放射するには、平面スパイラルの場合、３λを越える円周長（ ０，９５５λを越える直径）を持たなければならない、モード３の円形アレーの 場合、λの円周長（直径で０．３１８λ）でよい、しかしながら、開口を小さく する程、給電ネットワークに要求される精度が益々厳しくなる。 ５．１上：１」１塞１俄］ アレーの帯域幅を１０：１以上に拡大するためには、２つの方法を採用できる。 （ａ）図１８に示すような、同心円のアレー、図においては４個の同心円アレー が示されているが、広帯域モデルの場合には２個だけでよい。 （ｂ）エレメントを広帯域化する。 個々のマイクロストリップ・バッチアンテナは帯域幅が狭いことで知られている 。典型的には１０％であり、時として３〜６％である。有効な空洞を増加させる ことによって、マイクロストリップアンテナの帯域幅を増加できる０例えば、０ ．３１８ｃｍの基板を用い、関連する誘電率が２．３２である場合、１０ＧＨｚ における帯域幅は約２０％となる。さらに、バッチエレメント同士を接近して配 置することにより、アレーのインピーダンスの帯域幅を個々のアレーエレメント に比べてより大きくできる。平面スパイラルや装荷されたループ（ｌｏａｄｅｄ 　１ｏｏｐ　）の円形アレーに類似した消費形の装荷（ｌｏａｄｉｎｇ　）を採 用することにより、キャビティ装荷（ｃａｖｉｔｙ−１ｏａｄｅｄ　）形のスパ イラルアンテナ以下の損失で、３：ｌの帯域幅を得ることができる。 多分２ｄＢ程度であろうと思われるその消費損失は好ましい特徴ではな（補償す べきであるが、アンテナパターンやノイズに対する抗ジャミング性能から得られ る高利得によって補償できる範囲を越えている。その結果、本明細書で開示され ているアンテナの信号対ノイズ比は、広い林檎形又はドーナツ形のビームを有す る単一エレメントの低利得アンテナに等しいはずである。 同調可能な周波数帯域幅を広げるために、図１９に示すように、ＰＩＮダイオー ドを用い、マイクロストリップアンテナの有効長を切り換えることができる。マ イクロストリップアンテナの有効長を切り換λる技術は、幾つかの例において、 実験による調査・解析が行われている。このダイオード切替え装置の高温限界値 は未だ測定されていない。 ６、アンテナの　きさを　／ｊ　るための　の上記したもう一方の係属中である 米国特許出願に記載された方法と同様の方法で、アンテナエレメントと接地平面 との間の基板が等しい相対誘電率と透磁率を有する場合に、スパイラルモードが 効率的に放射されるか否かについて測定した。このもう一方の係属中である米国 特許出願に記載されているように、基板が高い（例えば、５を越える）相対誘電 率を持つと、アンテナのパターンは悪化する。しかし、相対誘電率と相対透磁率 が等しい場合、その基板はスパイラルモードに適合する。従って、パターンを撹 乱する他の好ましくないモードを発生することな（、良好な放射パターンを発生 できる。これは、図２０に示されており、この図においてアンテナエレメント７ ２は、相対誘電率と相対透磁率が実質的に等しい磁性基板７３の上に配置されて いる。装荷材料７４は外周近傍に設置されている。 もし磁性基板の相対誘電率と相対透磁率を高い値、例えば１ｏに選ぶと、基板中 における波長は、自由空間における波長の１／１゜（１０％）にすぎなくなる、 このため、アンテナの大きさを、蜂の巣状の基板（相対誘電率と相対透磁率が１ に近い）を用いた場合に比べて１／１０（１０分の１）に減少できる。 図２０は、スパイラルモード形マイクロストリップアンテナの基板７３に磁性材 料を使用した例を示している。第２節の解析と同様の解析を行った結果、相対誘 電率εｒが相対透磁率μｒに等しい場合、図２０に示す構造はスパイラルモード に適合することが判っモードを撹乱しないものと予想される。（通常の誘電性基 板の場合、μｒ＝１でεｒは１より大きい数であり、従ってεｒ＝μｒとμｒで あることは考えられない）、Ｆｒｒτ７７、近似的にはεｒ（周波数無関係エレ メントの基板の厚さと直径の両方）をＩＯの倍率で減少できる。即ち、アンテナ の寸法を、自由空間での誘電率（εｒ＝１）に近い誘電率を持つ基板を使用した 場合の時の寸法の１／１０に縮小できる。 現在のところ、相対誘電率と相対透磁率が等しい既成の材料は市販されていない ようである。しかしながら、２種類の材料を混合することにり、相対誘電率と相 対透磁率を同じか、略等しい特別注文の材料を作ることができる。粒子の大きさ は、波長（材料中の）よりも小さくなければならず、均一に分散し、顕微鏡レベ ルにおいて均質でなければならない。例えば、一方がより誘電性で他方がより磁 性で、それらの直線的寸法が同じ様に０．１波長（材料中で）に等しい２つの異 なった種類の立方体を交互に配置し、相対誘電率と相対透磁率が等しい均質の材 料に近似させることができる。 εｒとμｒが等しい基板のための特別な磁気材料を作る他の方法は、電気的に薄 い誘電性シートと磁性材シートを、接地平面と平行に交互に積層することである 。（シートを接地平面と直交して置いても同様の効果がある筈である。）これに より、その積贋体は、顕微鏡レベルで、均質で等しいεｒとμｒを持つように見 える。例えば、ａｒ＝３−ｊＯ−１でｕｒ＝１のシートをｃｒ＝１で１ｔｒ＝３ −ｊｏ、１のシートと交互に積層することにより、このような効果が得られる。 （虚数部ｊＯ０１は、材料のエネルギー消費に関係し、小さくなるように選ばれ る。ｊＯ，１は、実際的な選択であるが、他の小さい値でもよい。） ７、モード２のアンテナにお番る　の 一般に大きく複雑な給電ネットワークを持つモード２のアンテナの物理的大きさ は、基板の有効厚さを変化させることによって減少できる。中心部における単純 な同軸給電は、中心からスパイラル構造に沿って伝播する伝送ライン波を励起し 、これによってスパイラルモードを形成する。１波長を僅かに越える円周長さを 持つ円によって囲まれた領域内では、基板は十分に薄く、ｍ＝１の放射は最小と なる。この領域の外側では、基板の有効厚さが増加され、モード２の放射が有効 となる。 このモード２アンテナの利点は、給電部も含めて物理的大きさを減少できるだけ でなく、コストを低減でき、信頼性を改善でき、そして大幅に構造を簡素化でき ることである。 図１２に示すように、アンテナエレメントと接地平面との間の間隔が、例えば０ ．２波長に減少した場合、スパイラルモード形のマイクロストリップアンテナの 利得は急激に低下する。この現象は下記のモード２アンテナにおいて利用されて いる。 図２１Ａ、２１−　Ｂは、２つの簡単な実例的設計を示し、これにおいては、同 軸ライン７６の中心導体が、接地平面ＧＰを通過して、スパイラル構造７７の中 心に導かれている。モードｌの放射領域（円周長が１．１波長より小さい領域） は、その中心において同軸ラインの中心導体と接続されている。又、モード２領 域（円周長が１．１波長の円周より外側）に示されている精密なアルキメデス形 のスパイラルアームがモード１の領域まで広がっている。アームの広がりの特定 のパターンは、スパイラルマイクロストリップ構造のインピーダンスを変換（一 般的には、中心部にある同軸ケーブルのインピーダンス５０オームを螺旋形のマ イクロストリップ構造のインピーダンスに変換する）できる限り厳密でなくても よい。 モード１領域での放射は、スパイラルエレメント７７と接地平面との間の間隔ｄ １を電気的に小さく（例えば０．０２波長より小さく）選択することによって最 小にできる。 しかしながら、波はスパイラル構造の中心から外方へ向かって移動し、モード２ の領域（円周長が１．１波長の円周より大きい領域）に入るため、効率的な有効 な放射が行われる。これは、モード２の領域ではスパイラルエレメント７７と接 地平面ＧＰどの間の間隔ｄ２が、約０．０５波長よりも大きいためである。モー ド２の領域放射が行われるということは、放射パターンはモード２の放射パター ンであることを意味する。 図２１Ａでは、スパイラルエレメント７７と接地平面との間の間隔が、モード１ の領域でのｄｌからモード２の領域でのｄ２に突然変化している。この設計例で は、モード２の放射が有効である。しかしながら、基板厚さに相当する間隔がｄ ｌからｄ２に急激に増加しているため、好ましくない反射を引き起こす。 図２１Ｂに示す様に、モード１領域とモード２領域との間の反射は、傾斜部を設 けて基板厚さをｄｉからｄ２へ徐々に増加させれることによって減少する。しか しながら、遷移部における基板厚の減少が放射を抑制するため、傾斜した遷移部 で始まるモード２領域に於ける周波数ではモード２の放射はそれ程有効でない。 図２１Ｂに示すｄｌとｄ２の間の傾斜は、直線でも他の円滑な曲線でもよく、テ クニカル・パフォーマンス（ｔｅｃｈｎｉｃａｌｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　）だ けでな（、生産コストや頑丈さ等を含む多くの検討事項の中での得失を考慮して 選択が行われる。 モード２の放射に関しての接地平面の影響は一般に悪いものであることが知られ ている。従って、可能な場合には、接地平面の大きさを小さくするか、凸状に湾 曲させ、例えば接地平面が大きな導電性の球面を成し、スパイラルがその外側に 位置するようにすることが望ましい。 パッチエレメントとして、インピーダンス整合のために損失のある構成部品を含 ませることもできる。 実施例によって本発明をその好ましい形態で開示したが、下記の請求の範囲に述 べられた本発明の精神と範囲から逸脱することなく、多くの変形、追加、削除を 行ってもよいことは、当業者にとって自明なことである。 ＩＧ　２Ａ ＩＧ　４Ａ ＦＩＧ　８ ＦＩＧ　９Ａ ＦＩＧ　ｌ０Ａ ＦＩＧ　ＩＩＡ ＦＩＧ　ＩＩＢ ＦＩＧ　１２ ＦＩＧ　１４ ＦＩＧ　１５　ＦＩＧ　１６ ＩＧ　２０ ＦＩＧ　２１Ａ ＦＩＧ　２１Ｂ

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. １．全体として閉ループ状に配置された非共振のアンテナエレメントのアレーで あって、少なくとも１つのスパイラルモードを発生するために互いに位相を異に してアンテナエレメントが駆動されるアレーと、 接地表面と、 前記アンテナエレメントを前記接地表面から選択された距離だけ離間させるため に前記アンテナエレメントの一方の側に配置された基板とを有し、 前記選択された距離は、動作波長よりも小さく、一般的には１／６０波長〜１／ ２波長の間であり、前記基板は約１．０〜約２．０の間の相対誘電率を有する小 型マイクロストリップアンテナ。
2. ２．前記アンテナエレメントのそれぞれが金属箔を含み、その取付け表面が導電 性である請求項１記載のマイクロストリップアンテナ。
3. ３．前記アンテナエレメントが複数のパッチを含み、各パッチが他のバッチの内 の隣接するパッチに近接配置された請求項２記載のマイクロストリップアンテナ 。
4. ４．前記アンテナエレメントのそれぞれが消費形の負荷を含む請求項１記載のマ イクロストリップアンテナ。
5. ５．前記閉じた形状のアレーは全体として円形である請求項１記載のマイクロス トリップアンテナ。
6. ６．前記アンテナエレメントのアレーが少なくとも４個のエレメントを含む請求 項１記載のマイクロストリップアンテナ。
7. ７．前記アンテナエレメントのアレーが少なくと６個のエレメントを含む請求項 １記載のマイクロストリップアンテナ。
8. ８．前記アンテナエレメントのアレーが少なくとも８個のエレメントを含む請求 項１記載のマイクロストリップアンテナ。
9. ９．前記閉じたループ形状と同心的に配置された非共振アンテナエレメントのア レーを、少なくとも更にもう１つ含む請求項１記載のマイクロストリップアンテ ナ。
10. １０．構造物の表面の一方の側に取り付けるための小型マイクロストリップアン テナであって、 １個以上のアンテナエレメントと、 前記アンテナエレメントを前記表面から選択された距離だけ離間させるための磁 性基板とを有し、 前記磁性基板は相対誘電率と相対透磁率を持ち前記相対誘電率が前記相対透磁率 に略等しいアンテナ。
11. １１．請求項１０記載のマイクロストリップアンテナであって、更に、前記１個 以上のアンテナエレメントの略外周部で構造体の表面に隣接して配置された装荷 （１ｏａｄｉｎｇ）材料を含むアンテナ。
12. １２．請求項１０記載のマイクロストリツプアンテナであって、前記基板が、誘 電性材料と磁性材料とを交互に積み重ねた層を含み、得られる相対相対誘電率と 相対透磁率とが略等しいアンテナ。
13. １３．請求項１０記載のマイクロストリップアンテナであって、前記アンテナは 選択された波長で動作し、前記基板は第１と第２の粒状材料から成り、前記第１ と第２の粒状材料は小さい粒寸法を有し、組み合わされた相対相対誘電率と相対 透磁率とが略算しいアンテナ。
14. １４．接地平面の一方の側に取り付けるための小型スパイラルモード・マイクロ ストリップアンテナであって、１個以上のアンテナエレメントと、 第１の放射領域においては第１の選択された距離だけ前記接地表面の上方に前記 アンテナエレメントを配置し、第２の放射領域においては第２の選択された距離 だけ前記接地表面の上方に前記アンテナエレメントを配置するために前記アンテ ナエレメントの一方の側に配置された基板とを含み、前記第１の選択距離と前記 第２の選択距離は互いに相違し、前記第１及び第２の選択距離は、前記第１及び 第２の放射領域の内の一方における放射を抑制し、前記第１及び第２の放射領域 の内の他方における放射を促進するアンテナ。
15. １５．請求項１４記載のマイクロストリップアンテナであって、前記第１の放射 領域が、前記第２の放射領域の中に同心的に配置されているアンテナ。
16. １６．請求項１４記載のマイクロストリップアンテナであって、前記第１及び第 ２の放射領域の間の遷移領域における前記１個以上のアンテナエレメントと接地 平面との間の間隔が全体的に滑らかに傾斜しているアンテナ。
17. １７．請求項１４記載のマイクロストリップアンテナであって、前記第１及び第 ２の放射領域の間の遷移領域における前記１個以上のアンテナエレメントと接地 平面との間の間隔は全体的に急激に変化しているアンテナ。
18. １８．多オクターブ形マイクロストリップアンテナシステムであって、 ある幾何形状に形成された少なくとも２つの金属箔アームを含み、励起された時 に少なくとも１つのスパイラルモードを発生するスパイラルモード・アンテナエ レメントと、前記アンテナエレメントの一方の側に配置された導電性の接地表面 と、 前記アンテナエレメントを前記接地表面から選択された距離だけ離間させるため に前記アンテナエレメントの一方の側に配置された基板とを含み、 前記選択された距離が、多オクターブ動作周波数範囲全体を通して約１／６０波 長〜１／２波長の間であり、前記基板が約１．０〜約２．０の間の相対誘電率を 有し、更に前記スパイラルモード・アンテナエレメントと略完全にインピーダン ス整合の取られた給電ネットワークを含むアンテナ。