JPH0736118B2 - セルプを使用した音声圧縮装置 - Google Patents
セルプを使用した音声圧縮装置Info
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- JPH0736118B2 JPH0736118B2 JP5130544A JP13054493A JPH0736118B2 JP H0736118 B2 JPH0736118 B2 JP H0736118B2 JP 5130544 A JP5130544 A JP 5130544A JP 13054493 A JP13054493 A JP 13054493A JP H0736118 B2 JPH0736118 B2 JP H0736118B2
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- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
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- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
- G10L19/12—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters the excitation function being a code excitation, e.g. in code excited linear prediction [CELP] vocoders
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/90—Pitch determination of speech signals
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- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L2019/0001—Codebooks
- G10L2019/0002—Codebook adaptations
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L2019/0001—Codebooks
- G10L2019/0003—Backward prediction of gain
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的にはデジタル音
声通信システムに関し、より詳しくは、サンプリングさ
れた音声データを圧縮し次に圧縮された音声データを圧
縮されない元の音声に戻す低ビット伝送速度音声コーデ
ックに関する。この種装置は、通常、コーダ／デコーダ
を短縮して「コーデック」と呼ばれる。本発明は、とく
にデジタル・セル衛星通信網に適用されるものである
が、電気通信のために音声圧縮を必要とする各種製品に
使用してすぐれた効果をあげることができる。
声通信システムに関し、より詳しくは、サンプリングさ
れた音声データを圧縮し次に圧縮された音声データを圧
縮されない元の音声に戻す低ビット伝送速度音声コーデ
ックに関する。この種装置は、通常、コーダ／デコーダ
を短縮して「コーデック」と呼ばれる。本発明は、とく
にデジタル・セル衛星通信網に適用されるものである
が、電気通信のために音声圧縮を必要とする各種製品に
使用してすぐれた効果をあげることができる。
【０００２】
【従来の技術】セル電気通信システムは、現行のアナロ
グ周波数変調（ＦＭ）形式からデジタル・システムへの
進化する過程にある。電気通信工業会（ＴＩＡ）は、す
でに、全伝送速度８．０Ｋｂｐｓベクトル和励振線形予
測（ＶＳＥＬＰ）音声コーダ、誤り保護用合成コード
化、微分直角位相ずれキーイング（ＱＰＳＫ）変調、お
よび時分割複数アクセス（ＴＤＭＡ）方式を使用する規
格を採用している。これによって、セル・システムの通
信許容量が３倍に増大することが期待されている。通信
許容量をさらに倍増させるために、ＴＩＡは、半伝送速
度コーデックを検討して選択する作業を開始している。
このＴＩＡの技術アセスメントに関しては、半伝送速度
コーデックならびにその誤り保護機能がともに６．４Ｋ
ｂｐｓの全ビット伝送速度を有する必要があり、またフ
レーム・サイズは４０ｍｓに制限される。コーデック
は、多様な条件下で、全伝送速度の規格に匹敵する音声
の質を確保することが期待されている。条件としては、
話し手の多様性、電話器（ハンドセット）が及ぼす影
響、バックグラウンド・ノイズの状態、チャンネルの状
態などが挙げられる。
グ周波数変調（ＦＭ）形式からデジタル・システムへの
進化する過程にある。電気通信工業会（ＴＩＡ）は、す
でに、全伝送速度８．０Ｋｂｐｓベクトル和励振線形予
測（ＶＳＥＬＰ）音声コーダ、誤り保護用合成コード
化、微分直角位相ずれキーイング（ＱＰＳＫ）変調、お
よび時分割複数アクセス（ＴＤＭＡ）方式を使用する規
格を採用している。これによって、セル・システムの通
信許容量が３倍に増大することが期待されている。通信
許容量をさらに倍増させるために、ＴＩＡは、半伝送速
度コーデックを検討して選択する作業を開始している。
このＴＩＡの技術アセスメントに関しては、半伝送速度
コーデックならびにその誤り保護機能がともに６．４Ｋ
ｂｐｓの全ビット伝送速度を有する必要があり、またフ
レーム・サイズは４０ｍｓに制限される。コーデック
は、多様な条件下で、全伝送速度の規格に匹敵する音声
の質を確保することが期待されている。条件としては、
話し手の多様性、電話器（ハンドセット）が及ぼす影
響、バックグラウンド・ノイズの状態、チャンネルの状
態などが挙げられる。
【０００３】低伝送速度音声コード化のための効率的な
コードブック励振線形予測（セルプ、ＣＥＬＰ）技術の
例として現行のアメリカ合衆国連邦規格の４．８Ｋｂｐ
ｓＣＥＬＰコーダを挙げることができる。ＣＥＬＰ（セ
ルプ）が、８．０Ｋｂｐｓ近辺のビット伝送速度で良好
な音声の質を提供することは認められているが、ビット
伝送速度が４Ｋｂｐｓに近づくにつれて音声の質の劣化
が起こる。この質の劣化の主な原因が「有声」音声の再
生にあることは知られている。セルプ・コーダの基本技
術は、無作為分布励振ベクトルのコードブックをサーチ
して（ピッチおよび線形予測コーデング（ＬＰＣ）短期
合成フィルターでフィルタリングされた時に）入力シー
ケンスに最も近い出力シーケンスを生成するベクトルを
求めることにある。この作業を完遂するためには、コー
ドブック内のすべての候補となるベクトルをピッチおよ
びＬＰＣ合成フィルターの両方でフィルタリングして候
補となる出力シーケンスを生成し、それをさらに入力シ
ーケンスと比較しなければならない。このため、セルプ
は、きわめて計算集約的なアルゴリズムとなり、通常の
コードブックでは１０２４以上の入力項目を含むものと
なっている。さらに、通常は知覚の誤り加重フィルター
が使用され、これが計算の負荷をさらに増大させる要因
となる。セルプのようなきわめて複雑なアルゴリズムを
リアルタイムで実行する場合には、高速デジタル信号演
算処理装置が役立つが、それでも、低いビット伝送速度
で高い音声の質を得るという問題は残る。電気通信機器
にコーデックを組み込むためには、音声の質を８．０Ｋ
ｂｐｓデジタル・セル規格に対応したものとする必要が
ある。
コードブック励振線形予測（セルプ、ＣＥＬＰ）技術の
例として現行のアメリカ合衆国連邦規格の４．８Ｋｂｐ
ｓＣＥＬＰコーダを挙げることができる。ＣＥＬＰ（セ
ルプ）が、８．０Ｋｂｐｓ近辺のビット伝送速度で良好
な音声の質を提供することは認められているが、ビット
伝送速度が４Ｋｂｐｓに近づくにつれて音声の質の劣化
が起こる。この質の劣化の主な原因が「有声」音声の再
生にあることは知られている。セルプ・コーダの基本技
術は、無作為分布励振ベクトルのコードブックをサーチ
して（ピッチおよび線形予測コーデング（ＬＰＣ）短期
合成フィルターでフィルタリングされた時に）入力シー
ケンスに最も近い出力シーケンスを生成するベクトルを
求めることにある。この作業を完遂するためには、コー
ドブック内のすべての候補となるベクトルをピッチおよ
びＬＰＣ合成フィルターの両方でフィルタリングして候
補となる出力シーケンスを生成し、それをさらに入力シ
ーケンスと比較しなければならない。このため、セルプ
は、きわめて計算集約的なアルゴリズムとなり、通常の
コードブックでは１０２４以上の入力項目を含むものと
なっている。さらに、通常は知覚の誤り加重フィルター
が使用され、これが計算の負荷をさらに増大させる要因
となる。セルプのようなきわめて複雑なアルゴリズムを
リアルタイムで実行する場合には、高速デジタル信号演
算処理装置が役立つが、それでも、低いビット伝送速度
で高い音声の質を得るという問題は残る。電気通信機器
にコーデックを組み込むためには、音声の質を８．０Ｋ
ｂｐｓデジタル・セル規格に対応したものとする必要が
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、北米デジタ
ル・セル規格で採用されている全伝送速度コーデックの
音声の質に対応する音声の質を得ることのできるしたが
って電気通信機器に使用することのできる有声音声用の
改良されたセルプ励振分析を用いた高品質の低ビット伝
送速度音声コーデックに関する技術を提供するものであ
る。本発明は、セル・チャンネル容量を２倍に増やす電
気通信に実用可能なコーデックを提供するものである。
ル・セル規格で採用されている全伝送速度コーデックの
音声の質に対応する音声の質を得ることのできるしたが
って電気通信機器に使用することのできる有声音声用の
改良されたセルプ励振分析を用いた高品質の低ビット伝
送速度音声コーデックに関する技術を提供するものであ
る。本発明は、セル・チャンネル容量を２倍に増やす電
気通信に実用可能なコーデックを提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段、作用及び効果】本発明の
好ましい一実施形態にあっては、有声音声励振モデルを
用いた低ビット伝送速度コーデックが８ＫＨｚでサンプ
リングされた任意の音声データを例えば６４ＫｂｐｓＰ
ＣＭから４．２Ｋｂｐｓに圧縮し、さらに圧縮されない
元の音声に戻す。それにともなう音声の質の劣化は、ア
メリカ合衆国デジタル・セル・システムに採用されてい
るＩＳ５４規格８．０Ｋｂｐｓ音声コーダに対応する程
度である。これは、在来のセルプ・コーダで使用されて
いるものと同じパラメーター・モデルを使用するが、定
常有声音声セグメントと非定常有声音声セグメントに対
応する２つの別々のモード（ＡおよびＢ）でこれらのパ
ラメーターを求めかつ更新することによって行なう。低
ビット伝送速度音声デコーダは、大多数のセルプ・デコ
ーダと同様なものであるが、受信したモード・ビットに
応じて２つの異なるモードで作動する点が従来のものと
違っている。合成音声の質の向上には、ピッチ事前フィ
ルタリングおよび大域事後フィルタリングがともに用い
られる。
好ましい一実施形態にあっては、有声音声励振モデルを
用いた低ビット伝送速度コーデックが８ＫＨｚでサンプ
リングされた任意の音声データを例えば６４ＫｂｐｓＰ
ＣＭから４．２Ｋｂｐｓに圧縮し、さらに圧縮されない
元の音声に戻す。それにともなう音声の質の劣化は、ア
メリカ合衆国デジタル・セル・システムに採用されてい
るＩＳ５４規格８．０Ｋｂｐｓ音声コーダに対応する程
度である。これは、在来のセルプ・コーダで使用されて
いるものと同じパラメーター・モデルを使用するが、定
常有声音声セグメントと非定常有声音声セグメントに対
応する２つの別々のモード（ＡおよびＢ）でこれらのパ
ラメーターを求めかつ更新することによって行なう。低
ビット伝送速度音声デコーダは、大多数のセルプ・デコ
ーダと同様なものであるが、受信したモード・ビットに
応じて２つの異なるモードで作動する点が従来のものと
違っている。合成音声の質の向上には、ピッチ事前フィ
ルタリングおよび大域事後フィルタリングがともに用い
られる。
【０００６】上に述べた本発明の特定の実施形態にもと
づけば、低ビット伝送速度コーデックは、４０ｍｓ音声
フレームを使用する。各音声フレームでは、半伝送速度
音声エンコーダが２０ｍｓの間隔で隔てられた２つの３
０ｍｓ音声ウィンドーでＬＰＣ分析を行なう。第１のウ
ィンドーはその中心が４０ｍｓ音声フレームの中央にあ
り、第２のウィンドーはその中心がフレームの端にあ
る。ピッチの２つの推定値は、ＬＰＣ分析ウィンドーと
同様に中心が４０ｍｓの音声フレームの中央と端にある
音声ウィンドーを用いて求められる。ピッチ推定アルゴ
リズムは、第１のピッチ分析ウィンドーに関しては後向
きと前向きの両方のピッチ・トラッキングを含むが、第
２のピッチ分析ウィンドーに関しては後向きのピッチ・
トラッキングのみしか含まない。
づけば、低ビット伝送速度コーデックは、４０ｍｓ音声
フレームを使用する。各音声フレームでは、半伝送速度
音声エンコーダが２０ｍｓの間隔で隔てられた２つの３
０ｍｓ音声ウィンドーでＬＰＣ分析を行なう。第１のウ
ィンドーはその中心が４０ｍｓ音声フレームの中央にあ
り、第２のウィンドーはその中心がフレームの端にあ
る。ピッチの２つの推定値は、ＬＰＣ分析ウィンドーと
同様に中心が４０ｍｓの音声フレームの中央と端にある
音声ウィンドーを用いて求められる。ピッチ推定アルゴ
リズムは、第１のピッチ分析ウィンドーに関しては後向
きと前向きの両方のピッチ・トラッキングを含むが、第
２のピッチ分析ウィンドーに関しては後向きのピッチ・
トラッキングのみしか含まない。
【０００７】音声フレームは、２つのループ・ピッチ推
定値と２組（セット）の量子化フィルター係数を用いて
２つのモードに分類される。一方のモードは、有声音声
が支配的なモードであり、ゆっくり変化する声道の形状
とゆっくり変化する声帯の振動速度すなわちピッチによ
ってその特徴があたえられる。このモードは、Ａモード
と呼ばれる。他方のモードは、無声音声が支配的なモー
ドであり、Ｂモードと呼ばれる。Ａモードでは、２番目
のピッチ推定値が量子化され伝送される。これは、各サ
ブフレームでのクローズド・ループ・ピッチ推定を導く
ために用いられる。モード選択の規準には、これら２つ
のピッチ推定値、第２のＬＰＣ分析ウィンドー用の量子
化されたフィルター係数、および第１のＬＰＣ分析ウィ
ンドー用の量子化されないフィルター係数が用いられ
る。
定値と２組（セット）の量子化フィルター係数を用いて
２つのモードに分類される。一方のモードは、有声音声
が支配的なモードであり、ゆっくり変化する声道の形状
とゆっくり変化する声帯の振動速度すなわちピッチによ
ってその特徴があたえられる。このモードは、Ａモード
と呼ばれる。他方のモードは、無声音声が支配的なモー
ドであり、Ｂモードと呼ばれる。Ａモードでは、２番目
のピッチ推定値が量子化され伝送される。これは、各サ
ブフレームでのクローズド・ループ・ピッチ推定を導く
ために用いられる。モード選択の規準には、これら２つ
のピッチ推定値、第２のＬＰＣ分析ウィンドー用の量子
化されたフィルター係数、および第１のＬＰＣ分析ウィ
ンドー用の量子化されないフィルター係数が用いられ
る。
【０００８】本発明の好ましい一実施形態にあっては、
Ａモードに関しては、４０ｍｓ音声フレームが７つのサ
ブフレームに分割される。その内、初めの６つのサブフ
レームは長さが５．７５ｍｓであり、７番目のものは長
さが５．５ｍｓである。各サブフレームでは、ピッチ・
インデックス、ピッチ利得インデックス、固定コードブ
ック・インデックス、固定コードブック利得インデック
ス、および固定コードブック利得記号が分析を用いて合
成法によって求められる。クローズド・ループ・ピッチ
・インデックスのサーチ範囲の中心は、現在の４０ｍｓ
フレームの第２のピッチ分析ウィンドー、ならびに、前
の４０ｍｓフレームがＡモード・フレームの場合には前
の４０ｍｓフレームの第２のピッチ分析ウィンドー、ま
た前の４０ｍｓのフレームがＢモード・フレームの場合
には前の４０ｍｓフレームの最後のサブフレームのピッ
チの第２のピッチ分析ウィンドーから得られる量子化さ
れたピッチ推定値に置かれる。クローズド・ループ・ピ
ッチ・インデックスのサーチ範囲は、各サブフレーム内
の６−ビット・サーチ範囲であり、分数ならびに整数両
方のピッチの遅れを含む。クローズド・ループ・ピッチ
利得は、各サブフレーム内の３つのビットを用いてサー
チ・ループの外で量子化される。ピッチ利得量子化テー
ブルは、両モードで異なる。固定コードブックは、その
隣接ベクトルがその端の要素以外はすべてを共有する６
−ビットの声門パルス・コードブックである。これを利
用するサーチ手順が採用される。本発明の好ましい一実
施形態にあっては、固定コードブック利得が１、３、
５、７のサブフレームの４つのビットを用いまたサブフ
レーム２、４、６についての前のサブフレーム利得イン
デックスに中心を置く限定された３−ビットの範囲を用
いて量子化される。このような微分利得量子化法は、用
いられるビットからみて効率がよいばかりでなく、利得
の量子化がサーチ・ループ内で行なわれるために固定コ
ードブック・サーチ手順の複雑さを少なくする効果があ
る。最後に、上のすべてのパラメーター推定値が遅延決
定法を用いて正確化される。このようにして、各サブフ
レームで、クローズド・ループ・ピッチ・サーチ手順に
よってＭ個の最良の推定値が生成される。これらＭ個の
最良のピッチ推定値およびＮ個の前のサブフレームのパ
ラメーターの各々に関してＭＮ個の最適ピッチ利得イン
デックス、固定コードブック・インデックス、固定コー
ドブック利得インデックス、および固定コードブック利
得記号が求められる。サブフレームの終わりでは、これ
らＭＮ個の解が、規準として累積信号／ノイズ比（ＳＮ
Ｒ）を用いてＬ個の最良値にプルーンされる。最初のサ
ブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝１、Ｌ＝２が用いられ
る。最後のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝２、Ｌ＝１
が用いられる。その他のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ
＝２、Ｌ＝２が用いられる。この遅延決定法は、有声域
から無声域へまた無声域から有声域への移行時にとくに
有効である。さらに、それによって有声の領域でよりス
ムースなピッチ軌道が得られる。この遅延決定法によっ
て、各サブフレームでのクローズド・ループ・ピッチの
サーチがＮ倍複雑になるが、固定コードブックのサーチ
がＭＮ倍複雑になることと比較すればはるかに好まし
い。これは、各サブフレームで固定コードブックに関し
て相関項のみをＭＮ回計算する必要があり、エネルギー
項は１回しか計算する必要がないためである。
Ａモードに関しては、４０ｍｓ音声フレームが７つのサ
ブフレームに分割される。その内、初めの６つのサブフ
レームは長さが５．７５ｍｓであり、７番目のものは長
さが５．５ｍｓである。各サブフレームでは、ピッチ・
インデックス、ピッチ利得インデックス、固定コードブ
ック・インデックス、固定コードブック利得インデック
ス、および固定コードブック利得記号が分析を用いて合
成法によって求められる。クローズド・ループ・ピッチ
・インデックスのサーチ範囲の中心は、現在の４０ｍｓ
フレームの第２のピッチ分析ウィンドー、ならびに、前
の４０ｍｓフレームがＡモード・フレームの場合には前
の４０ｍｓフレームの第２のピッチ分析ウィンドー、ま
た前の４０ｍｓのフレームがＢモード・フレームの場合
には前の４０ｍｓフレームの最後のサブフレームのピッ
チの第２のピッチ分析ウィンドーから得られる量子化さ
れたピッチ推定値に置かれる。クローズド・ループ・ピ
ッチ・インデックスのサーチ範囲は、各サブフレーム内
の６−ビット・サーチ範囲であり、分数ならびに整数両
方のピッチの遅れを含む。クローズド・ループ・ピッチ
利得は、各サブフレーム内の３つのビットを用いてサー
チ・ループの外で量子化される。ピッチ利得量子化テー
ブルは、両モードで異なる。固定コードブックは、その
隣接ベクトルがその端の要素以外はすべてを共有する６
−ビットの声門パルス・コードブックである。これを利
用するサーチ手順が採用される。本発明の好ましい一実
施形態にあっては、固定コードブック利得が１、３、
５、７のサブフレームの４つのビットを用いまたサブフ
レーム２、４、６についての前のサブフレーム利得イン
デックスに中心を置く限定された３−ビットの範囲を用
いて量子化される。このような微分利得量子化法は、用
いられるビットからみて効率がよいばかりでなく、利得
の量子化がサーチ・ループ内で行なわれるために固定コ
ードブック・サーチ手順の複雑さを少なくする効果があ
る。最後に、上のすべてのパラメーター推定値が遅延決
定法を用いて正確化される。このようにして、各サブフ
レームで、クローズド・ループ・ピッチ・サーチ手順に
よってＭ個の最良の推定値が生成される。これらＭ個の
最良のピッチ推定値およびＮ個の前のサブフレームのパ
ラメーターの各々に関してＭＮ個の最適ピッチ利得イン
デックス、固定コードブック・インデックス、固定コー
ドブック利得インデックス、および固定コードブック利
得記号が求められる。サブフレームの終わりでは、これ
らＭＮ個の解が、規準として累積信号／ノイズ比（ＳＮ
Ｒ）を用いてＬ個の最良値にプルーンされる。最初のサ
ブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝１、Ｌ＝２が用いられ
る。最後のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝２、Ｌ＝１
が用いられる。その他のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ
＝２、Ｌ＝２が用いられる。この遅延決定法は、有声域
から無声域へまた無声域から有声域への移行時にとくに
有効である。さらに、それによって有声の領域でよりス
ムースなピッチ軌道が得られる。この遅延決定法によっ
て、各サブフレームでのクローズド・ループ・ピッチの
サーチがＮ倍複雑になるが、固定コードブックのサーチ
がＭＮ倍複雑になることと比較すればはるかに好まし
い。これは、各サブフレームで固定コードブックに関し
て相関項のみをＭＮ回計算する必要があり、エネルギー
項は１回しか計算する必要がないためである。
【０００９】Ｂモードでは、４０ｍｓの音声フレームが
各々が８ｍｓの長さをもつ５つのサブフレームに分割さ
れる。各サブフレームでは、ピッチ・インデックス、ピ
ッチ利得インデックス、固定コードブック・インデック
ス、および固定コードブック利得インデックスがクロー
ズド・ループ分析を用いて合成法によって求められる。
クローズド・ループ・ピッチ・インデックスのサーチ範
囲は、２０ないし１４６の全範囲にまたがっている。整
数ピッチ遅延のみが用いられる。オープン・ループ・ピ
ッチの推定値は、このモードでは、無視され、使用され
ない。クローズド・ループ・ピッチ利得は、各サブフレ
ームの３つのビットを用いてサーチ・ループの外で量子
化される。ピッチ利得量子化テーブルは、２つのモード
で異なる。固定コードブックは、２つのセクションから
なる９−ビット・マルチイノベーション・コードブック
である。一方はハダマード・ベクトル和セクションであ
り、他方はジンク・パルス・セクションである。このコ
ードブックでは、これらのセクションの構造を活用し正
の利得を保証するサーチ手順が採用される。固定コード
ブック利得は、サーチ・ループの外のすべてのサブフレ
ームの４つのビットを用いて量子化される。上に述べた
ように、利得は正であることが保証されており、したが
って各固定コードブック利得インデックスに添えて記号
ビットを伝送する必要はない。最後に、上のすべてのパ
ラメーター推定値がＡモードで用いたと同じ遅延決定法
を用いて正確化される。
各々が８ｍｓの長さをもつ５つのサブフレームに分割さ
れる。各サブフレームでは、ピッチ・インデックス、ピ
ッチ利得インデックス、固定コードブック・インデック
ス、および固定コードブック利得インデックスがクロー
ズド・ループ分析を用いて合成法によって求められる。
クローズド・ループ・ピッチ・インデックスのサーチ範
囲は、２０ないし１４６の全範囲にまたがっている。整
数ピッチ遅延のみが用いられる。オープン・ループ・ピ
ッチの推定値は、このモードでは、無視され、使用され
ない。クローズド・ループ・ピッチ利得は、各サブフレ
ームの３つのビットを用いてサーチ・ループの外で量子
化される。ピッチ利得量子化テーブルは、２つのモード
で異なる。固定コードブックは、２つのセクションから
なる９−ビット・マルチイノベーション・コードブック
である。一方はハダマード・ベクトル和セクションであ
り、他方はジンク・パルス・セクションである。このコ
ードブックでは、これらのセクションの構造を活用し正
の利得を保証するサーチ手順が採用される。固定コード
ブック利得は、サーチ・ループの外のすべてのサブフレ
ームの４つのビットを用いて量子化される。上に述べた
ように、利得は正であることが保証されており、したが
って各固定コードブック利得インデックスに添えて記号
ビットを伝送する必要はない。最後に、上のすべてのパ
ラメーター推定値がＡモードで用いたと同じ遅延決定法
を用いて正確化される。
【００１０】上に述べた本発明の目的および他の目的、
特徴、および効果は、添付の図面を参照して行なう好ま
しい一実施形態についての以下の詳細な説明によってよ
り良く理解されよう。
特徴、および効果は、添付の図面を参照して行なう好ま
しい一実施形態についての以下の詳細な説明によってよ
り良く理解されよう。
【００１１】
【実施例】図面とくに図１を参照して、同図には、本発
明にもとづく低ビット伝送速度音声コード化技術を用い
たワイヤレス通信システムの送信機のブロック線図がし
めされている。適当な電話器から来るアナログ音声は、
８ＫＨｚの速度でサンプリングされ、アナログ／デジタ
ル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１でデジタル音声に変換さ
れ、本発明の主題をなす音声エンコーダ１２へ供給され
る。コード化された音声は、例えばデジタル・セル通信
システムで必要とされる場合にはチャンネル・エンコー
ダ１３によってさらにコード化され、得られるコード化
されたビット・ストリームは、変調装置１４へ供給され
る。通常、位相シフト・キーング（ＰＳＫ）が用いら
れ、したがって、変調装置１４の出力は、デジタル／ア
ナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１５によってＰＳＫ信号に
変換され、さらに、この信号が無線周波数（ＲＦ）アッ
プ・コンバータ１６によって増幅され周波数逓倍され、
アンテナ１７から放射される。
明にもとづく低ビット伝送速度音声コード化技術を用い
たワイヤレス通信システムの送信機のブロック線図がし
めされている。適当な電話器から来るアナログ音声は、
８ＫＨｚの速度でサンプリングされ、アナログ／デジタ
ル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１でデジタル音声に変換さ
れ、本発明の主題をなす音声エンコーダ１２へ供給され
る。コード化された音声は、例えばデジタル・セル通信
システムで必要とされる場合にはチャンネル・エンコー
ダ１３によってさらにコード化され、得られるコード化
されたビット・ストリームは、変調装置１４へ供給され
る。通常、位相シフト・キーング（ＰＳＫ）が用いら
れ、したがって、変調装置１４の出力は、デジタル／ア
ナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１５によってＰＳＫ信号に
変換され、さらに、この信号が無線周波数（ＲＦ）アッ
プ・コンバータ１６によって増幅され周波数逓倍され、
アンテナ１７から放射される。
【００１２】システムへのアナログ音声信号入力は、ア
リアス防止フィルターを用いてローパス・フィルタリン
グされ８Ｋｈｚでサンプリングされたものと仮定され
る。Ａ／Ｄコンバータ１１からのデジタル化されたサン
プルは、すべての処理に先だって下記の伝達関数をもつ
２次バイクァッド（４乘）フィルターを用いてハイパス
・フィルタリングされる。
リアス防止フィルターを用いてローパス・フィルタリン
グされ８Ｋｈｚでサンプリングされたものと仮定され
る。Ａ／Ｄコンバータ１１からのデジタル化されたサン
プルは、すべての処理に先だって下記の伝達関数をもつ
２次バイクァッド（４乘）フィルターを用いてハイパス
・フィルタリングされる。
【００１３】
【数１】 ハイパス・フィルターは、入力音声信号の直流またはハ
ムによる汚染度を減じるために使用される。
ムによる汚染度を減じるために使用される。
【００１４】図２を参照して、伝送された信号は、アン
テナ２１で受信され、ＲＦダウン・コンバータ２２によ
って中間周波（ＩＦ）にヘテロダイン変換される。得ら
れたＩＦ信号は、Ａ／Ｄコンバータ２３によってデジタ
ル・ビット・ストリームに変換され、得られたビット・
ストリームは、復調装置２４で復調される。この時点
で、送信機でのコード化のプロセスの逆が起こる。具体
的には、デコーデングは、チャンネル・デコーダ２５と
音声デコーダ２６によって行なわれるが、この音声デコ
ーダも、本発明の主題をなすものである。最後に、音声
デコーダの出力は、８ＫＨｚのサンプリング速度をもつ
Ｄ／Ａコンバータ２７へ供給されてアナログ音声が合成
される。
テナ２１で受信され、ＲＦダウン・コンバータ２２によ
って中間周波（ＩＦ）にヘテロダイン変換される。得ら
れたＩＦ信号は、Ａ／Ｄコンバータ２３によってデジタ
ル・ビット・ストリームに変換され、得られたビット・
ストリームは、復調装置２４で復調される。この時点
で、送信機でのコード化のプロセスの逆が起こる。具体
的には、デコーデングは、チャンネル・デコーダ２５と
音声デコーダ２６によって行なわれるが、この音声デコ
ーダも、本発明の主題をなすものである。最後に、音声
デコーダの出力は、８ＫＨｚのサンプリング速度をもつ
Ｄ／Ａコンバータ２７へ供給されてアナログ音声が合成
される。
【００１５】図１のエンコーダ１２は、図３により詳細
に示すように、可聴音周波数前処理装置３１とそれに続
くブロック３２を含み、このブロックで線形予測（Ｌ
Ｐ）分析と量子化が行なわれる。ブロック３２の出力を
用いて、ブロック３３でピッチの推定が行なわれ、ブロ
ック３４でＡモードかＢモードかのモードが決定され
る。これについては後に詳しく説明する。ブロック３４
で決定されたモードが、ブロック３５での励振モデリン
グを決定し、その後に、演算処理装置３６による圧縮さ
れた音声のパッキングが行なわれる。
に示すように、可聴音周波数前処理装置３１とそれに続
くブロック３２を含み、このブロックで線形予測（Ｌ
Ｐ）分析と量子化が行なわれる。ブロック３２の出力を
用いて、ブロック３３でピッチの推定が行なわれ、ブロ
ック３４でＡモードかＢモードかのモードが決定され
る。これについては後に詳しく説明する。ブロック３４
で決定されたモードが、ブロック３５での励振モデリン
グを決定し、その後に、演算処理装置３６による圧縮さ
れた音声のパッキングが行なわれる。
【００１６】図２のデコーダ２６は、図４により詳細に
示すように、圧縮された音声ビットのアンパッキングを
行なう演算処理装置４１を含む。アンパッキングされた
音声ビットは、ブロック４２で励振信号の再構成に用い
られ、その後、フィルター４３でピッチのプレフィルタ
リングが行なわれる。フィルター４３の出力は、音声合
成フィルター４４および大域ポストフィルター４５でさ
らにフィルタリングされる。
示すように、圧縮された音声ビットのアンパッキングを
行なう演算処理装置４１を含む。アンパッキングされた
音声ビットは、ブロック４２で励振信号の再構成に用い
られ、その後、フィルター４３でピッチのプレフィルタ
リングが行なわれる。フィルター４３の出力は、音声合
成フィルター４４および大域ポストフィルター４５でさ
らにフィルタリングされる。
【００１７】図３の低ビット速度コーデックは、４０ｍ
ｓ音声フレームを採用している。各音声フレームでは、
ブロック３２で、低ビット速度エンコーダが２０ｍｓの
間隔で隔てられた２つの３０ｍｓ音声ウィンドーでＬＰ
（線形予測）分析を行なう。第１のウィンドーはその中
心が４０ｍｓ音声フレームの中央にあり、第２のウィン
ドーはその中心がフレームの端にある。両方のＬＰ分析
ウィンドーの位置合わせは図５に示されている。各ＬＰ
分析ウィンドーは、ハミング・ウィンドーによって逓倍
され、その後で、ＬＰ分析の１０次の自己相関法が適用
される。両方のフィルター係数の組（セット）は、１５
Ｈｚで帯域幅拡大され、線スペクトル周波数に変換され
る。この実施形態では、これら１０の線スペクトル周波
数が２６−ビットＬＳＦ ＶＱ によって量子化され
る。次に、この２６−ビットＬＳＦＶＱ について説明
する。
ｓ音声フレームを採用している。各音声フレームでは、
ブロック３２で、低ビット速度エンコーダが２０ｍｓの
間隔で隔てられた２つの３０ｍｓ音声ウィンドーでＬＰ
（線形予測）分析を行なう。第１のウィンドーはその中
心が４０ｍｓ音声フレームの中央にあり、第２のウィン
ドーはその中心がフレームの端にある。両方のＬＰ分析
ウィンドーの位置合わせは図５に示されている。各ＬＰ
分析ウィンドーは、ハミング・ウィンドーによって逓倍
され、その後で、ＬＰ分析の１０次の自己相関法が適用
される。両方のフィルター係数の組（セット）は、１５
Ｈｚで帯域幅拡大され、線スペクトル周波数に変換され
る。この実施形態では、これら１０の線スペクトル周波
数が２６−ビットＬＳＦ ＶＱ によって量子化され
る。次に、この２６−ビットＬＳＦＶＱ について説明
する。
【００１８】両方の組（セット）の１０の線スペクトル
周波数は、ブロック３２で、２６−ビット・マルチコー
ドブック分解ベクトル量子化素子によって量子化され
る。この２６−ビットＬＳＦベクトル量子化素子は、非
量子化線スペクトル周波数ベクトルを「有声ＩＲＳ−フ
ィルタリング済み」、「無声ＩＲＳ−フィルタリング済
み」、「有声非ＩＲＳ−フィルタリング済み」、「無声
非ＩＲＳ−フィルタリング済み」の各ベクトルに分類す
る。ここで、「ＩＲＳ」とは、ＣＣＩＴＴ、ブルーブッ
ク、Ｒｅｃ．Ｐ．４８に定められている中間基準システ
ムをさす。図７、図８は、ＬＳＦベクトル量子化のプロ
セスの概要を示したフローチャートである。各分類ごと
に１つの分解ベクトル量子化素子が用いられる。図７、
図８を参照して、「有声ＩＲＳ−フィルタリング済み」
および「有声非ＩＲＳ−フィルタリング済み」の類別５
１、５３では、３−４−３分解ベクトル量子化素子が用
いられる。最初の３つのＬＳＦは、機能ブロック５５お
よび５７で８−ビット・コードブックを使用し、次の４
つのＬＳＦは、機能ブロック５９および６１で１０−ビ
ット・コードブックを使用し、最後の３つのＬＳＦは、
機能ブロック６３および６５で６−ビット・コードブッ
クを使用する。「無声ＩＲＳ−フィルタリング済み」、
「無声非ＩＲＳ−フィルタリング済み」の類別５２、５
４では、３−３−３分解ベクトル量子化素子が用いられ
る。最初の３つのＬＳＦは、機能ブロック５６および５
８で７−ビット・コードブックを使用し、次の３つのＬ
ＳＦは、機能ブロック６０および６２で８−ビット・コ
ードブックを使用し、最後の３つのＬＳＦは、機能ブロ
ック６４および６６で９−ビット・コードブックを使用
する。各分解ベクトル・コードブックから、機能ブロッ
ク６７、６８、６９、７０で、エネルギー加重平均二乗
誤差規準を用いて３つの最良の候補が選ばれる。エネル
ギー加重は、各線スペクトル周波数でのスペクトル・エ
ンベロープのパワーレベルを表わす。３つの分解ベクト
ルの各々における３つの最良の候補から、各類別ごとに
合計２７の組み合わせが得られる。サーチは、少なくと
も１つの組み合わせから順序を付けたＬＳＦの１組（セ
ット）が得られるように制約される。これは、通常サー
チに課される制約としてはきわめてゆるい制約である。
これら２７の組み合わせの中から、機能ブロック７１
で、誤差円歪み尺度を用いて最適の組み合わせが選ばれ
る。最後に、やはり誤差円歪み尺度を用いて最適の類別
あるいは分類が求められる。量子化されたＬＳＦは、フ
ィルター係数に変換され、さらに補間のために自己相関
遅れに変換される。
周波数は、ブロック３２で、２６−ビット・マルチコー
ドブック分解ベクトル量子化素子によって量子化され
る。この２６−ビットＬＳＦベクトル量子化素子は、非
量子化線スペクトル周波数ベクトルを「有声ＩＲＳ−フ
ィルタリング済み」、「無声ＩＲＳ−フィルタリング済
み」、「有声非ＩＲＳ−フィルタリング済み」、「無声
非ＩＲＳ−フィルタリング済み」の各ベクトルに分類す
る。ここで、「ＩＲＳ」とは、ＣＣＩＴＴ、ブルーブッ
ク、Ｒｅｃ．Ｐ．４８に定められている中間基準システ
ムをさす。図７、図８は、ＬＳＦベクトル量子化のプロ
セスの概要を示したフローチャートである。各分類ごと
に１つの分解ベクトル量子化素子が用いられる。図７、
図８を参照して、「有声ＩＲＳ−フィルタリング済み」
および「有声非ＩＲＳ−フィルタリング済み」の類別５
１、５３では、３−４−３分解ベクトル量子化素子が用
いられる。最初の３つのＬＳＦは、機能ブロック５５お
よび５７で８−ビット・コードブックを使用し、次の４
つのＬＳＦは、機能ブロック５９および６１で１０−ビ
ット・コードブックを使用し、最後の３つのＬＳＦは、
機能ブロック６３および６５で６−ビット・コードブッ
クを使用する。「無声ＩＲＳ−フィルタリング済み」、
「無声非ＩＲＳ−フィルタリング済み」の類別５２、５
４では、３−３−３分解ベクトル量子化素子が用いられ
る。最初の３つのＬＳＦは、機能ブロック５６および５
８で７−ビット・コードブックを使用し、次の３つのＬ
ＳＦは、機能ブロック６０および６２で８−ビット・コ
ードブックを使用し、最後の３つのＬＳＦは、機能ブロ
ック６４および６６で９−ビット・コードブックを使用
する。各分解ベクトル・コードブックから、機能ブロッ
ク６７、６８、６９、７０で、エネルギー加重平均二乗
誤差規準を用いて３つの最良の候補が選ばれる。エネル
ギー加重は、各線スペクトル周波数でのスペクトル・エ
ンベロープのパワーレベルを表わす。３つの分解ベクト
ルの各々における３つの最良の候補から、各類別ごとに
合計２７の組み合わせが得られる。サーチは、少なくと
も１つの組み合わせから順序を付けたＬＳＦの１組（セ
ット）が得られるように制約される。これは、通常サー
チに課される制約としてはきわめてゆるい制約である。
これら２７の組み合わせの中から、機能ブロック７１
で、誤差円歪み尺度を用いて最適の組み合わせが選ばれ
る。最後に、やはり誤差円歪み尺度を用いて最適の類別
あるいは分類が求められる。量子化されたＬＳＦは、フ
ィルター係数に変換され、さらに補間のために自己相関
遅れに変換される。
【００１９】このようにして得られるＬＳＦベクトル量
子化方式は、異なる話し手に対して有効なばかりでな
く、電話器の送信機の影響をモデリングする程度の異な
るＩＲＳフィルタリングにも有効である。ベクトル量子
化素子のコードブックは、６０の話し手の音声データベ
ースから平坦整形ならびにＩＲＳ周波数整形を用いて調
整される。これは、数人の異なる話し手および各種の電
話器に対応して安定してすぐれた性能を得られるように
するための操作である。全ＴＩＡ半伝送速度データベー
スの平均ログ・スペクトル歪みは、ＩＲＳフィルタリン
グ済み音声データで約１．２ｄＢ、非ＩＲＳフィルタリ
ング済み音声データで約１．３ｄＢである。
子化方式は、異なる話し手に対して有効なばかりでな
く、電話器の送信機の影響をモデリングする程度の異な
るＩＲＳフィルタリングにも有効である。ベクトル量子
化素子のコードブックは、６０の話し手の音声データベ
ースから平坦整形ならびにＩＲＳ周波数整形を用いて調
整される。これは、数人の異なる話し手および各種の電
話器に対応して安定してすぐれた性能を得られるように
するための操作である。全ＴＩＡ半伝送速度データベー
スの平均ログ・スペクトル歪みは、ＩＲＳフィルタリン
グ済み音声データで約１．２ｄＢ、非ＩＲＳフィルタリ
ング済み音声データで約１．３ｄＢである。
【００２０】２つのピッチ推定値は、２つのピッチ分析
ウィンドーから求められるが、これらのウィンドーは、
線形予測分析ウィンドーと同様、２０ｍｓの間隔で互い
に隔てられている。最初のピッチ分析ウィンドーの中心
は、４０ｍｓフレームの端に置かれている。各ピッチ分
析ウィンドーの長さは、３０１サンプル分すなわち３
７．６２５ｍｓである。図６は、ピッチ分析ウィンドー
の位置合わせを示す。
ウィンドーから求められるが、これらのウィンドーは、
線形予測分析ウィンドーと同様、２０ｍｓの間隔で互い
に隔てられている。最初のピッチ分析ウィンドーの中心
は、４０ｍｓフレームの端に置かれている。各ピッチ分
析ウィンドーの長さは、３０１サンプル分すなわち３
７．６２５ｍｓである。図６は、ピッチ分析ウィンドー
の位置合わせを示す。
【００２１】図３のブロック３３のピッチ推定値は、既
知のピッチ推定アルゴリズムを修正した形のものを用い
てピッチ分析ウィンドーから得られる。図９には、既知
のピッチ・トラッキング・アルゴリズムのフローチャー
トが示されている。このピッチ推定アルゴリズムは、組
（セット）｛２２．０，２２．５，．．．，１１４．
５｝のすべての値についての計算を行なう誤差関数を用
いて機能ブロック７３で当初のピッチ推定値を求める。
それに続いて、ピッチ・トラッキングによって全体の最
適ピッチ値を出す。機能ブロック７４では、誤差関数お
よび以前の２つのピッチ分析ウィンドーのピッチ推定値
を用いて後向きピッチ・トラッキングが行なわれる。機
能ブロック７５では、誤差関数および今後の２つのピッ
チ分析ウィンドーのピッチ推定値を用いて前向きピッチ
・トラッキングが行なわれる。後向きおよび前向きピッ
チ・トラッキングによって得られたピッチ推定値は、決
定ブロック７６で比較され、出力７７で全体の最適ピッ
チ値が得られる。この既知のピッチ推定アルゴリズムに
は、その前向きピッチ・トラッキングのために２つの今
後のピッチ分析ウィンドーの誤差関数が必要である、し
たがって４０ｍｓの遅延が生じる。この欠点を避けるた
めに、本発明ではピッチ推定アルゴリズムに修正が施さ
れている。
知のピッチ推定アルゴリズムを修正した形のものを用い
てピッチ分析ウィンドーから得られる。図９には、既知
のピッチ・トラッキング・アルゴリズムのフローチャー
トが示されている。このピッチ推定アルゴリズムは、組
（セット）｛２２．０，２２．５，．．．，１１４．
５｝のすべての値についての計算を行なう誤差関数を用
いて機能ブロック７３で当初のピッチ推定値を求める。
それに続いて、ピッチ・トラッキングによって全体の最
適ピッチ値を出す。機能ブロック７４では、誤差関数お
よび以前の２つのピッチ分析ウィンドーのピッチ推定値
を用いて後向きピッチ・トラッキングが行なわれる。機
能ブロック７５では、誤差関数および今後の２つのピッ
チ分析ウィンドーのピッチ推定値を用いて前向きピッチ
・トラッキングが行なわれる。後向きおよび前向きピッ
チ・トラッキングによって得られたピッチ推定値は、決
定ブロック７６で比較され、出力７７で全体の最適ピッ
チ値が得られる。この既知のピッチ推定アルゴリズムに
は、その前向きピッチ・トラッキングのために２つの今
後のピッチ分析ウィンドーの誤差関数が必要である、し
たがって４０ｍｓの遅延が生じる。この欠点を避けるた
めに、本発明ではピッチ推定アルゴリズムに修正が施さ
れている。
【００２２】図１０は、図３のオープン・ループ・ピッ
チ推定ブロック３３の具体的な実施例を示したものであ
る。ピッチ分析音声ウィンドー１および２がそれぞれ誤
差関数の計算３３１および３３２に入力される。これら
誤差関数計算の出力は、以前のピッチ推定値の正確化ブ
ロック３３３に入力され、正確化されたピッチ推定値
が、ピッチ・ウィンドー１用として後向きおよび前向き
ピッチ・トラッキング３３４、３３５へ送られる。ピッ
チ・トラッキング回路の出力は、第１の出力としてオー
プン・ループ・ピッチ１を選択するセレクタ３３６へ入
力される。選択されたオープン・ループ・ピッチ１は、
また、オープン・ループ・ピッチ２を出力するピッチ・
ウィンドー２用の後向きピッチ・トラッキング回路へ入
力される。
チ推定ブロック３３の具体的な実施例を示したものであ
る。ピッチ分析音声ウィンドー１および２がそれぞれ誤
差関数の計算３３１および３３２に入力される。これら
誤差関数計算の出力は、以前のピッチ推定値の正確化ブ
ロック３３３に入力され、正確化されたピッチ推定値
が、ピッチ・ウィンドー１用として後向きおよび前向き
ピッチ・トラッキング３３４、３３５へ送られる。ピッ
チ・トラッキング回路の出力は、第１の出力としてオー
プン・ループ・ピッチ１を選択するセレクタ３３６へ入
力される。選択されたオープン・ループ・ピッチ１は、
また、オープン・ループ・ピッチ２を出力するピッチ・
ウィンドー２用の後向きピッチ・トラッキング回路へ入
力される。
【００２３】図１１は、図１０に示すピッチ推定回路に
よって実施される修正されたピッチ・トラッキング・ア
ルゴリズムのフローチャートである。この修正ピッチ推
定アルゴリズムには、各ピッチ分析ウィンドーに既知の
ピッチ推定アルゴリズムの場合と同じ誤差関数が採用さ
れているが、ピッチ・トラッキング方式が改変されてい
る。第１またはだ２のいずれかのピッチ分析ウィンドー
のためのピッチ・トラッキングに先立って、２つの以前
のピッチ分析ウィンドーの以前の２つのピッチ推定値
が、現行の２つのピッチ分析ウィンドーの誤差関数を用
いた後向きおよび前向きピッチ・トラッキングによって
それぞれ機能ブロック８１および８２で正確化される。
それに続いて、機能ブロック８３で、２つの以前のピッ
チ分析ウィンドーの正確化されたピッチ推定値と誤差関
数を用いた第１のピッチ分析ウィンドーのための後向き
ピッチ・トラッキングが行なわれる。第１のピッチ分析
ウィンドーのための前向きピッチ・トラッキングは、第
２のピッチ分析ウィンドーの誤差関数を用いることだけ
に限定される。２つの推定値は、決定ブロック８５で比
較され、第１のピッチ分析ウィンドーのための全体の最
良のピッチ推定値が得られる。第２のピッチ分析ウィン
ドーのためには、機能ブロック８６で後向きピッチ・ト
ラッキングが行なわれ、また、第１のピッチ分析ウィン
ドーのピッチ推定値とその誤差関数が用いられる。この
第２のピッチ分析ウィンドーのためには前向きピッチ・
トラッキングは用いられず、したがって、出力８７で
は、後向きピッチ推定値が全体の最良のピッチ推定値と
なる。
よって実施される修正されたピッチ・トラッキング・ア
ルゴリズムのフローチャートである。この修正ピッチ推
定アルゴリズムには、各ピッチ分析ウィンドーに既知の
ピッチ推定アルゴリズムの場合と同じ誤差関数が採用さ
れているが、ピッチ・トラッキング方式が改変されてい
る。第１またはだ２のいずれかのピッチ分析ウィンドー
のためのピッチ・トラッキングに先立って、２つの以前
のピッチ分析ウィンドーの以前の２つのピッチ推定値
が、現行の２つのピッチ分析ウィンドーの誤差関数を用
いた後向きおよび前向きピッチ・トラッキングによって
それぞれ機能ブロック８１および８２で正確化される。
それに続いて、機能ブロック８３で、２つの以前のピッ
チ分析ウィンドーの正確化されたピッチ推定値と誤差関
数を用いた第１のピッチ分析ウィンドーのための後向き
ピッチ・トラッキングが行なわれる。第１のピッチ分析
ウィンドーのための前向きピッチ・トラッキングは、第
２のピッチ分析ウィンドーの誤差関数を用いることだけ
に限定される。２つの推定値は、決定ブロック８５で比
較され、第１のピッチ分析ウィンドーのための全体の最
良のピッチ推定値が得られる。第２のピッチ分析ウィン
ドーのためには、機能ブロック８６で後向きピッチ・ト
ラッキングが行なわれ、また、第１のピッチ分析ウィン
ドーのピッチ推定値とその誤差関数が用いられる。この
第２のピッチ分析ウィンドーのためには前向きピッチ・
トラッキングは用いられず、したがって、出力８７で
は、後向きピッチ推定値が全体の最良のピッチ推定値と
なる。
【００２４】４０ｍｓごとに、音声フレームは、図３の
ブロック３４で２つのモードに分類される。一方のモー
ドは、有声音声が支配的なモードであり、ゆっくり変化
する声道の形状とゆっくり変化する声帯の振動速度すな
わちピッチによってその特徴があたえられる。このモー
ドは、Ａモードと呼ばれる。他方のモードは、無声音声
が支配的なモードであり、Ｂモードと呼ばれる。モード
の選択は、下に挙げる入力にもとづいて行なわれる。
ブロック３４で２つのモードに分類される。一方のモー
ドは、有声音声が支配的なモードであり、ゆっくり変化
する声道の形状とゆっくり変化する声帯の振動速度すな
わちピッチによってその特徴があたえられる。このモー
ドは、Ａモードと呼ばれる。他方のモードは、無声音声
が支配的なモードであり、Ｂモードと呼ばれる。モード
の選択は、下に挙げる入力にもとづいて行なわれる。
【００２５】１．第１の線形予測分析ウィンドー用のフ
ィルター係数。このフィルター係数は、０≦ｉ≦１０で
｛ａ1 （ｉ）｝、ただしａ1 ＝１．０と表わされる。ベ
クトル表記法では、これは、ａ1 で表わされる。
ィルター係数。このフィルター係数は、０≦ｉ≦１０で
｛ａ1 （ｉ）｝、ただしａ1 ＝１．０と表わされる。ベ
クトル表記法では、これは、ａ1 で表わされる。
【００２６】２．第１の線形予測分析ウィンドー用の補
間されたフィルター係数の組（セット）。この補間され
た組（セット）は、現行の４０ｍｓフレームのと自己相
関領域の前の４０ｍｓフレームの第２の線形予測分析ウ
ィンドーのための量子化されたフィルター係数を補間し
て求められる。これらのフィルター係数は、０≦ｉ≦１
０で｛／ａ1 （ｉ）｝、ただし／ａ1 ＝１．０と表わさ
れる。ベクトル表記法では、これは、／ａ1 で表わされ
る。
間されたフィルター係数の組（セット）。この補間され
た組（セット）は、現行の４０ｍｓフレームのと自己相
関領域の前の４０ｍｓフレームの第２の線形予測分析ウ
ィンドーのための量子化されたフィルター係数を補間し
て求められる。これらのフィルター係数は、０≦ｉ≦１
０で｛／ａ1 （ｉ）｝、ただし／ａ1 ＝１．０と表わさ
れる。ベクトル表記法では、これは、／ａ1 で表わされ
る。
【００２７】３．前の第２のピッチ分析ウィンドーの正
確化されたピッチ推定値。これは、／Ｐ-1で表わされ
る。
確化されたピッチ推定値。これは、／Ｐ-1で表わされ
る。
【００２８】４．第１のピッチ分析ウィンドーのための
ピッチ推定値。これは、Ｐ1 で表わされる。
ピッチ推定値。これは、Ｐ1 で表わされる。
【００２９】５．第２のピッチ分析ウィンドーのための
ピッチ推定値。これは、Ｐ2 で表わされる。
ピッチ推定値。これは、Ｐ2 で表わされる。
【００３０】最初の２つの入力を用いて、フィルター係
数｛ａ1 （ｉ）｝と補間されたフィルター係数｛／ａ1
（ｉ）｝の間の誤差円歪み尺度 ｄc （ａ1 ，／ａ1 ）
が計算され、ｄＢ（デシベル）で表わされる。図１２
は、図３のモード選択機構を示すブロック線図である。
線形予測ウィンドー２および前のフレームの線形予測ウ
ィンドー２用の量子化されたフィルター係数が補間子３
４１に入力され、この補間子が自己相関領域での係数を
補間する。補間されたフィルター係数の組は、３つのテ
スト回路の中の第１の回路に入力される。このテスト回
路３４２は、誤差円歪みを用いてウィンドー１のフィル
ター係数に対してウィンドー２用の補間されたフィルタ
ー係数の組（セット）をテストする。第２のテスト回路
３４３は、ピッチ・ウィンドー１のピッチ推定値に対し
て前のピッチ・ウィンドー２の正確化されたピッチ推定
値のピッチ偏差テストを行なう。第３のテスト回路３４
４は、ピッチ・ウィンドー１のピッチ推定値に対してピ
ッチ・ウィンドー２のピッチ推定値のピッチ偏差テスト
を行なう。これらのピッチ・テスト回路の出力は、モー
ド選択を行なうモード・セレクタ３４５に入力される。
数｛ａ1 （ｉ）｝と補間されたフィルター係数｛／ａ1
（ｉ）｝の間の誤差円歪み尺度 ｄc （ａ1 ，／ａ1 ）
が計算され、ｄＢ（デシベル）で表わされる。図１２
は、図３のモード選択機構を示すブロック線図である。
線形予測ウィンドー２および前のフレームの線形予測ウ
ィンドー２用の量子化されたフィルター係数が補間子３
４１に入力され、この補間子が自己相関領域での係数を
補間する。補間されたフィルター係数の組は、３つのテ
スト回路の中の第１の回路に入力される。このテスト回
路３４２は、誤差円歪みを用いてウィンドー１のフィル
ター係数に対してウィンドー２用の補間されたフィルタ
ー係数の組（セット）をテストする。第２のテスト回路
３４３は、ピッチ・ウィンドー１のピッチ推定値に対し
て前のピッチ・ウィンドー２の正確化されたピッチ推定
値のピッチ偏差テストを行なう。第３のテスト回路３４
４は、ピッチ・ウィンドー１のピッチ推定値に対してピ
ッチ・ウィンドー２のピッチ推定値のピッチ偏差テスト
を行なう。これらのピッチ・テスト回路の出力は、モー
ド選択を行なうモード・セレクタ３４５に入力される。
【００３１】図１３のフローチャートに示すように、図
１２のモード決定回路によって実施されるモード選択の
プロセスは、３つのステップに分れている。第１のステ
ップは、決定ブロック９１で行なわれ、誤差円歪み尺度
を用いてそれが与えられた絶対閾値と比較される。閾値
を超えていれば、モードは、Ｂモードであると宣言され
る。すなわち、
１２のモード決定回路によって実施されるモード選択の
プロセスは、３つのステップに分れている。第１のステ
ップは、決定ブロック９１で行なわれ、誤差円歪み尺度
を用いてそれが与えられた絶対閾値と比較される。閾値
を超えていれば、モードは、Ｂモードであると宣言され
る。すなわち、
【数２】 ＳＴＥＰ１：ＩＦ（ｄｃ（ａ１，１）＞ｄthresh）Ｍｏｄｅ＝ＭｏｄｅＢ． ここで、ｄthreshは、前の４０ｍｓフレームのモードの
関数である。前のモードがＡモードであれば、ｄthresh
は、−６．２５ｄＢの値をとる。前のモードがＢモード
であれば、ｄthreshは、−６．７５ｄＢの値をとる。第
２のステップは、第１のステップが失敗した場合すなわ
ち、ｄc （ａ1 ，／ａ1 ）≦ｄthreshの場合にのみ決定
ブロック９２で行われる。このステップでは、第１のピ
ッチ分析ウィンドー用のピッチ推定値が前のピッチ分析
ウィンドーの正確化されたピッチ推定値と比較される。
両者が充分に近い場合には、モードは、Ａモードである
と宣言される。すなわち、
関数である。前のモードがＡモードであれば、ｄthresh
は、−６．２５ｄＢの値をとる。前のモードがＢモード
であれば、ｄthreshは、−６．７５ｄＢの値をとる。第
２のステップは、第１のステップが失敗した場合すなわ
ち、ｄc （ａ1 ，／ａ1 ）≦ｄthreshの場合にのみ決定
ブロック９２で行われる。このステップでは、第１のピ
ッチ分析ウィンドー用のピッチ推定値が前のピッチ分析
ウィンドーの正確化されたピッチ推定値と比較される。
両者が充分に近い場合には、モードは、Ａモードである
と宣言される。すなわち、
【数３】 ここで、ｆthreshは、前のモードの関数である一つの閾
値因数である。前の４０ｍｓフレームのモードがＡモー
ドであれば、ｆthreshは０．１５の値をとり、それ以外
では、０．１０の値をとる。第３のステップは、第２の
ステップが失敗した場合にのみ決定ブロック９３で行な
われる。この第３のステップでは、第１のピッチ分析ウ
ィンドー用のオープン・ループ・ピッチ推定値が第２の
ピッチ分析ウィンドーのオープン・ループ・ピッチ推定
値と比較される。両者が充分に近い場合には、このモー
ドは、Ａモードであると宣言される。すなわち、
値因数である。前の４０ｍｓフレームのモードがＡモー
ドであれば、ｆthreshは０．１５の値をとり、それ以外
では、０．１０の値をとる。第３のステップは、第２の
ステップが失敗した場合にのみ決定ブロック９３で行な
われる。この第３のステップでは、第１のピッチ分析ウ
ィンドー用のオープン・ループ・ピッチ推定値が第２の
ピッチ分析ウィンドーのオープン・ループ・ピッチ推定
値と比較される。両者が充分に近い場合には、このモー
ドは、Ａモードであると宣言される。すなわち、
【数４】 ＳＴＥＰ３：ＩＦ（（１−ｆthresh）Ｐ２Ｐ１（１＋ｆthresh）Ｐ２）Ｍｏ
ｄｅ＝ＭｏｄｅＡ． ステップ２および３では、ともに同じ閾値因数ｆthresh
が用いられる。最後に、ステップ３のテストが失敗した
場合には、そのモードは、Ｂモードであると宣言され
る。モード選択のプロセスの終わりに、閾値ｄthreshと
ｆthreshが更新される。
ｄｅ＝ＭｏｄｅＡ． ステップ２および３では、ともに同じ閾値因数ｆthresh
が用いられる。最後に、ステップ３のテストが失敗した
場合には、そのモードは、Ｂモードであると宣言され
る。モード選択のプロセスの終わりに、閾値ｄthreshと
ｆthreshが更新される。
【００３２】Ａモードでは、第２のピッチ推定値が各サ
ブフレームでのクローズド・ループ・ピッチ推定の作業
を管理するために用いられるので、このピッチ推定値が
量子化されて送信される。このピッチ推定値の量子化
は、均一４−ビット量子化素子を用いて行なわれる。４
０ｍｓ音声フレームは、図１４に示すように７つのサブ
フレームに分割される。最初の６つのサブフレームは、
長さが５．７５ｍｓで、第７番目のサブフレームは、長
さが５．５ｍｓである。各サブフレームでは、励振モデ
ル・パラメーターが分析を用いた合成法によりクローズ
ド・ループ式に求められる。これらの励振モデル・パラ
メーターは、図３のブロック３５で用いられるもので、
図１５に詳細に示すように、適応コードブック・インデ
ックス、適応コードブック利得、固定コードブック・イ
ンデックス、固定コードブック利得、および固定コード
ブック利得記号である。フィルター係数は、補間子３５
０１によって自己相関領域で補間され、補間された出力
は、４つの固定コードブック３５０２、３５０３、３５
０４、３５０５へ供給される。固定コードブック３５０
４、３５０３への他の入力は、適応コードブック３５０
６によって供給され、他方、固定コードブック３５０
４、３５０５への他の入力は、適応コードブック３５０
７によって供給される。適応コードブック３５０６、３
５０７は、各々、サブフレームおよびそれぞれの前のサ
ブフレームからの最良ならびに第２位に最良の経路のた
めの入力音声を受信する。固定コードブック３５０２乃
至３５０５の出力は、それぞれの音声合成回路３５０８
乃至３５１１へ入力される。これらの音声合成回路は、
また、補間子３５０１からの補間出力も受信する。回路
３５０８乃至３５１１の出力は、セレクタ３５１２へ供
給され、このセレクタは、信号／ノイズ比（ＳＮＲ）の
尺度を用い、入力音声にもとづいてプルーニングを行な
い、最良の２つの経路を選択する。
ブフレームでのクローズド・ループ・ピッチ推定の作業
を管理するために用いられるので、このピッチ推定値が
量子化されて送信される。このピッチ推定値の量子化
は、均一４−ビット量子化素子を用いて行なわれる。４
０ｍｓ音声フレームは、図１４に示すように７つのサブ
フレームに分割される。最初の６つのサブフレームは、
長さが５．７５ｍｓで、第７番目のサブフレームは、長
さが５．５ｍｓである。各サブフレームでは、励振モデ
ル・パラメーターが分析を用いた合成法によりクローズ
ド・ループ式に求められる。これらの励振モデル・パラ
メーターは、図３のブロック３５で用いられるもので、
図１５に詳細に示すように、適応コードブック・インデ
ックス、適応コードブック利得、固定コードブック・イ
ンデックス、固定コードブック利得、および固定コード
ブック利得記号である。フィルター係数は、補間子３５
０１によって自己相関領域で補間され、補間された出力
は、４つの固定コードブック３５０２、３５０３、３５
０４、３５０５へ供給される。固定コードブック３５０
４、３５０３への他の入力は、適応コードブック３５０
６によって供給され、他方、固定コードブック３５０
４、３５０５への他の入力は、適応コードブック３５０
７によって供給される。適応コードブック３５０６、３
５０７は、各々、サブフレームおよびそれぞれの前のサ
ブフレームからの最良ならびに第２位に最良の経路のた
めの入力音声を受信する。固定コードブック３５０２乃
至３５０５の出力は、それぞれの音声合成回路３５０８
乃至３５１１へ入力される。これらの音声合成回路は、
また、補間子３５０１からの補間出力も受信する。回路
３５０８乃至３５１１の出力は、セレクタ３５１２へ供
給され、このセレクタは、信号／ノイズ比（ＳＮＲ）の
尺度を用い、入力音声にもとづいてプルーニングを行な
い、最良の２つの経路を選択する。
【００３３】図１５に示すように、励振モデル・パラメ
ーターを導くための合成法による分析は、各サブフレー
ムの補間された短期予測子係数の組（セット）を用いて
行なわれる。各サブフレームのための励振モデル・パラ
メーターの最適の組（セット）は、各４０ｍｓの終わり
でのみ決定される。励振モデル・パラメーターを導くに
あたっては、７つのサブフレームのすべてが長さ５．７
５ｍすなわち４６サンプル分の長さであると仮定され
る。ただし、最後すなわち７番目のサブフレームに関し
ては、サブフレームの終わりで適応コードブック更新な
どの更新が行なわれ、局部短期予測子状態変数の更新
は、長さ５．５ｍｓすなわち４４サンプル分の長さのサ
ブフレームに関してのみ行なわれる。
ーターを導くための合成法による分析は、各サブフレー
ムの補間された短期予測子係数の組（セット）を用いて
行なわれる。各サブフレームのための励振モデル・パラ
メーターの最適の組（セット）は、各４０ｍｓの終わり
でのみ決定される。励振モデル・パラメーターを導くに
あたっては、７つのサブフレームのすべてが長さ５．７
５ｍすなわち４６サンプル分の長さであると仮定され
る。ただし、最後すなわち７番目のサブフレームに関し
ては、サブフレームの終わりで適応コードブック更新な
どの更新が行なわれ、局部短期予測子状態変数の更新
は、長さ５．５ｍｓすなわち４４サンプル分の長さのサ
ブフレームに関してのみ行なわれる。
【００３４】短期予測子パラメーターあるいは線形予測
フィルター・パラメーターは、サブフレームごとに補間
される。この補間は、自己相関領域で行なわれる。第２
の線形予測分析ウィンドー用の量子化されたフィルター
係数から導かれる正規化自己相関係数は、前の４０ｍｓ
フレームに関しては｛ρ-1（ｉ）｝で、また現行の４０
ｍｓフレームに関しては｛ρ2 （ｉ）｝で表わされる。
ただし、０≦ｉ≦１０、また、ρ-1（ｉ）＝ρ2 （ｉ）
＝１．０である。したがって、補間された自己相関係数
｛ρ'm（ｉ）｝は、次の式で与えられる。
フィルター・パラメーターは、サブフレームごとに補間
される。この補間は、自己相関領域で行なわれる。第２
の線形予測分析ウィンドー用の量子化されたフィルター
係数から導かれる正規化自己相関係数は、前の４０ｍｓ
フレームに関しては｛ρ-1（ｉ）｝で、また現行の４０
ｍｓフレームに関しては｛ρ2 （ｉ）｝で表わされる。
ただし、０≦ｉ≦１０、また、ρ-1（ｉ）＝ρ2 （ｉ）
＝１．０である。したがって、補間された自己相関係数
｛ρ'm（ｉ）｝は、次の式で与えられる。
【００３５】
【数５】 ベクトル表記法では、次の式となる。
【００３６】
【数６】 ここで、νm は、サブフレームｍに関する補間加重値で
ある。その後で、補間された遅れ｛ρ'm（ｉ）｝は、短
期予測子フィルター係数｛ａ'm（ｉ）｝に変換される。
ある。その後で、補間された遅れ｛ρ'm（ｉ）｝は、短
期予測子フィルター係数｛ａ'm（ｉ）｝に変換される。
【００３７】このモードでは、補間加重値の選択は、音
声の質に有意の影響を及ぼす。このため、加重値の選択
は慎重に行なわなければならない。これらの補間加重値
νmは、これまで、サブフレームｍに関しては実際の短
期スペクトル・エンベロープＳm,j （ω）ときわめて大
きい音声データベースの全音声フレームＪにまたがる補
間された短期パワー・スペクトル・エンベロープＳ'm,j
（ω）の間の平均二乗誤差を最小にすることによって決
定されてきた。言い換えれば、ｍは、次式の値を最小に
することによって求められる。
声の質に有意の影響を及ぼす。このため、加重値の選択
は慎重に行なわなければならない。これらの補間加重値
νmは、これまで、サブフレームｍに関しては実際の短
期スペクトル・エンベロープＳm,j （ω）ときわめて大
きい音声データベースの全音声フレームＪにまたがる補
間された短期パワー・スペクトル・エンベロープＳ'm,j
（ω）の間の平均二乗誤差を最小にすることによって決
定されてきた。言い換えれば、ｍは、次式の値を最小に
することによって求められる。
【００３８】
【数７】 フレームＪのサブフレームｍに関する実際の自己相関係
数を｛ρm,j （ｋ）｝で表わせば、定義から、次式が得
られる。
数を｛ρm,j （ｋ）｝で表わせば、定義から、次式が得
られる。
【００３９】
【数８】 上の２つの式をその前の式に代入すれば、Ｅm の値を最
小化することは次式で表わされるＥ'mを最小化すること
と等価であることがわかる。
小化することは次式で表わされるＥ'mを最小化すること
と等価であることがわかる。
【００４０】
【数９】 上の式は、ベクトル表記法では、次の式で表わされる。
【００４１】
【数１０】 ただし、｜．｜は、ベクトル・ノルムを表わす。ρ'mを
上の式に代入し、νm について微分し、それをゼロにセ
ットすると、次の式が得られる。
上の式に代入し、νm について微分し、それをゼロにセ
ットすると、次の式が得られる。
【００４２】
【数１１】 ただし、Ｘj ＝ρ2,j-ρ-1,j および Ｙm,j ＝ρm,j-
1 ρ-1,j、また、＜Ｘj，Ｙm,j ＞は、ベクトルＸj と
ベクトルＹm,j の間の点乘積である。きわめて大きい音
声データベースを用いて上の方法で計算したνm の値
は、最新の試聴テストでさらに微調整される。
1 ρ-1,j、また、＜Ｘj，Ｙm,j ＞は、ベクトルＸj と
ベクトルＹm,j の間の点乘積である。きわめて大きい音
声データベースを用いて上の方法で計算したνm の値
は、最新の試聴テストでさらに微調整される。
【００４３】適応コードブック・サーチのターゲットの
ベクトルｔacは、ｓ＝Ｈｔac＋ｚによって各サブフレー
ムで音声ベクトルｓと関係づけられる。ここで、Ｈは、
第１列がサブフレームｍに関する補間短期予測子｛ａ'm
（ｉ）｝のインパルス応答を含む二乗下三角テプリッツ
行列であり、ｚは、そのゼロ入力応答を含むベクトルで
ある。ターゲットのベクトルｔacは、音声ベクトルｓか
らゼロ入力応答ｚを引き、ゼロ初期状態をもつ逆短期予
測子によって差をフィルタリングすることできわめて容
易に計算される。
ベクトルｔacは、ｓ＝Ｈｔac＋ｚによって各サブフレー
ムで音声ベクトルｓと関係づけられる。ここで、Ｈは、
第１列がサブフレームｍに関する補間短期予測子｛ａ'm
（ｉ）｝のインパルス応答を含む二乗下三角テプリッツ
行列であり、ｚは、そのゼロ入力応答を含むベクトルで
ある。ターゲットのベクトルｔacは、音声ベクトルｓか
らゼロ入力応答ｚを引き、ゼロ初期状態をもつ逆短期予
測子によって差をフィルタリングすることできわめて容
易に計算される。
【００４４】適応コードブック３５０６、３５０７での
適応コードブック・サーチには、候補のベクトルｒi と
ターゲットのベクトルｔacの間の距離を測るために、下
の式で与えられるスペクトル加重平均二乗誤差εi が用
いられる。
適応コードブック・サーチには、候補のベクトルｒi と
ターゲットのベクトルｔacの間の距離を測るために、下
の式で与えられるスペクトル加重平均二乗誤差εi が用
いられる。
【００４５】
【数１２】 ここで、μi は、関連の利得であり、Ｗは、スペクトル
加重行列である。Ｗは、フィルター係数｛ａ'm（ｉ）j
｝をもつ加重短期予測子の切頭インパルス応答から導
かれる正値の対称テプリッツ行列である。加重因数γ
は、０．８である。上の式に最適値μi を代入すると、
歪みの項は、下の式に書き換えることができる。
加重行列である。Ｗは、フィルター係数｛ａ'm（ｉ）j
｝をもつ加重短期予測子の切頭インパルス応答から導
かれる正値の対称テプリッツ行列である。加重因数γ
は、０．８である。上の式に最適値μi を代入すると、
歪みの項は、下の式に書き換えることができる。
【００４６】
【数１３】 ただし、ρi は、相関項ｔacT Ｗｒi であり、ｅi は、
エネルギー項ｒiTＷｒiである。これらの候補のみが正
の相関をもつと考えられる。最良の候補のベクトルは、
正の相関と次式の最高値をもつものである。
エネルギー項ｒiTＷｒiである。これらの候補のみが正
の相関をもつと考えられる。最良の候補のベクトルは、
正の相関と次式の最高値をもつものである。
【００４７】
【数１４】 候補のベクトルｒi は、異なるピッチの遅延に対応す
る。サンプル内のピッチの遅延は、４つの部分範囲で構
成される。すなわち、｛２０．０｝、｛２０．５，２
０．７５，２１．０，２１．２５，．．．，５０．２
５｝、｛５０．５０，５１．０，５１．５，５２．０，
５２．５，．．．，８７．５｝、｛８８．０，８９，
０，９０．０，９１．０，．．．，１４６．０｝であ
る。合計で２２５のピッチの遅延と対応する候補のベク
トルが存在することになる。整数遅延Ｌに対応する候補
のベクトルは、単に、過去の励振サンプルを収集したも
のである適応コードブックから読み出される。混合（整
数プラス分数）遅延Ｌ＋ｆに関しては、整数遅延Ｌに対
応するセクションに集中した適応コードブックの部分が
分数ｆに対応する多位相フィルターによってフィルタリ
ングされる。１つのサブフレームに近いまたはそれ以下
の低遅延に対応する不完全な候補のベクトルは、上のＪ
・キャンベル他が提案したものと同様な方法で完全なも
のにされる。多位相フィルター係数は、ハミング・ウィ
ンドー付きｓｉｎｃ関数から導かれる。
る。サンプル内のピッチの遅延は、４つの部分範囲で構
成される。すなわち、｛２０．０｝、｛２０．５，２
０．７５，２１．０，２１．２５，．．．，５０．２
５｝、｛５０．５０，５１．０，５１．５，５２．０，
５２．５，．．．，８７．５｝、｛８８．０，８９，
０，９０．０，９１．０，．．．，１４６．０｝であ
る。合計で２２５のピッチの遅延と対応する候補のベク
トルが存在することになる。整数遅延Ｌに対応する候補
のベクトルは、単に、過去の励振サンプルを収集したも
のである適応コードブックから読み出される。混合（整
数プラス分数）遅延Ｌ＋ｆに関しては、整数遅延Ｌに対
応するセクションに集中した適応コードブックの部分が
分数ｆに対応する多位相フィルターによってフィルタリ
ングされる。１つのサブフレームに近いまたはそれ以下
の低遅延に対応する不完全な候補のベクトルは、上のＪ
・キャンベル他が提案したものと同様な方法で完全なも
のにされる。多位相フィルター係数は、ハミング・ウィ
ンドー付きｓｉｎｃ関数から導かれる。
【００４８】適応コードブック・サーチは、すべての候
補ベクトルをサーチするものではない。現行の４０ｍｓ
フレームの量子化されたオープン・ループ・ピッチ推定
値Ｐ2 および前の４０ｍｓフレームのそれによって６−
ビットのサーチ範囲が決定される。この６−ビットの範
囲は、第１のサブフレームに関するＰ' -1と第７のサブ
フレームに関するＰ'2にその中心がある。２から６まで
の中間のサブフレームに関しては、６−ビットのサーチ
範囲は、２つの５−ビットのサーチ範囲で構成される。
一方は、Ｐ' -1に中心があり、他方は、Ｐ'2に中心があ
る。これら２つの範囲が重なり合い、排他的でない場合
には、（Ｐ' -1＋Ｐ'2）／２に中心がある単一の６−ビ
ットの範囲が用いられる。この範囲内にピッチ遅延をも
つ候補ベクトルは、６−ビット・インデックスに変換さ
れる。ゼロのインデックスは、全ゼロ適応コードブック
・ベクトルのために保留される。このインデックスは、
サーチ範囲内のすべての候補ベクトルが正の相関をもた
ない場合に選ばれる。このインデックスは、６−ビット
または６４遅延サーチ範囲を６３遅延サーチ範囲にトリ
ミングすることによって収容される。適応コードブック
利得は、正に制約されるが、サーチ・ループの外で求め
られ、３−ビットの量子化テーブルを用いて量子化され
る。
補ベクトルをサーチするものではない。現行の４０ｍｓ
フレームの量子化されたオープン・ループ・ピッチ推定
値Ｐ2 および前の４０ｍｓフレームのそれによって６−
ビットのサーチ範囲が決定される。この６−ビットの範
囲は、第１のサブフレームに関するＰ' -1と第７のサブ
フレームに関するＰ'2にその中心がある。２から６まで
の中間のサブフレームに関しては、６−ビットのサーチ
範囲は、２つの５−ビットのサーチ範囲で構成される。
一方は、Ｐ' -1に中心があり、他方は、Ｐ'2に中心があ
る。これら２つの範囲が重なり合い、排他的でない場合
には、（Ｐ' -1＋Ｐ'2）／２に中心がある単一の６−ビ
ットの範囲が用いられる。この範囲内にピッチ遅延をも
つ候補ベクトルは、６−ビット・インデックスに変換さ
れる。ゼロのインデックスは、全ゼロ適応コードブック
・ベクトルのために保留される。このインデックスは、
サーチ範囲内のすべての候補ベクトルが正の相関をもた
ない場合に選ばれる。このインデックスは、６−ビット
または６４遅延サーチ範囲を６３遅延サーチ範囲にトリ
ミングすることによって収容される。適応コードブック
利得は、正に制約されるが、サーチ・ループの外で求め
られ、３−ビットの量子化テーブルを用いて量子化され
る。
【００４９】遅延の決定が採用されるので、適応コード
ブック・サーチによってすべてのサブフレームで２つの
最良のピッチ遅延あるいは遅れ候補が生成される。さら
に、サブフレーム２乃至６に関しては、これが現行のフ
レーム内の前のサブフレームのために導かれた励振モデ
ル・パラメーターの最良の２組（セット）によって生成
される２つの最良のターゲット・ベクトルについて繰り
返される必要がある。これによって、サーチのプロセス
の終わりに、サブフレーム１のための２つの最良の遅れ
候補と関連する２つの適応コードブック利得ならびにサ
ブフレーム２乃至６のための４つの最良の遅れ候補と関
連する４つの適応コードブック利得が得られる。これら
の各々で、固定コードブックのためのターゲット・ベク
トルは、適応コードブック・サーチに関するターゲット
から位取りされた適応コードブック・ベクトルを差し引
くことで導かれる。すなわち、ｔac＝ｔa −μopt ｒop
t、ただし、ｒopt は、位取りされた適応コードブック
・ベクトル、μopt は、関連するコードブック利得であ
る。
ブック・サーチによってすべてのサブフレームで２つの
最良のピッチ遅延あるいは遅れ候補が生成される。さら
に、サブフレーム２乃至６に関しては、これが現行のフ
レーム内の前のサブフレームのために導かれた励振モデ
ル・パラメーターの最良の２組（セット）によって生成
される２つの最良のターゲット・ベクトルについて繰り
返される必要がある。これによって、サーチのプロセス
の終わりに、サブフレーム１のための２つの最良の遅れ
候補と関連する２つの適応コードブック利得ならびにサ
ブフレーム２乃至６のための４つの最良の遅れ候補と関
連する４つの適応コードブック利得が得られる。これら
の各々で、固定コードブックのためのターゲット・ベク
トルは、適応コードブック・サーチに関するターゲット
から位取りされた適応コードブック・ベクトルを差し引
くことで導かれる。すなわち、ｔac＝ｔa −μopt ｒop
t、ただし、ｒopt は、位取りされた適応コードブック
・ベクトル、μopt は、関連するコードブック利得であ
る。
【００５０】Ａモードでは、固定コードブックとして６
−ビットの声門パルス・コードブックが使用される。声
門パルス・コードブック・ベクトルは、位置、ゆがみ、
持続時間などのパラメーターによって特徴が与えられる
基本声門パルスを時間的にずらしたシーケンスとして生
成される。声門パルスは、まず、次式に示すように１６
ＫＨｚのサンプリング速度で計算される。
−ビットの声門パルス・コードブックが使用される。声
門パルス・コードブック・ベクトルは、位置、ゆがみ、
持続時間などのパラメーターによって特徴が与えられる
基本声門パルスを時間的にずらしたシーケンスとして生
成される。声門パルスは、まず、次式に示すように１６
ＫＨｚのサンプリング速度で計算される。
【００５１】
【数１５】 上の式で、各種パラメーターの値は、Ｔ＝６２．５μ
ｓ、Ｔp ＝４４０μｓ、Ｔn ＝１７６０μｓ、ｎ0 ＝８
８、ｎ1 ＝７、ｎ2 ＝３５、ｎg ＝２３２と仮定してあ
る。上で定義された声門パルスは、そのスペクトルの形
を平坦化するために２度微分される。次に、３２タップ
の線形位相ＦＩＲフィルターを用いて低域フィルタリン
グされ、２１６サンプルの長さにトリミングされ、最後
に８ＫＨｚのサンプリング速度にデシメートされて、声
門パルス・コードブックが生成される。声門パルス・コ
ードブックの最終的な長さは、１０８サンプルである。
パラメーターＡは、声門パルス・コードブックの入力項
目が０．５の入力ごとに二乗平均平方根（ＲＭＳ）をも
つように調節される。図１６は、最終的な声門パルスの
形状をを示したものである。コードブックは、最初の３
６の入力項目と最後の３７の入力項目がゼロで、６７．
７％の希薄度を示している。
ｓ、Ｔp ＝４４０μｓ、Ｔn ＝１７６０μｓ、ｎ0 ＝８
８、ｎ1 ＝７、ｎ2 ＝３５、ｎg ＝２３２と仮定してあ
る。上で定義された声門パルスは、そのスペクトルの形
を平坦化するために２度微分される。次に、３２タップ
の線形位相ＦＩＲフィルターを用いて低域フィルタリン
グされ、２１６サンプルの長さにトリミングされ、最後
に８ＫＨｚのサンプリング速度にデシメートされて、声
門パルス・コードブックが生成される。声門パルス・コ
ードブックの最終的な長さは、１０８サンプルである。
パラメーターＡは、声門パルス・コードブックの入力項
目が０．５の入力ごとに二乗平均平方根（ＲＭＳ）をも
つように調節される。図１６は、最終的な声門パルスの
形状をを示したものである。コードブックは、最初の３
６の入力項目と最後の３７の入力項目がゼロで、６７．
７％の希薄度を示している。
【００５２】声門パルス・コードブック・ベクトルは、
長さが各４６サンプルのものが６３存在する。各ベクト
ルは、６−ビット・インデックスにマッピングされる。
ゼロ番目のインデックスは、全ゼロ固定コードブック・
ベクトルのために保留される。このインデックスは、サ
ーチによって歪みを減少させずにむしろ増大させるベク
トルが得られた場合に割り当てられる。残りの６３のイ
ンデックスは、各々６３の声門パルス・コードブック・
ベクトルに割り当てられる。第１のベクトルは、コード
ブックの最初の４６の入力項目で構成され、第２のベク
トルは、２番目の入力項目から始まる４６の入力項目で
構成され、以下、同様な構成となる。したがって、１づ
つずらされる形で重複し、６７．６％の希薄度をもつ固
定コードブックが得られることになる。さらに、ゼロで
ない要素は、コードブックの中心に置かれ、ゼロはその
末尾に置かれる。固定コードブックのこれらの属性は、
そのサーチにあたって活用される。固定コードブックの
サーチでは、ターゲットのベクトルｔscと各候補固定コ
ードブック・ベクトルｃi の間の距離を測定するため
に、適応コードブックのサーチと同様な歪み尺度が用い
られる。この距離は、ξi ＝（ｔsc−λi ｃi ）T Ｗ
（ｔsc−λi ｃi ）で表わされる。ただし、Ｗは、適応
コードブック・サーチで用いられたと同じスペクトル加
重行列である。固定コードブックに関しては、利得の大
きさ｜λ｜は、サーチ・ループの中で量子化される。奇
数のサブフレームに関しては、利得の大きさは、４−ビ
ット量子化テーブルを用いて量子化される。偶数のサブ
フレームに関しては、量子化は、前のサブフレームの量
子化された大きさに中心を置く３−ビットの量子化の範
囲を用いて行なわれる。このように利得の大きさの量子
化に差異を付けることは、ビットに関して効率的である
ばかりでなく、サーチの中で行なわれるために複雑さを
低減させる効果がある。利得の記号も、サーチ・ループ
の中で決定される。サーチ手順の終わりに、歪みが、選
択されたコードブック・ベクトルならびにその利得とと
もにｔTsc Ｗｔsc すなわち全ゼロの固定コードブック
・ベクトルに関する歪みと比較される。この歪みのほう
が大きければ、固定コードブック・インデックスにゼロ
・インデックスが割り当てられ、全ゼロ・ベクトルが選
択された固定コードブック・ベクトルとされる。
長さが各４６サンプルのものが６３存在する。各ベクト
ルは、６−ビット・インデックスにマッピングされる。
ゼロ番目のインデックスは、全ゼロ固定コードブック・
ベクトルのために保留される。このインデックスは、サ
ーチによって歪みを減少させずにむしろ増大させるベク
トルが得られた場合に割り当てられる。残りの６３のイ
ンデックスは、各々６３の声門パルス・コードブック・
ベクトルに割り当てられる。第１のベクトルは、コード
ブックの最初の４６の入力項目で構成され、第２のベク
トルは、２番目の入力項目から始まる４６の入力項目で
構成され、以下、同様な構成となる。したがって、１づ
つずらされる形で重複し、６７．６％の希薄度をもつ固
定コードブックが得られることになる。さらに、ゼロで
ない要素は、コードブックの中心に置かれ、ゼロはその
末尾に置かれる。固定コードブックのこれらの属性は、
そのサーチにあたって活用される。固定コードブックの
サーチでは、ターゲットのベクトルｔscと各候補固定コ
ードブック・ベクトルｃi の間の距離を測定するため
に、適応コードブックのサーチと同様な歪み尺度が用い
られる。この距離は、ξi ＝（ｔsc−λi ｃi ）T Ｗ
（ｔsc−λi ｃi ）で表わされる。ただし、Ｗは、適応
コードブック・サーチで用いられたと同じスペクトル加
重行列である。固定コードブックに関しては、利得の大
きさ｜λ｜は、サーチ・ループの中で量子化される。奇
数のサブフレームに関しては、利得の大きさは、４−ビ
ット量子化テーブルを用いて量子化される。偶数のサブ
フレームに関しては、量子化は、前のサブフレームの量
子化された大きさに中心を置く３−ビットの量子化の範
囲を用いて行なわれる。このように利得の大きさの量子
化に差異を付けることは、ビットに関して効率的である
ばかりでなく、サーチの中で行なわれるために複雑さを
低減させる効果がある。利得の記号も、サーチ・ループ
の中で決定される。サーチ手順の終わりに、歪みが、選
択されたコードブック・ベクトルならびにその利得とと
もにｔTsc Ｗｔsc すなわち全ゼロの固定コードブック
・ベクトルに関する歪みと比較される。この歪みのほう
が大きければ、固定コードブック・インデックスにゼロ
・インデックスが割り当てられ、全ゼロ・ベクトルが選
択された固定コードブック・ベクトルとされる。
【００５３】遅延決定のために、クローズド・ループ適
応コードブック・サーチによって提供される２つの最良
の遅れ候補とそれらの対応する利得に対応する第１のサ
ブフレームでの固定コードブック・サーチには２つのタ
ーゲット・ベクトルｔscが存在することになる。サブフ
レーム２乃至７に関しては、これまでに前のサブフレー
ムに関して求められた励振モデル・パラメーターの最良
の２組（セット）ならびに現行のサブフレームでの適応
コードブック・サーチによって提供される２つの最良の
遅れ候補とそれらの対応する利得に対応する４つのター
ゲット・ベクトルが存在する。したがって、固定コード
ブック・サーチは、サブフレーム１で２度、サブフレー
ム２乃至６では４度行なわれることになる。しかし、各
サブフレームでは、エネルギー項ｃTiＷｃi が同じであ
るため、それに比例して複雑度が増大することはない。
サブフレーム１のための２つのサーチの各々とサブフレ
ーム２乃至７のための４つのサーチの各々で異なるのは
相関項ｔTsc Ｗｃi だけである。
応コードブック・サーチによって提供される２つの最良
の遅れ候補とそれらの対応する利得に対応する第１のサ
ブフレームでの固定コードブック・サーチには２つのタ
ーゲット・ベクトルｔscが存在することになる。サブフ
レーム２乃至７に関しては、これまでに前のサブフレー
ムに関して求められた励振モデル・パラメーターの最良
の２組（セット）ならびに現行のサブフレームでの適応
コードブック・サーチによって提供される２つの最良の
遅れ候補とそれらの対応する利得に対応する４つのター
ゲット・ベクトルが存在する。したがって、固定コード
ブック・サーチは、サブフレーム１で２度、サブフレー
ム２乃至６では４度行なわれることになる。しかし、各
サブフレームでは、エネルギー項ｃTiＷｃi が同じであ
るため、それに比例して複雑度が増大することはない。
サブフレーム１のための２つのサーチの各々とサブフレ
ーム２乃至７のための４つのサーチの各々で異なるのは
相関項ｔTsc Ｗｃi だけである。
【００５４】遅延決定法によるサーチは、セルプ・コー
ダでのピッチと利得のグラフをならすのに役立つ。本発
明では、遅延決定法は、全体のコーデックの遅延が増大
しないような方法で用いられる。このため、各サブフレ
ームでは、クローズド・ループ・ピッチのサーチによっ
てＭ個の最良の推定値が生成される。これらＭ個の最良
の推定値とＮ個の前のサブフレームの最良のパラメータ
ーの各々について、ＭＮ個の最適ピッチ利得インデック
ス、固定コードブック・インデックス、固定コードブッ
ク利得インデックス、固定コードブック利得記号が求め
される。サブフレームの終わりで、これらＭＮ個の解
が、累積ＳＮＲ法を用いて、現行の４０ｍｓのフレーム
に関する規準としてＬ個の最良の解にプルーンされる。
第最初のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝１、Ｌ＝２が
用いられる。最後のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝
２、Ｌ＝１が用いられる。他のすべてのサブフレームに
は、Ｍ＝２、Ｎ＝２、Ｌ＝２が用いられる。この遅延決
定法は、有声域から無声域および無声域から有声域への
移行時にとくに有効である。この遅延決定法によって、
各サブフレームでのクローズド・ループ・ピッチのサー
チはＮ倍複雑になるが、固定コードブックのサーチがＭ
Ｎ倍複雑になることと比較すればはるかに好ましい。こ
れは、各サブフレームで固定コードブックに関して相関
項のみをＭＮ回計算する必要があり、エネルギー項は１
回しか計算する必要がないためである。
ダでのピッチと利得のグラフをならすのに役立つ。本発
明では、遅延決定法は、全体のコーデックの遅延が増大
しないような方法で用いられる。このため、各サブフレ
ームでは、クローズド・ループ・ピッチのサーチによっ
てＭ個の最良の推定値が生成される。これらＭ個の最良
の推定値とＮ個の前のサブフレームの最良のパラメータ
ーの各々について、ＭＮ個の最適ピッチ利得インデック
ス、固定コードブック・インデックス、固定コードブッ
ク利得インデックス、固定コードブック利得記号が求め
される。サブフレームの終わりで、これらＭＮ個の解
が、累積ＳＮＲ法を用いて、現行の４０ｍｓのフレーム
に関する規準としてＬ個の最良の解にプルーンされる。
第最初のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝１、Ｌ＝２が
用いられる。最後のサブフレームには、Ｍ＝２、Ｎ＝
２、Ｌ＝１が用いられる。他のすべてのサブフレームに
は、Ｍ＝２、Ｎ＝２、Ｌ＝２が用いられる。この遅延決
定法は、有声域から無声域および無声域から有声域への
移行時にとくに有効である。この遅延決定法によって、
各サブフレームでのクローズド・ループ・ピッチのサー
チはＮ倍複雑になるが、固定コードブックのサーチがＭ
Ｎ倍複雑になることと比較すればはるかに好ましい。こ
れは、各サブフレームで固定コードブックに関して相関
項のみをＭＮ回計算する必要があり、エネルギー項は１
回しか計算する必要がないためである。
【００５５】各サブフレームに関する最適のパラメータ
ーは、追跡法を用いて４０ｍｓフレームの終わりでだけ
で求められる。ＭＮ個の解からＮ個の解へのプルーニン
グは、この追跡を可能にするために各サブフレームごと
に記憶される。図１７は、この追跡がどのように行なわ
れるかの例を示した図である。図中、太い線は、最後の
サブフレームの後で追跡法によって得られた最適の経路
を示している。
ーは、追跡法を用いて４０ｍｓフレームの終わりでだけ
で求められる。ＭＮ個の解からＮ個の解へのプルーニン
グは、この追跡を可能にするために各サブフレームごと
に記憶される。図１７は、この追跡がどのように行なわ
れるかの例を示した図である。図中、太い線は、最後の
サブフレームの後で追跡法によって得られた最適の経路
を示している。
【００５６】Ｂモードに関しては、２組（セット）の線
スペクトル周波数ベクトル量子化インデックスをともに
送信する必要はない。しかし、Ｂモードでは、２つのオ
ープン・ループ・ピッチ推定値は、クローズド・ループ
・ピッチの推定を導くのに用いられないのでいずれも送
信されない。Ｂモードでは、複雑さが増しまた短期予測
子パラメーターのビット伝送速度が高くなるが、その分
は、励振モデル・パラメーターの更新をゆっくり行なう
ことで補償される。
スペクトル周波数ベクトル量子化インデックスをともに
送信する必要はない。しかし、Ｂモードでは、２つのオ
ープン・ループ・ピッチ推定値は、クローズド・ループ
・ピッチの推定を導くのに用いられないのでいずれも送
信されない。Ｂモードでは、複雑さが増しまた短期予測
子パラメーターのビット伝送速度が高くなるが、その分
は、励振モデル・パラメーターの更新をゆっくり行なう
ことで補償される。
【００５７】Ｂモードでは、４０ｍｓの音声フレームが
５つのサブフレームに分割される。各サブフレームは、
長さが８ｍｓすなわち６４サンプルの長さがある。各サ
ブフレームの励振モデル・パラメーターは、適応コード
ブック・インデックス、適応コードブック利得、固定コ
ードブック・インデックス、固定コードブック利得であ
る。固定コードブック利得記号は、それが常に正である
ために用いられない。これらのパラメーターの最良の推
定値は、各サブフレームで合成法によって分析を用いて
求められる。全体の最良の推定値は、Ａモードの場合と
同様に遅延決定法を用いて４０ｍｓフレームの終わりで
決定される。
５つのサブフレームに分割される。各サブフレームは、
長さが８ｍｓすなわち６４サンプルの長さがある。各サ
ブフレームの励振モデル・パラメーターは、適応コード
ブック・インデックス、適応コードブック利得、固定コ
ードブック・インデックス、固定コードブック利得であ
る。固定コードブック利得記号は、それが常に正である
ために用いられない。これらのパラメーターの最良の推
定値は、各サブフレームで合成法によって分析を用いて
求められる。全体の最良の推定値は、Ａモードの場合と
同様に遅延決定法を用いて４０ｍｓフレームの終わりで
決定される。
【００５８】短期予測子パラメーターあるいは線形予測
フィルター・パラメーターは、自己相関遅れ領域でサブ
フレームごとに補間される。前の４０ｍｓフレームに関
しては、第２の線形予測分析ウィンドーのために量子化
されたフィルター係数から導かれた正規化自己相関の遅
れは｛ρ'1（ｉ）｝で表わされる。現行の４０ｍｓフレ
ームに関しては、第１および第２の線形予測ウィンドー
のための対応する遅れは、それぞれ、｛ρ1 （ｉ）｝お
よび｛ρ2 （ｉ）｝で表わされる。正規化によって、ρ
1 （０）＝ρ1 （０）＝ρ2 （０）＝１．０が確保され
る。補間された自己相関の遅れ｛ρ'm（０）｝は、次式
で与えられる。
フィルター・パラメーターは、自己相関遅れ領域でサブ
フレームごとに補間される。前の４０ｍｓフレームに関
しては、第２の線形予測分析ウィンドーのために量子化
されたフィルター係数から導かれた正規化自己相関の遅
れは｛ρ'1（ｉ）｝で表わされる。現行の４０ｍｓフレ
ームに関しては、第１および第２の線形予測ウィンドー
のための対応する遅れは、それぞれ、｛ρ1 （ｉ）｝お
よび｛ρ2 （ｉ）｝で表わされる。正規化によって、ρ
1 （０）＝ρ1 （０）＝ρ2 （０）＝１．０が確保され
る。補間された自己相関の遅れ｛ρ'm（０）｝は、次式
で与えられる。
【００５９】
【数１６】 ここで、αm およびβm は、ともにサブフレームｍに関
する補間加重値である。補間の遅れ｛ρ'm（ｉ）｝は、
その後で短期予測子フィルター係数｛α'm（ｉ）｝に変
換される。
する補間加重値である。補間の遅れ｛ρ'm（ｉ）｝は、
その後で短期予測子フィルター係数｛α'm（ｉ）｝に変
換される。
【００６０】補間加重値の選択は、このモードでは、Ａ
モードの場合ほど決定的に重要ではない。それでも、こ
れらの値は、Ａモードの場合と同じ客観的規準を用い、
注意深くしかしインフォーマルな試聴テストによって微
調整して決定される。客観的規準Ｅm を最小化するαm
およびβm の値は、次式で与えることができる。
モードの場合ほど決定的に重要ではない。それでも、こ
れらの値は、Ａモードの場合と同じ客観的規準を用い、
注意深くしかしインフォーマルな試聴テストによって微
調整して決定される。客観的規準Ｅm を最小化するαm
およびβm の値は、次式で与えることができる。
【００６１】
【数１７】 ただし、
【数１８】 前と同じように、ρ-1,jは、フレームＪ-1の第２の線形
予測分析ウィンドーの量子化されたフィルター係数から
導かれる自己相関遅れベクトルを表わし、ρ1,j は、フ
レームＪの第１の線形予測分析ウィンドーの量子化され
たフィルター係数から導かれる自己相関遅れベクトルを
表わし、ρ2,j は、フレームＪの第２の線形予測分析ウ
ィンドーの量子化されたフィルター係数から導かれる自
己相関遅れベクトルを表わし、ρm,j は、フレームＪの
サブフレームｍの音声サンプルから導かれる実際の自己
相関遅れベクトルを表わす。
予測分析ウィンドーの量子化されたフィルター係数から
導かれる自己相関遅れベクトルを表わし、ρ1,j は、フ
レームＪの第１の線形予測分析ウィンドーの量子化され
たフィルター係数から導かれる自己相関遅れベクトルを
表わし、ρ2,j は、フレームＪの第２の線形予測分析ウ
ィンドーの量子化されたフィルター係数から導かれる自
己相関遅れベクトルを表わし、ρm,j は、フレームＪの
サブフレームｍの音声サンプルから導かれる実際の自己
相関遅れベクトルを表わす。
【００６２】固定コードブックは、２つのセクションか
らなる９−ビット・マルチイノベーション・コードブッ
クである。一方は、ハダマード・ベクトル和セクション
であり、他方は、シングル・パルス・セクションであ
る。このコードブックでは、これらのセクションの構造
を活用し正の利得を保証するサーチ手順が採用される。
この特別のコードブックおよび関連のサーチ手順は、Ｄ
・リンの「確定論的マルチコードブック・イノベーショ
ンを用いた超高速セルプ・コーデング」ＩＣＡＳＳＰ１
９９２、Ｉ３１７−３２０に示されているものである。
らなる９−ビット・マルチイノベーション・コードブッ
クである。一方は、ハダマード・ベクトル和セクション
であり、他方は、シングル・パルス・セクションであ
る。このコードブックでは、これらのセクションの構造
を活用し正の利得を保証するサーチ手順が採用される。
この特別のコードブックおよび関連のサーチ手順は、Ｄ
・リンの「確定論的マルチコードブック・イノベーショ
ンを用いた超高速セルプ・コーデング」ＩＣＡＳＳＰ１
９９２、Ｉ３１７−３２０に示されているものである。
【００６３】マルチイノベーション・コードブックの一
つの構成要素は、ハダマード行列Ｈm から構築される確
定論的ベクトル和コードである。本発明で用いられるベ
クトル和コードのコード・ベクトルは、次式で表わされ
る。
つの構成要素は、ハダマード行列Ｈm から構築される確
定論的ベクトル和コードである。本発明で用いられるベ
クトル和コードのコード・ベクトルは、次式で表わされ
る。
【００６４】
【数１９】 ただし、基本ベクトル υm （ｎ）は、ハダマード−シ
ルベスターの行列の行およびθ＝±１から得られる。こ
れらの基本ベクトルは、ハダマードの行列のシーケンシ
ー分割にもとづいて選択される。ハダマードのベクトル
和コードブックのコード・ベクトルは、値と２進値コー
ド・シーケンスである。前に検討した代数的コードと比
較すると、ハダマードのベクトル和コードは、より理想
的な周波数および位相特性をもつように構成されてい
る。これは、本発明で採用されているハダマード行列の
ための基本ベクトル分割方式によるものであり、それ
は、シーケンシーに順序づけられたハダマード行列の行
ベクトルの一様なサンプリングと解釈してよいであろ
う。これに比して、一様でないサンプリング法では、そ
れより劣る結果が得られている。
ルベスターの行列の行およびθ＝±１から得られる。こ
れらの基本ベクトルは、ハダマードの行列のシーケンシ
ー分割にもとづいて選択される。ハダマードのベクトル
和コードブックのコード・ベクトルは、値と２進値コー
ド・シーケンスである。前に検討した代数的コードと比
較すると、ハダマードのベクトル和コードは、より理想
的な周波数および位相特性をもつように構成されてい
る。これは、本発明で採用されているハダマード行列の
ための基本ベクトル分割方式によるものであり、それ
は、シーケンシーに順序づけられたハダマード行列の行
ベクトルの一様なサンプリングと解釈してよいであろ
う。これに比して、一様でないサンプリング法では、そ
れより劣る結果が得られている。
【００６５】マルチイノベーション・コードブックの第
２の構成要素は、時間のずれたデルタ・インパルスなら
びに離散的ｓｉｎｃおよびｃｏｓｃ関数から構築された
より一般的な励振パルスの形で構成されるシングル・パ
ルス・シーケンスである。一般化されたパルスの形状は
次式で定義される。すなわち、
２の構成要素は、時間のずれたデルタ・インパルスなら
びに離散的ｓｉｎｃおよびｃｏｓｃ関数から構築された
より一般的な励振パルスの形で構成されるシングル・パ
ルス・シーケンスである。一般化されたパルスの形状は
次式で定義される。すなわち、
【数２０】 z1(n)=Asinc(n)+Bcosc(n+1), および
【数２１】 z1(n)=Asinc(n)+Bcosc(n+1), ただし、
【数２２】 および
【数２３】 ｓｉｎｃおよびｃｏｓｃ関数が時間的に位置合わせされ
る場合には、これらの関数は、ジンク・ベースの関数ｚ
0 （ｎ） として知られているものに対応する。インフ
ォーマルな試聴テストでは、時間的にずらされたパルス
の形状によって合成音声の声の質が改善されることが示
されている。
る場合には、これらの関数は、ジンク・ベースの関数ｚ
0 （ｎ） として知られているものに対応する。インフ
ォーマルな試聴テストでは、時間的にずらされたパルス
の形状によって合成音声の声の質が改善されることが示
されている。
【００６６】固定コードブック利得は、すべてのサブフ
レームで、４つのビットを用いてサーチ・ループの外で
量子化される。前に指摘したように、この利得は、正で
あることが保証されており、したがって、各固定コード
ブック利得インデックスとともに記号ビットを送信する
必要はない。遅延決定のために、サブフレーム１には２
組（セット）の最適固定コードブック・インデックス
が、またサブフレーム２乃至５には４組（セット）の最
適固定コードブック・インデックスが存在する。
レームで、４つのビットを用いてサーチ・ループの外で
量子化される。前に指摘したように、この利得は、正で
あることが保証されており、したがって、各固定コード
ブック利得インデックスとともに記号ビットを送信する
必要はない。遅延決定のために、サブフレーム１には２
組（セット）の最適固定コードブック・インデックス
が、またサブフレーム２乃至５には４組（セット）の最
適固定コードブック・インデックスが存在する。
【００６７】Ｂモードでの遅延決定法は、Ａモードで用
いられるものと同一である。同じ追跡手順を用いて、４
０ｍｓのフレームの終わりに各サブフレームのための最
適のパラメーターが決定される。
いられるものと同一である。同じ追跡手順を用いて、４
０ｍｓのフレームの終わりに各サブフレームのための最
適のパラメーターが決定される。
【００６８】図１８に示す音声デコーダ４６（図４）
は、図２０の音声エンコーダから出力されたと同じ圧縮
された音声ビットストリームを受信する。パラメーター
は、受信したモード・ビット（第１の圧縮されたワード
のＭＳＢ）が０（Ａモード）であるかまたは１（Ｂモー
ド）を判別した後にアンパックされる。次に、これらの
パラメーターを用いて音声が合成される。さらに、音声
デコーダは、チャンネル・デコーダ４５（図１）から巡
回冗長検査（ＣＲＣ）による不良フレーム標識を受信す
る。この不良フレーム標識フラッグは、デコーダの不良
フレーム誤りマスキングおよび誤り回復セクション（図
示せず）のためのトリガとして用いられる。また、これ
らのトリガとして、組込み式の誤り検出方式を用いるこ
ともできる。
は、図２０の音声エンコーダから出力されたと同じ圧縮
された音声ビットストリームを受信する。パラメーター
は、受信したモード・ビット（第１の圧縮されたワード
のＭＳＢ）が０（Ａモード）であるかまたは１（Ｂモー
ド）を判別した後にアンパックされる。次に、これらの
パラメーターを用いて音声が合成される。さらに、音声
デコーダは、チャンネル・デコーダ４５（図１）から巡
回冗長検査（ＣＲＣ）による不良フレーム標識を受信す
る。この不良フレーム標識フラッグは、デコーダの不良
フレーム誤りマスキングおよび誤り回復セクション（図
示せず）のためのトリガとして用いられる。また、これ
らのトリガとして、組込み式の誤り検出方式を用いるこ
ともできる。
【００６９】図１１を参照して、Ａモードに関しては、
量子化されたフィルター係数の再構成のために線形スペ
クトル周波数ベクトル量子化インデックスの第２の組
（セット）を用いて固定コードブック１０１のアドレス
指定を行なう。位取り乗算器１０２へ入力された固定コ
ードブック利得は、量子化されたフィルター係数を補間
のために自己相関の遅れに変換する。各サブフレーム
で、この自己相関の遅れが補間され、短期予測子係数に
変換される。乗算器１０２からのオープン・ループ量子
化ピッチ推定値および乗算器１０４からのクローズド・
ループ・ピッチ・インデックスを用いて、各サブフレー
ムで絶対ピッチ遅延値が求められる。適応コードブック
１０３からの対応するベクトルが、位取り乗算器１０４
内のその利得によって位取りされ、加算器１０５によっ
て位取りされた固定コードブック・ベクトルと加算さ
れ、各サブフレームの励振ベクトルが生成される。この
励振信号は、点線１０６で示すクローズド・ループ制御
装置で適応コードブック１０３のアドレス指定に用いら
れる。この励振信号は、また、Ｉ・Ａ・ガーソンおよび
Ｍ・Ａ・ジャスイク（上記）が記しているように、補間
されたフィルター係数をもつ短期予測子を用いた音声合
成に先立って、フィルター１０７でピッチがプレフィル
タリングされる。ピッチ・フィルター１０７の出力は、
合成フィルター１０８でさらにフィルタリングされ、得
られた合成音声は、大域ポールゼロ後置フィルター１０
９ならにびにその後のスペクトル・ティルト補正単極フ
ィルター（図示せず）を用いて質が高められる。最後の
ステップでは、ポストフィルタリングされた音声のエネ
ルギー正規化が行なわれる。
量子化されたフィルター係数の再構成のために線形スペ
クトル周波数ベクトル量子化インデックスの第２の組
（セット）を用いて固定コードブック１０１のアドレス
指定を行なう。位取り乗算器１０２へ入力された固定コ
ードブック利得は、量子化されたフィルター係数を補間
のために自己相関の遅れに変換する。各サブフレーム
で、この自己相関の遅れが補間され、短期予測子係数に
変換される。乗算器１０２からのオープン・ループ量子
化ピッチ推定値および乗算器１０４からのクローズド・
ループ・ピッチ・インデックスを用いて、各サブフレー
ムで絶対ピッチ遅延値が求められる。適応コードブック
１０３からの対応するベクトルが、位取り乗算器１０４
内のその利得によって位取りされ、加算器１０５によっ
て位取りされた固定コードブック・ベクトルと加算さ
れ、各サブフレームの励振ベクトルが生成される。この
励振信号は、点線１０６で示すクローズド・ループ制御
装置で適応コードブック１０３のアドレス指定に用いら
れる。この励振信号は、また、Ｉ・Ａ・ガーソンおよび
Ｍ・Ａ・ジャスイク（上記）が記しているように、補間
されたフィルター係数をもつ短期予測子を用いた音声合
成に先立って、フィルター１０７でピッチがプレフィル
タリングされる。ピッチ・フィルター１０７の出力は、
合成フィルター１０８でさらにフィルタリングされ、得
られた合成音声は、大域ポールゼロ後置フィルター１０
９ならにびにその後のスペクトル・ティルト補正単極フ
ィルター（図示せず）を用いて質が高められる。最後の
ステップでは、ポストフィルタリングされた音声のエネ
ルギー正規化が行なわれる。
【００７０】Ｂモードに関しては、自己相関の遅れの第
１および第２の組（セット）の両方を再構成するために
線形スペクトル周波数ベクトル量子化インデックスの両
方の組（セット）が用いられる。各サブフレームでは、
自己相関の遅れが補間され、短期予測子係数に変換され
る。各サブフレームの励振ベクトルは、単にコードブッ
ク１０３からの位取りされた適応コードブック・ベクト
ルとコードブック１０１からの位取りされた適応コード
ブック・ベクトルとして再構成される。励振信号は、Ａ
モードの場合と同様、補間されたフィルター係数をもつ
短期予測子を用いた音声合成に先立って、フィルター１
０７でピッチがプレフィルタリングされる。得られた合
成音声は、大域ポールゼロ後置フィルター１０９を用い
て質が高められ、その後で、ポストフィルタリングされ
た音声のエネルギー正規化が行なわれる。
１および第２の組（セット）の両方を再構成するために
線形スペクトル周波数ベクトル量子化インデックスの両
方の組（セット）が用いられる。各サブフレームでは、
自己相関の遅れが補間され、短期予測子係数に変換され
る。各サブフレームの励振ベクトルは、単にコードブッ
ク１０３からの位取りされた適応コードブック・ベクト
ルとコードブック１０１からの位取りされた適応コード
ブック・ベクトルとして再構成される。励振信号は、Ａ
モードの場合と同様、補間されたフィルター係数をもつ
短期予測子を用いた音声合成に先立って、フィルター１
０７でピッチがプレフィルタリングされる。得られた合
成音声は、大域ポールゼロ後置フィルター１０９を用い
て質が高められ、その後で、ポストフィルタリングされ
た音声のエネルギー正規化が行なわれる。
【００７１】デコーダには、限定された組込み式誤り検
出機能が組み込まれる。さらに、チャンネル・デコーダ
４５（図４）から不良フレーム標識フラッグの形で外部
誤り探知を行なうこともできる。誤りが検出された場合
には、異なるパラメーターに関して異なる誤り補正方式
が用いられる。モード・ビットが最も感応性の高いビッ
トであることは明らかであり、そのため、このビット
は、ＣＲＣ保護を受ける最も知覚的に有意なビットに含
まれており、また、最大のイミュニティーを得るために
半伝送速度とコンボリューショナルなコーダの末尾のビ
ットの次の位置が与えられる。さらに、パラメーター
は、モード・ビットに誤りがある場合にはＬＳＦ ＶＱ
インデックスの第２の組（セット）といくつかのコー
ドブック利得インデックスが救済されるような方法で圧
縮ビットストリームの中にパックされる。モード・ビッ
トが誤っている場合には、不良フレーム標識フラッグが
セットされ、その結果すべての誤り補正機構の活動がト
リガされ、徐々にミューティングが起きる。短期予測子
パラメーターのための組込み式誤り検出方式には、誤り
が存在しない場合には受信したＬＳＦが順序づけられる
という事実が活用される。誤り補正方式では、受信した
第１の組（セット）のＬＳＦに誤りがある場合には補間
法が、また、第２の組（セット）または両方の組（セッ
ト）のＬＳＦに誤りがある場合には反復法が用いられ
る。各サブフレーム内では、ピッチ遅延またはコードブ
ック利得に誤りがある場合の誤り軽減方式には、前のサ
ブフレームの値の反復とその後の利得の減衰が用いられ
る。組込み式誤り検出機能は、固定コードブック利得に
関してのみ存在し、それには、その大きさがサブフレー
ムによって一方の極端な値から他方の極端な値に大きく
揺れることがほとんどないという事実が活用される。最
後に、各サブフレームのポストフィルタリングされた音
声のエネルギーがある固定された閾値をけっして超える
ことがないようにするためのチェック機能として、後置
フィルターの直後にエネルギーを用いた誤り探知が行な
われる。
出機能が組み込まれる。さらに、チャンネル・デコーダ
４５（図４）から不良フレーム標識フラッグの形で外部
誤り探知を行なうこともできる。誤りが検出された場合
には、異なるパラメーターに関して異なる誤り補正方式
が用いられる。モード・ビットが最も感応性の高いビッ
トであることは明らかであり、そのため、このビット
は、ＣＲＣ保護を受ける最も知覚的に有意なビットに含
まれており、また、最大のイミュニティーを得るために
半伝送速度とコンボリューショナルなコーダの末尾のビ
ットの次の位置が与えられる。さらに、パラメーター
は、モード・ビットに誤りがある場合にはＬＳＦ ＶＱ
インデックスの第２の組（セット）といくつかのコー
ドブック利得インデックスが救済されるような方法で圧
縮ビットストリームの中にパックされる。モード・ビッ
トが誤っている場合には、不良フレーム標識フラッグが
セットされ、その結果すべての誤り補正機構の活動がト
リガされ、徐々にミューティングが起きる。短期予測子
パラメーターのための組込み式誤り検出方式には、誤り
が存在しない場合には受信したＬＳＦが順序づけられる
という事実が活用される。誤り補正方式では、受信した
第１の組（セット）のＬＳＦに誤りがある場合には補間
法が、また、第２の組（セット）または両方の組（セッ
ト）のＬＳＦに誤りがある場合には反復法が用いられ
る。各サブフレーム内では、ピッチ遅延またはコードブ
ック利得に誤りがある場合の誤り軽減方式には、前のサ
ブフレームの値の反復とその後の利得の減衰が用いられ
る。組込み式誤り検出機能は、固定コードブック利得に
関してのみ存在し、それには、その大きさがサブフレー
ムによって一方の極端な値から他方の極端な値に大きく
揺れることがほとんどないという事実が活用される。最
後に、各サブフレームのポストフィルタリングされた音
声のエネルギーがある固定された閾値をけっして超える
ことがないようにするためのチェック機能として、後置
フィルターの直後にエネルギーを用いた誤り探知が行な
われる。
【００７２】以上、本発明を好ましい一実施形態によっ
て説明してきたが、当該技術分野に熟達した人には、本
発明は、添付の特許請求の範囲の精神および範囲を逸脱
することなく修正して実施し得ることが理解されよう。
て説明してきたが、当該技術分野に熟達した人には、本
発明は、添付の特許請求の範囲の精神および範囲を逸脱
することなく修正して実施し得ることが理解されよう。
【図１】本発明にもとづく低ビット伝送速度音声コード
化技術を用いたワイヤレス通信システムの送信機のブロ
ック線図である。
化技術を用いたワイヤレス通信システムの送信機のブロ
ック線図である。
【図２】本発明にもとづく低ビット伝送速度音声コード
化技術を用いたワイヤレス通信システムの受信機のブロ
ック線図である。
化技術を用いたワイヤレス通信システムの受信機のブロ
ック線図である。
【図３】図１に示す送信機に用いられるエンコーダのブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図４】図２に示す送信機に用いられるデコーダのブロ
ック線図である。
ック線図である。
【図５】本発明を実施する場合の線形予測分析ウィンド
ーの位置合わせを示すタイミング線図である。
ーの位置合わせを示すタイミング線図である。
【図６】本発明を実施する場合のオープン・ループ・ピ
ッチ予測用ピッチ予測分析ウィンドーの位置合わせを示
すタイミング線図である。
ッチ予測用ピッチ予測分析ウィンドーの位置合わせを示
すタイミング線図である。
【図７】本発明の２６−ビット線スペクトル周波数ベク
トル量子化のプロセスを示すフローチャートの分図であ
る。
トル量子化のプロセスを示すフローチャートの分図であ
る。
【図８】本発明の２６−ビット線スペクトル周波数ベク
トル量子化のプロセスを示すフローチャートの分図であ
る。
トル量子化のプロセスを示すフローチャートの分図であ
る。
【図９】既知のピッチ・トラッキング・アルゴリズムの
進行を示すフローチャートである。
進行を示すフローチャートである。
【図１０】図３に示すエンコーダのオープン・ループ・
ピッチ予測の実施をより詳細に示すブロック線図であ
る。
ピッチ予測の実施をより詳細に示すブロック線図であ
る。
【図１１】図１０に示すオープン・ループ・ピッチ予測
によって実施される修正ピッチ・トラッキング・アルゴ
リズムの進行を示すフローチャートである。
によって実施される修正ピッチ・トラッキング・アルゴ
リズムの進行を示すフローチャートである。
【図１２】図３に示すエンコーダのモード決定の実施を
より詳細に示すブロック線図である。
より詳細に示すブロック線図である。
【図１３】図１２に示すモード決定回路によって実施さ
れるモード選択手順を示すフローチャートである。
れるモード選択手順を示すフローチャートである。
【図１４】Ａモードにおけるサブフレームの構造を示す
タイミング線図である。
タイミング線図である。
【図１５】図３に示すエンコーダの励振モデリング回路
の動作をより詳細に示すブロック線図である。
の動作をより詳細に示すブロック線図である。
【図１６】声門パルスの形状を示すグラフである。
【図１７】Ａモードでの遅延決定後の追跡の例を示すタ
イミング線図である。
イミング線図である。
【図１８】本発明にもとづく音声デコーダの動作を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
１１…アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ １２…音声エンコーダ １３…チャンネル・エンコーダ １４…変調装置 １５…デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ １６…無線周波数（ＲＦ）アップ・コンバータ １７…アンテナ
Claims (2)
- 【請求項１】 可聴音データ圧縮システムにおいて、 可聴音データを受信し、該データ可聴音フレームに分割
するための手段（３１）と、 各可聴音フレーム内で第１および第２の可聴音ウィンド
ーで線形予測コード分析を行なってフィルター係数と線
スペクトル周波数の対の第１および第２の組を生成する
ためにデータに作用する線形予測コード・アナライザお
よび量子化子（３２）であって、該第１のウィンドーは
可聴音フレームのほぼ中央にその中心を置き、第２のウ
ィンドーは可聴音フレームのほぼ端にその中心を置くア
ナライザおよび量子化子と、 ベクトル量子化インデックスを含むコードブックと、 該第１および第２のウィンドーと同様、それぞれ可聴音
フレームのほぼ中央と端にその中心を置く第３および第
４の可聴音ウィンドーを用いて２つのピッチ推定値を生
成するためのピッチ推定子（３３）と、 可聴音フレームを第１の支配的に有声音のモードに分類
するために該第１および第２のフィルター係数および該
２つのピッチ推定値に応答するモード決定子（３４）
と、 該コードブックおよび該第２のピッチ推定値からの線ス
ペクトル周波数ベクトル量子化コードブック・インデッ
クスの第２の組を送信して第１のモードの可聴音のため
にクローズド・ループ・ピッチ推定を管理するための送
信機（１６）と、 を含む可聴音データ圧縮システム。 - 【請求項２】 可聴音データ圧縮システムにおいて、 可聴音データを受信し、該データ可聴音フレームに分割
するための手段（３１）と、 各可聴音フレーム内で第１および第２の可聴音ウィンド
ーで線形予測コード分析を行なってフィルター係数と線
スペクトル周波数の対の第１および第２の組を生成する
ためにデータに作用する線形予測コード・アナライザお
よび量子化子（３２）であって、該第１のウィンドーは
可聴音フレームのほぼ中央にその中心を置き、第２のウ
ィンドーは可聴音フレームのほぼ端にその中心を置くア
ナライザおよび量子化子と、 ベクトル量子化インデックスを含むコードブックと、 該第１および第２のウィンドーと同様、それぞれ可聴音
フレームのほぼ中央と端にその中心を置く第３および第
４の可聴音ウィンドーを用いて２つのピッチ推定値を生
成するためのピッチ推定子（３３）と、 可聴音フレームを第１の支配的に有声音のモードに分類
するために該第１および第２のフィルター係数および該
２つのピッチ推定値に応答するモード決定子（３４）
と、 線スペクトル周波数ベクトル量子化コードブック・イン
デックスの両方の組を送信するための送信機（１６）
と、 を含む可聴音データ圧縮システム。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US89159692A | 1992-06-01 | 1992-06-01 | |
| US891596 | 1992-06-25 | ||
| US905992 | 1992-06-25 | ||
| US07/905,992 US5495555A (en) | 1992-06-01 | 1992-06-25 | High quality low bit rate celp-based speech codec |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0635500A JPH0635500A (ja) | 1994-02-10 |
| JPH0736118B2 true JPH0736118B2 (ja) | 1995-04-19 |
Family
ID=27128985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5130544A Expired - Lifetime JPH0736118B2 (ja) | 1992-06-01 | 1993-06-01 | セルプを使用した音声圧縮装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5495555A (ja) |
| EP (1) | EP0573398B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0736118B2 (ja) |
| AT (1) | ATE174146T1 (ja) |
| CA (1) | CA2096991C (ja) |
| DE (1) | DE69322313T2 (ja) |
| FI (1) | FI932465A7 (ja) |
| NO (1) | NO931974L (ja) |
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