JPH07236295A - 内磁形ブラシレス直流モータの駆動制御方法 - Google Patents
内磁形ブラシレス直流モータの駆動制御方法Info
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- JPH07236295A JPH07236295A JP6051382A JP5138294A JPH07236295A JP H07236295 A JPH07236295 A JP H07236295A JP 6051382 A JP6051382 A JP 6051382A JP 5138294 A JP5138294 A JP 5138294A JP H07236295 A JPH07236295 A JP H07236295A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 トルク指令が増大したり、インバータ入力電
圧が低下したりして、インバータ出力相電圧実効値がＶ
dc／２（２）1/2 を超えようとした場合、インバータ出
力電圧監視部７で出力電圧指令Ｖ1 を検出し、二つの切
り替えスイッチ６によって、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ
軸電流指令Ｉq *をｄ−ｑ／３相変換器４４に直接入力す
る。 【効果】 トルクの急激な低下を防止できるとともに、
インバータ出力電圧の拡大を図ることができる。
圧が低下したりして、インバータ出力相電圧実効値がＶ
dc／２（２）1/2 を超えようとした場合、インバータ出
力電圧監視部７で出力電圧指令Ｖ1 を検出し、二つの切
り替えスイッチ６によって、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ
軸電流指令Ｉq *をｄ−ｑ／３相変換器４４に直接入力す
る。 【効果】 トルクの急激な低下を防止できるとともに、
インバータ出力電圧の拡大を図ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、永久磁石が回転子コア
の内部に配設された、いわゆる内磁形ブラシレス直流モ
ータの駆動制御方法に関する。
の内部に配設された、いわゆる内磁形ブラシレス直流モ
ータの駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、永久磁石が回転子コアの内部に配
設された、いわゆる内磁形ブラシレス直流モータ（以
下、モータという）は、図３に２極の場合を示すよう
に、回転座標上において、永久磁石の磁束の方向に、ｄ
軸をとり、ｄ軸と直交する方向にｑ軸をとって、負のｄ
軸方向に起磁力が発生するように固定子巻線に電流Ｉd
を流せば、ｄ軸反作用によって分巻直流電動機の界磁電
流を弱めた、いわゆる弱め界磁制御と等価な制御を行う
ことができ、ブラシと整流子があるために分巻直流電動
機では困難であった出力範囲を高速領域まで拡大するこ
とができる。図４に負のｄ軸電流を流した時の電圧ベク
トル図を示す。ただし、高速領域では、抵抗による電圧
降下はインダクタンスによる電圧降下に比べて十分小さ
いので省略してある。ところが、このモータが高速回転
している領域では、モータの誘起電圧が高くなり、図５
に示すように、インバータの正弦波出力の最大電圧（Ａ
点）に達すると、インバータ出力電圧が飽和する（厳密
には、モータの抵抗、インダクタンスによる電圧降下が
あるので、誘起電圧がＡ点に達する前にインバータ出力
電圧は飽和する）。このようなとき、従来例では、図２
に示すように、直流電源１からの直流電力は、インバー
タ主回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に
変換され、内磁形のモータ３の電機子巻線に供給される
ようにしてある。インバータ主回路はインバータ制御部
４により制御される。ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流
指令Ｉq *はｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流制御器４
２にそれぞれ入力されるようにしてある。また、モータ
３の３相の電機子巻線のうちの２相の電機子電流ｉu，
ｉw が３相／ｄ−ｑ軸変換器４３に入力され、その出力
がそれぞれｄ軸（励磁）電流制御器４１およびｑ軸（ト
ルク）電流制御器４２に入力され、励磁電圧指令Ｖd お
よびトルク電圧指令Ｖq を出力するようにしてあり、そ
の出力はｄ−ｑ／３相変換器４４に入力される。モータ
３の回転子位置は、位置検出器５によって電気角度が位
相信号θe として検出され、ｄ−ｑ／３相変換器４４に
入力されて、３相の正弦波信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を出力
する。正弦波信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖw は、三角波発生回路
４５からの三角波ｅT と共にコンパレータ４６、４７、
４８に入力され、ゲート回路４９を介してインバータ主
回路２にゲート信号を出力するようにしてある。内磁形
ブラシレス直流モータの電圧方程式は、次の（１）式で
与えられる。
設された、いわゆる内磁形ブラシレス直流モータ（以
下、モータという）は、図３に２極の場合を示すよう
に、回転座標上において、永久磁石の磁束の方向に、ｄ
軸をとり、ｄ軸と直交する方向にｑ軸をとって、負のｄ
軸方向に起磁力が発生するように固定子巻線に電流Ｉd
を流せば、ｄ軸反作用によって分巻直流電動機の界磁電
流を弱めた、いわゆる弱め界磁制御と等価な制御を行う
ことができ、ブラシと整流子があるために分巻直流電動
機では困難であった出力範囲を高速領域まで拡大するこ
とができる。図４に負のｄ軸電流を流した時の電圧ベク
トル図を示す。ただし、高速領域では、抵抗による電圧
降下はインダクタンスによる電圧降下に比べて十分小さ
いので省略してある。ところが、このモータが高速回転
している領域では、モータの誘起電圧が高くなり、図５
に示すように、インバータの正弦波出力の最大電圧（Ａ
点）に達すると、インバータ出力電圧が飽和する（厳密
には、モータの抵抗、インダクタンスによる電圧降下が
あるので、誘起電圧がＡ点に達する前にインバータ出力
電圧は飽和する）。このようなとき、従来例では、図２
に示すように、直流電源１からの直流電力は、インバー
タ主回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に
変換され、内磁形のモータ３の電機子巻線に供給される
ようにしてある。インバータ主回路はインバータ制御部
４により制御される。ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流
指令Ｉq *はｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流制御器４
２にそれぞれ入力されるようにしてある。また、モータ
３の３相の電機子巻線のうちの２相の電機子電流ｉu，
ｉw が３相／ｄ−ｑ軸変換器４３に入力され、その出力
がそれぞれｄ軸（励磁）電流制御器４１およびｑ軸（ト
ルク）電流制御器４２に入力され、励磁電圧指令Ｖd お
よびトルク電圧指令Ｖq を出力するようにしてあり、そ
の出力はｄ−ｑ／３相変換器４４に入力される。モータ
３の回転子位置は、位置検出器５によって電気角度が位
相信号θe として検出され、ｄ−ｑ／３相変換器４４に
入力されて、３相の正弦波信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を出力
する。正弦波信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖw は、三角波発生回路
４５からの三角波ｅT と共にコンパレータ４６、４７、
４８に入力され、ゲート回路４９を介してインバータ主
回路２にゲート信号を出力するようにしてある。内磁形
ブラシレス直流モータの電圧方程式は、次の（１）式で
与えられる。
【０００３】
【数２】 …（１）
【０００４】ただし、Ｖd はｄ軸励磁電圧指令、Ｖq は
ｑ軸トルク電圧指令、Ｒは電機子巻線の巻線抵抗、Ｌd
はｄ軸インダクタンス、Ｌq はｑ軸インダクタンス、ω
は角速度、ｐは微分演算子、ＫE は誘起電圧定数であ
る。ここで、モータ３の電機子巻線の静止座標上の電
圧、電流を、前記回転座標上のｄ軸、すなわち励磁成分
と、ｑ軸、すなわちトルク成分に変換して制御する場
合、ｄ軸励磁電流指令Ｉd が一定としたとき、例えば過
大なトルク指令が入力され、ｑ軸トルク電流指令Ｉq が
過大になると、ｑ軸トルク電圧指令Ｖq が飽和し、更に
次の（２）式、 Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 …（２） によって演算される出力電圧指令Ｖ1 が飽和する。ま
た、次の（３）式 θ1 ＝ｔａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ） …（３） によって演算される出力電圧位相角指令θ1 が、ある飽
和値に達し、飽和直前までのモータ出力トルクが急激に
低下するという問題がある。トルク指令が過大になった
例を挙げたが、インバータの入力電圧が低下した場合も
同様の問題が発生する。この問題に対して、これまで
は、インバータ出力電圧が飽和しないように、ｄ軸電流
制御器４１およびｑ軸電流制御器４２にそれぞれリミッ
タＬを介してｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *
を入力し、トルク指令を制限する方法が採られていた
（例えば、特開平５−１３０７０９号）。また、インバ
ータの出力電圧が飽和しない領域では、電流制御系を動
作させ、飽和に近付くと電流制御系を切り離し、電圧制
御系に切り替えるという方法が採られていた（例えば、
特開平５−９１７８５号）。
ｑ軸トルク電圧指令、Ｒは電機子巻線の巻線抵抗、Ｌd
はｄ軸インダクタンス、Ｌq はｑ軸インダクタンス、ω
は角速度、ｐは微分演算子、ＫE は誘起電圧定数であ
る。ここで、モータ３の電機子巻線の静止座標上の電
圧、電流を、前記回転座標上のｄ軸、すなわち励磁成分
と、ｑ軸、すなわちトルク成分に変換して制御する場
合、ｄ軸励磁電流指令Ｉd が一定としたとき、例えば過
大なトルク指令が入力され、ｑ軸トルク電流指令Ｉq が
過大になると、ｑ軸トルク電圧指令Ｖq が飽和し、更に
次の（２）式、 Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 …（２） によって演算される出力電圧指令Ｖ1 が飽和する。ま
た、次の（３）式 θ1 ＝ｔａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ） …（３） によって演算される出力電圧位相角指令θ1 が、ある飽
和値に達し、飽和直前までのモータ出力トルクが急激に
低下するという問題がある。トルク指令が過大になった
例を挙げたが、インバータの入力電圧が低下した場合も
同様の問題が発生する。この問題に対して、これまで
は、インバータ出力電圧が飽和しないように、ｄ軸電流
制御器４１およびｑ軸電流制御器４２にそれぞれリミッ
タＬを介してｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *
を入力し、トルク指令を制限する方法が採られていた
（例えば、特開平５−１３０７０９号）。また、インバ
ータの出力電圧が飽和しない領域では、電流制御系を動
作させ、飽和に近付くと電流制御系を切り離し、電圧制
御系に切り替えるという方法が採られていた（例えば、
特開平５−９１７８５号）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６はＰＷ
Ｍ波形の生成原理を示すが、インバータの出力電圧が飽
和しないようにトルク指令を制限するということは、電
圧指令ｅc のピークが三角波ｅT のピークＥp を越えな
いように制限するものである。ところが、従来技術で
は、急激なトルク低下は防止できるが、インバータの出
力電圧を正弦波として出力できる範囲に制限してしまう
ので、例えば、バッテリをインバータ電源とする電気自
動車等において、バッテリの電圧が低下した場合は、イ
ンバータの出力も低下するという問題があった。本発明
は、ｄ軸電流制御器およびｑ軸電流制御器が飽和した時
に、インバータの出力の低下を防ぐようにしたモータの
駆動制御方法を提供することを目的とするものである。
Ｍ波形の生成原理を示すが、インバータの出力電圧が飽
和しないようにトルク指令を制限するということは、電
圧指令ｅc のピークが三角波ｅT のピークＥp を越えな
いように制限するものである。ところが、従来技術で
は、急激なトルク低下は防止できるが、インバータの出
力電圧を正弦波として出力できる範囲に制限してしまう
ので、例えば、バッテリをインバータ電源とする電気自
動車等において、バッテリの電圧が低下した場合は、イ
ンバータの出力も低下するという問題があった。本発明
は、ｄ軸電流制御器およびｑ軸電流制御器が飽和した時
に、インバータの出力の低下を防ぐようにしたモータの
駆動制御方法を提供することを目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するた
め、本発明は、直流電圧が印加されたインバータの出力
電圧を制御するインバータ制御部を備え、回転座標上で
互いに直交するトルク成分（ｑ軸成分）と励磁成分（ｄ
軸成分）とに分けてインバータ制御部にトルク電流指令
および励磁電流指令を入力する内磁形ブラシレス直流モ
ータの駆動制御方法において、トルク電流指令と前記モ
ータに装着された位置検出器から得られる回転子位置の
情報をもとに座標変換して得られるトルク電流フィード
バック信号との偏差からトルク電圧指令を得るｑ軸電流
制御器と、励磁電流指令と前記モータに装着された位置
検出器から得られる回転子位置の情報をもとに座標変換
して得られる励磁電流フィードバック信号との偏差から
励磁電圧指令を得るｄ軸電流制御器とを備え、前記ｑ軸
電流制御器またはｄ軸電流制御器が飽和に近づく時、前
記ｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を前記インバー
タ制御部から切り離し、ｄ軸電流指令をＩd *，ｑ軸電流
指令をＩq *とした時の次の数式
め、本発明は、直流電圧が印加されたインバータの出力
電圧を制御するインバータ制御部を備え、回転座標上で
互いに直交するトルク成分（ｑ軸成分）と励磁成分（ｄ
軸成分）とに分けてインバータ制御部にトルク電流指令
および励磁電流指令を入力する内磁形ブラシレス直流モ
ータの駆動制御方法において、トルク電流指令と前記モ
ータに装着された位置検出器から得られる回転子位置の
情報をもとに座標変換して得られるトルク電流フィード
バック信号との偏差からトルク電圧指令を得るｑ軸電流
制御器と、励磁電流指令と前記モータに装着された位置
検出器から得られる回転子位置の情報をもとに座標変換
して得られる励磁電流フィードバック信号との偏差から
励磁電圧指令を得るｄ軸電流制御器とを備え、前記ｑ軸
電流制御器またはｄ軸電流制御器が飽和に近づく時、前
記ｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を前記インバー
タ制御部から切り離し、ｄ軸電流指令をＩd *，ｑ軸電流
指令をＩq *とした時の次の数式
【数３】 で示される内磁形ブラシレス直流モータの電圧方程式に
よってｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を求め、前記イ
ンバータの出力電圧指令Ｖ1 を式、Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋
Ｖq 2）1/2 、および出力電圧位相角指令を式、θ1 ＝ｔ
ａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ）によって求めて、前記インバータ
制御部に入力し、前記インバータの出力電圧を制御する
ものである。
よってｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を求め、前記イ
ンバータの出力電圧指令Ｖ1 を式、Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋
Ｖq 2）1/2 、および出力電圧位相角指令を式、θ1 ＝ｔ
ａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ）によって求めて、前記インバータ
制御部に入力し、前記インバータの出力電圧を制御する
ものである。
【０００７】
【作用】上記手段により、トルク指令が増大したり、イ
ンバータ入力電圧が低下したりして、インバータ出力相
電圧実効値がＶdc／２（２）1/2 を超えようとした場
合、インバータ出力電圧監視部で出力電圧指令Ｖ1 を検
出し、二つの切り替えスイッチによって、ｄ軸電流指令
Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *をｄ−ｑ／３相変換器に直
接入力する。つまり、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電
流制御器４２を切り離し、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸
電流指令Ｉq *を使った前記（１）式からｄ軸電圧指令Ｖ
d 、ｑ軸電圧指令Ｖq を求め、それを前記（２）式およ
び（３）式に代入して出力電圧指令Ｖ1 と、出力電圧位
相角指令θ1 を演算する。したがって、ｄ軸電流制御器
およびｑ軸電流制御器を切り離しても、出力電圧指令Ｖ
1 の連続性を保つことができるとともに、出力電圧指令
Ｖ1 の振幅を前記の三角波ピークより大きくできるの
で、出力電圧をほぼＶdc／２まで拡大できる。さらに、
インバータ出力相電圧実効値がＶdc／２に到達したと
き、すなわち、インバータ出力電圧が方形波になったと
き、出力電圧位相角指令θ1 をその直前の値に固定し、
出力電圧をほぼＶdc／２に維持する。
ンバータ入力電圧が低下したりして、インバータ出力相
電圧実効値がＶdc／２（２）1/2 を超えようとした場
合、インバータ出力電圧監視部で出力電圧指令Ｖ1 を検
出し、二つの切り替えスイッチによって、ｄ軸電流指令
Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *をｄ−ｑ／３相変換器に直
接入力する。つまり、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電
流制御器４２を切り離し、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸
電流指令Ｉq *を使った前記（１）式からｄ軸電圧指令Ｖ
d 、ｑ軸電圧指令Ｖq を求め、それを前記（２）式およ
び（３）式に代入して出力電圧指令Ｖ1 と、出力電圧位
相角指令θ1 を演算する。したがって、ｄ軸電流制御器
およびｑ軸電流制御器を切り離しても、出力電圧指令Ｖ
1 の連続性を保つことができるとともに、出力電圧指令
Ｖ1 の振幅を前記の三角波ピークより大きくできるの
で、出力電圧をほぼＶdc／２まで拡大できる。さらに、
インバータ出力相電圧実効値がＶdc／２に到達したと
き、すなわち、インバータ出力電圧が方形波になったと
き、出力電圧位相角指令θ1 をその直前の値に固定し、
出力電圧をほぼＶdc／２に維持する。
【０００８】
【実施例】以下、本発明を図に示す実施例について説明
する。図１は本発明の実施例を示すブロック図である。
図において、直流電源１からの直流電力は、インバータ
主回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に変
換され、内磁形のモータ３の電機子巻線に供給される。
ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *は、インバー
タ制御部４のｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流制御器
４２にそれぞれ入力されるとともに、切り替えスイッチ
６を介してｄ−ｑ／３相変換器４４に接続するようにし
てある。また、モータ３の３相の電機子巻線のうちの２
相の電機子電流ｉu ，ｉw が３相／ｄ−ｑ軸変換器４３
に入力され、その出力がそれぞれｄ軸電流制御器４１お
よびｑ軸電流制御器４２に入力され、切り替えスイッチ
６を介して励磁電圧指令Ｖd およびトルク電圧指令Ｖq
を出力するようにしてあり、その出力はｄ−ｑ／３相変
換器４４に入力される。モータ３の回転子位置は、位置
検出器５によって位相信号θe として検出され、ｄ−ｑ
／３相変換器４４に入力されて、３相交流電圧指令Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw を出力する。正弦波信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖ
w は、三角波発生回路４５からの三角波ｅT と共にコン
パレータ４６、４７、４８に入力され、ゲート回路４９
を介してインバータ主回路２にゲート信号を出力するよ
うにしてある。また、ｄ−ｑ／３相変換器４４にはイン
バータ出力電圧監視部７が接続され、前記数式１で示さ
れる出力電圧指令Ｖ1 と直流電源１の電圧Ｖdcとの関係
が、 Ｖ1 ≦Ｖdc／２（２）1/2 のとき、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流制御器４２
とｄ−ｑ／３相変換器４４とを接続し、 Ｖ1 ＞Ｖdc／２（２）1/2 のとき、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *をｄ
−ｑ／３相変換器４４に直接入力するように、切り替え
スイッチ６を切り替えるようにしてある。
する。図１は本発明の実施例を示すブロック図である。
図において、直流電源１からの直流電力は、インバータ
主回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に変
換され、内磁形のモータ３の電機子巻線に供給される。
ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *は、インバー
タ制御部４のｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流制御器
４２にそれぞれ入力されるとともに、切り替えスイッチ
６を介してｄ−ｑ／３相変換器４４に接続するようにし
てある。また、モータ３の３相の電機子巻線のうちの２
相の電機子電流ｉu ，ｉw が３相／ｄ−ｑ軸変換器４３
に入力され、その出力がそれぞれｄ軸電流制御器４１お
よびｑ軸電流制御器４２に入力され、切り替えスイッチ
６を介して励磁電圧指令Ｖd およびトルク電圧指令Ｖq
を出力するようにしてあり、その出力はｄ−ｑ／３相変
換器４４に入力される。モータ３の回転子位置は、位置
検出器５によって位相信号θe として検出され、ｄ−ｑ
／３相変換器４４に入力されて、３相交流電圧指令Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw を出力する。正弦波信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖ
w は、三角波発生回路４５からの三角波ｅT と共にコン
パレータ４６、４７、４８に入力され、ゲート回路４９
を介してインバータ主回路２にゲート信号を出力するよ
うにしてある。また、ｄ−ｑ／３相変換器４４にはイン
バータ出力電圧監視部７が接続され、前記数式１で示さ
れる出力電圧指令Ｖ1 と直流電源１の電圧Ｖdcとの関係
が、 Ｖ1 ≦Ｖdc／２（２）1/2 のとき、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流制御器４２
とｄ−ｑ／３相変換器４４とを接続し、 Ｖ1 ＞Ｖdc／２（２）1/2 のとき、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ軸電流指令Ｉq *をｄ
−ｑ／３相変換器４４に直接入力するように、切り替え
スイッチ６を切り替えるようにしてある。
【０００９】いま、インバータ出力相電圧実効値がＶdc
／２（２）1/2 以下のとき、すなわち、ｄ軸電流制御器
４１およびｑ軸電流制御器４２が飽和しない領域では、
従来行われていたように、ｄ軸電流制御器４１およびｑ
軸電流制御器４２の出力であるｄ軸電圧指令Ｖd 、ｑ軸
電圧指令Ｖq とモータ３に装着した位置検出器５から得
られる電気角度の位相信号θe から３相交流圧指令Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw に変換する。トルク指令が増大したり、
インバータ入力電圧が低下したりして、インバータ出力
相電圧実効値がＶdc／２（２）1/2 を超えようとした場
合、インバータ出力電圧監視部７で出力電圧指令Ｖ1 を
検出し、切り替えスイッチ６によって、ｄ軸電流指令Ｉ
d *およびｑ軸電流指令Ｉq *をｄ−ｑ／３相変換器４４に
直接入力する。つまり、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸
電流制御器４２を切り離し、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ
軸電流指令Ｉq *を使った前記（１）式からｄ軸電圧指令
Ｖd 、ｑ軸電圧指令Ｖq を求め、それを前記（２）式
｛Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 ｝、および前記（３）式
｛θ1 ＝ｔａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ）｝に代入して出力電圧
指令Ｖ1 と、出力電圧位相角指令θ1 を演算する。この
ようにすることで、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流
制御器４２を切り離しても、出力電圧指令Ｖ1 の連続性
を保つことができるとともに、出力電圧指令Ｖ1 の振幅
を前記の三角波ピークより大きくできるので、出力電圧
をほぼＶdc／２まで拡大できる。さらに、インバータ出
力相電圧実効値がＶdc／２に到達したとき、すなわち、
インバータ出力電圧が方形波になったとき、出力電圧位
相角指令θ1 をその直前の値に固定し、出力電圧をほぼ
Ｖdc／２に維持する。
／２（２）1/2 以下のとき、すなわち、ｄ軸電流制御器
４１およびｑ軸電流制御器４２が飽和しない領域では、
従来行われていたように、ｄ軸電流制御器４１およびｑ
軸電流制御器４２の出力であるｄ軸電圧指令Ｖd 、ｑ軸
電圧指令Ｖq とモータ３に装着した位置検出器５から得
られる電気角度の位相信号θe から３相交流圧指令Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw に変換する。トルク指令が増大したり、
インバータ入力電圧が低下したりして、インバータ出力
相電圧実効値がＶdc／２（２）1/2 を超えようとした場
合、インバータ出力電圧監視部７で出力電圧指令Ｖ1 を
検出し、切り替えスイッチ６によって、ｄ軸電流指令Ｉ
d *およびｑ軸電流指令Ｉq *をｄ−ｑ／３相変換器４４に
直接入力する。つまり、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸
電流制御器４２を切り離し、ｄ軸電流指令Ｉd *およびｑ
軸電流指令Ｉq *を使った前記（１）式からｄ軸電圧指令
Ｖd 、ｑ軸電圧指令Ｖq を求め、それを前記（２）式
｛Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 ｝、および前記（３）式
｛θ1 ＝ｔａｎ-1（Ｖd ／Ｖq ）｝に代入して出力電圧
指令Ｖ1 と、出力電圧位相角指令θ1 を演算する。この
ようにすることで、ｄ軸電流制御器４１およびｑ軸電流
制御器４２を切り離しても、出力電圧指令Ｖ1 の連続性
を保つことができるとともに、出力電圧指令Ｖ1 の振幅
を前記の三角波ピークより大きくできるので、出力電圧
をほぼＶdc／２まで拡大できる。さらに、インバータ出
力相電圧実効値がＶdc／２に到達したとき、すなわち、
インバータ出力電圧が方形波になったとき、出力電圧位
相角指令θ1 をその直前の値に固定し、出力電圧をほぼ
Ｖdc／２に維持する。
【００１０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、内
磁形ブラシレス直流モータを駆動する場合、インバータ
の入力電圧が低下したり、過大なトルク指令が入力され
た時に発生するトルクの急激な低下を防止できるととも
に、インバータ出力電圧の拡大を図ることができる効果
がある。
磁形ブラシレス直流モータを駆動する場合、インバータ
の入力電圧が低下したり、過大なトルク指令が入力され
た時に発生するトルクの急激な低下を防止できるととも
に、インバータ出力電圧の拡大を図ることができる効果
がある。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【図３】２極の内磁形ブラシレス直流モータを示す構成
図である。
図である。
【図４】内磁形ブラシレス直流モータの電圧ベクトル図
である。
である。
【図５】モータ誘起電圧とインバータ出力電圧との関係
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図６】電圧指令と三角波とインバータ出力電圧との関
係を示す説明図である。
係を示す説明図である。
１ 直流電源、２ インバータ主回路、３ モータ、４
インバータ制御部、４１ ｄ軸電流制御器、４２ ｑ
軸電流制御器、４３ ３相／ｄ−ｑ変換器、４４ ｄ−
ｑ／３相変換器、４５ 三角波発生回路、４６、４７、
４８ コンパレータ、４９ ゲート回路、５ 位置検出
器、６ 切り替えスイッチ、７ 電圧監視部
インバータ制御部、４１ ｄ軸電流制御器、４２ ｑ
軸電流制御器、４３ ３相／ｄ−ｑ変換器、４４ ｄ−
ｑ／３相変換器、４５ 三角波発生回路、４６、４７、
４８ コンパレータ、４９ ゲート回路、５ 位置検出
器、６ 切り替えスイッチ、７ 電圧監視部
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電圧が印加されたインバータの出力
電圧を制御するインバータ制御部を備え、回転座標上で
互いに直交するトルク成分（ｑ軸成分）と励磁成分（ｄ
軸成分）とに分けてインバータ制御部にトルク電流指令
および励磁電流指令を入力する内磁形ブラシレス直流モ
ータの駆動制御方法において、トルク電流指令と前記モ
ータに装着された位置検出器から得られる回転子位置の
情報をもとに座標変換して得られるトルク電流フィード
バック信号との偏差からトルク電圧指令を得るｑ軸電流
制御器と、励磁電流指令と前記モータに装着された位置
検出器から得られる回転子位置の情報をもとに座標変換
して得られる励磁電流フィードバック信号との偏差から
励磁電圧指令を得るｄ軸電流制御器とを備え、前記ｑ軸
電流制御器またはｄ軸電流制御器が飽和に近づく時、前
記ｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を前記インバー
タ制御部から切り離し、ｄ軸電流指令をＩd *，ｑ軸電流
指令をＩq *とした時の次の数式 【数１】 で示される内磁形ブラシレス直流モータの電圧方程式に
よってｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を求め、前記イ
ンバータの出力電圧指令Ｖ1 を数式、Ｖ1 ＝（Ｖd 2＋Ｖ
q 2）1/2 、および出力電圧位相角指令を数式、θ1 ＝ｔ
ａｎ-1（Ｖd ／Ｖ q ）によって求めて、前記インバータ
制御部に入力し、前記インバータの出力電圧を制御する
ことを特徴とする内磁形ブラシレス直流モータの駆動制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6051382A JPH07236295A (ja) | 1994-02-23 | 1994-02-23 | 内磁形ブラシレス直流モータの駆動制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6051382A JPH07236295A (ja) | 1994-02-23 | 1994-02-23 | 内磁形ブラシレス直流モータの駆動制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07236295A true JPH07236295A (ja) | 1995-09-05 |
Family
ID=12885405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6051382A Pending JPH07236295A (ja) | 1994-02-23 | 1994-02-23 | 内磁形ブラシレス直流モータの駆動制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07236295A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100310766B1 (ko) * | 1999-11-24 | 2001-10-18 | 장명언 | 브러쉬리스 직류전동기의 순시토크 제어방법 |
| JP2006129663A (ja) * | 2004-11-01 | 2006-05-18 | Toshiba Corp | スピンドルモータ制御装置 |
| KR100635914B1 (ko) * | 2000-01-28 | 2006-10-19 | 삼성전자주식회사 | 모터 제어시스템의 전류 분해능 조정장치 |
| JP2007306699A (ja) * | 2006-05-10 | 2007-11-22 | Toyota Industries Corp | モータインバータ |
| CN100382428C (zh) * | 2003-02-12 | 2008-04-16 | 株式会社安川电机 | 电动机控制装置以及控制失控检测方法 |
| EP3806288A4 (en) * | 2018-06-11 | 2021-08-11 | Baolong Electronic Group Co., Ltd. | DRIVE MOTOR |
-
1994
- 1994-02-23 JP JP6051382A patent/JPH07236295A/ja active Pending
Cited By (9)
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| US11967865B2 (en) | 2018-06-11 | 2024-04-23 | Zhejiang Baolong M&e Co., Ltd. | Drive motor |
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