JPH07183702A - フィルタ - Google Patents
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- JPH07183702A JPH07183702A JP32507093A JP32507093A JPH07183702A JP H07183702 A JPH07183702 A JP H07183702A JP 32507093 A JP32507093 A JP 32507093A JP 32507093 A JP32507093 A JP 32507093A JP H07183702 A JPH07183702 A JP H07183702A
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 75
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 75
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- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 6
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 3
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＵＨＦ〜ＳＨＦ帯における通信装置等に利用
される一波長リング共振器を用いたフィルタに関し、小
形でかつ平面化が可能なフィルタを提供することを目的
とする。 【構成】 一波長リング共振器１２において、互いに電
気長の９０°離れた位置にある点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに先端
開放の伝送線路１３、１４、１５、１６を接続すること
で共振周波数を調整できるとともに、段間結合回路を平
行結合線路１８とすることで、フィルタの小形・平面化
が可能となる。さらに、段間の平行結合線路１８が伝搬
路の中心より離れた位置での結合となるため通過帯域近
傍にノッチを発生することが可能となり、少ない段数で
減衰特性の優れたフィルタが実現できる。
される一波長リング共振器を用いたフィルタに関し、小
形でかつ平面化が可能なフィルタを提供することを目的
とする。 【構成】 一波長リング共振器１２において、互いに電
気長の９０°離れた位置にある点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに先端
開放の伝送線路１３、１４、１５、１６を接続すること
で共振周波数を調整できるとともに、段間結合回路を平
行結合線路１８とすることで、フィルタの小形・平面化
が可能となる。さらに、段間の平行結合線路１８が伝搬
路の中心より離れた位置での結合となるため通過帯域近
傍にノッチを発生することが可能となり、少ない段数で
減衰特性の優れたフィルタが実現できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＵＨＦ〜ＳＨＦ帯にお
ける通信装置、計測機器に利用される小形、低コストの
平面化フィルタに関するものである。
ける通信装置、計測機器に利用される小形、低コストの
平面化フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】リング共振器フィルタは、通常放射損失
を少なくするために一波長リング共振器等が用いられる
が、損失は少なくても形状が大きいという欠点を有して
いた。この一波長リング共振器フィルタの欠点を解決す
るために、１つの共振器に２つの直交モードを励振する
デュアルモードフィルタが提案されている。
を少なくするために一波長リング共振器等が用いられる
が、損失は少なくても形状が大きいという欠点を有して
いた。この一波長リング共振器フィルタの欠点を解決す
るために、１つの共振器に２つの直交モードを励振する
デュアルモードフィルタが提案されている。
【０００３】以下に従来のデュアルモードフィルタにつ
いて説明する。図９は、従来のデュアルモードフィルタ
の構成図である。
いて説明する。図９は、従来のデュアルモードフィルタ
の構成図である。
【０００４】図９において、１、２は一波長リング共振
器、３〜７は結合容量、８、９は入出力端子である。
器、３〜７は結合容量、８、９は入出力端子である。
【０００５】以上のように構成されたデュアルモードフ
ィルタの動作について説明する。まず、入力端子８に励
振信号を入力すると、電界結合により一波長リング共振
器１に結合する。一波長リング共振器１上の点Ａに伝搬
した波は、電気長の１８０°離れた位置にある点Ｂにて
電界が最大となり、結合容量５を介して点Ｃへ伝搬す
る。一波長リング共振器１上の点Ａから電気長の９０°
離れた位置にある点Ｃ、Ｄにおいては電界は０となり伝
搬はしない。同様に点Ｃに伝搬した波は、点Ｄには伝搬
するが、点Ａ、Ｂには伝搬しない。したがって、一波長
リング共振器１には互いに結合しない２つの共振モード
が存在することがわかる。
ィルタの動作について説明する。まず、入力端子８に励
振信号を入力すると、電界結合により一波長リング共振
器１に結合する。一波長リング共振器１上の点Ａに伝搬
した波は、電気長の１８０°離れた位置にある点Ｂにて
電界が最大となり、結合容量５を介して点Ｃへ伝搬す
る。一波長リング共振器１上の点Ａから電気長の９０°
離れた位置にある点Ｃ、Ｄにおいては電界は０となり伝
搬はしない。同様に点Ｃに伝搬した波は、点Ｄには伝搬
するが、点Ａ、Ｂには伝搬しない。したがって、一波長
リング共振器１には互いに結合しない２つの共振モード
が存在することがわかる。
【０００６】さらに結合容量６を介して一波長リング共
振器２のＡに伝搬した波は点Ｂに、そして結合容量７を
介して一波長リング共振器２のＣ、Ｄの順に伝搬し、結
合容量４を介して最終的に出力端子９に出力される。こ
の時、一波長リング共振器１、２の共振周波数は、共振
器の電気長により決定される。
振器２のＡに伝搬した波は点Ｂに、そして結合容量７を
介して一波長リング共振器２のＣ、Ｄの順に伝搬し、結
合容量４を介して最終的に出力端子９に出力される。こ
の時、一波長リング共振器１、２の共振周波数は、共振
器の電気長により決定される。
【０００７】これより、端子８から入力された信号は端
子９に出力されるという一方向にのみ信号が伝搬される
回路が構成できる。すなわち、端子８を入力端子とした
場合端子９が出力端子となり、一波長リング共振器２つ
を用いて４段のフィルタが実現できる。
子９に出力されるという一方向にのみ信号が伝搬される
回路が構成できる。すなわち、端子８を入力端子とした
場合端子９が出力端子となり、一波長リング共振器２つ
を用いて４段のフィルタが実現できる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の構
成では、フィルタを構成する各段の共振器の電気長が一
波長であること、減衰特性を向上するためにはフィルタ
の段数を多くする必要があるために、フィルタの小形化
が実現できないという課題を有していた。また、段間の
結合に集中定数素子あるいは伝送線路を用いるため、フ
ィルタの小形・平面化が困難であるという課題も有して
いた。
成では、フィルタを構成する各段の共振器の電気長が一
波長であること、減衰特性を向上するためにはフィルタ
の段数を多くする必要があるために、フィルタの小形化
が実現できないという課題を有していた。また、段間の
結合に集中定数素子あるいは伝送線路を用いるため、フ
ィルタの小形・平面化が困難であるという課題も有して
いた。
【０００９】本発明は、上記従来技術の課題を解決する
もので、一波長リング共振器の線路長を等価的に短くす
るとともに、通過帯域近傍の減衰特性を改善すること
で、小形でかつ平面化が可能なフィルタを提供すること
を目的とする。
もので、一波長リング共振器の線路長を等価的に短くす
るとともに、通過帯域近傍の減衰特性を改善すること
で、小形でかつ平面化が可能なフィルタを提供すること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、フィルタを構成する一波長リング共振器の
電気長を等間隔に４分割し、当該線路上の第１の点、前
記第１の点と電気長の９０°離れた位置にある第２の
点、前記第１の点と電気長の１８０°離れた位置にある
第３の点および前記第１の点と電気長の２７０°離れた
位置にある第４の点に同一の特性をもつ先端開放の伝送
線路を接続した一波長リング共振器の段間結合を平行結
合線路とし、その結合電気長を９０°以下とするととも
に、初段を構成する前記一波長リング共振器の一点を入
力とし、終段を構成する前記一波長リング共振器の一点
を出力とした構成、あるいは初段を構成する前記一波長
リング共振器の一点を入力とし、前記入力点と電気長の
９０°離れた一点を出力とした構成を有している。
に本発明は、フィルタを構成する一波長リング共振器の
電気長を等間隔に４分割し、当該線路上の第１の点、前
記第１の点と電気長の９０°離れた位置にある第２の
点、前記第１の点と電気長の１８０°離れた位置にある
第３の点および前記第１の点と電気長の２７０°離れた
位置にある第４の点に同一の特性をもつ先端開放の伝送
線路を接続した一波長リング共振器の段間結合を平行結
合線路とし、その結合電気長を９０°以下とするととも
に、初段を構成する前記一波長リング共振器の一点を入
力とし、終段を構成する前記一波長リング共振器の一点
を出力とした構成、あるいは初段を構成する前記一波長
リング共振器の一点を入力とし、前記入力点と電気長の
９０°離れた一点を出力とした構成を有している。
【００１１】
【作用】本発明は、互いに電気長の１８０°離れた位置
にあるリング共振器上の２点の間には正負逆相の電圧が
発生しており、先端開放の伝送線路を接続し、この長さ
を調整することで共振周波数を調整できるとともに、段
間結合を平行結合線路で実現するためリング共振器を近
接して配置することができ、フィルタの小形・平面化が
可能となる。さらに、段間の平行結合線路が伝搬路の中
心より離れた位置での結合となるため通過帯域近傍にノ
ッチを発生することが可能となり、少ない段数で減衰特
性の優れたフィルタが実現できる。
にあるリング共振器上の２点の間には正負逆相の電圧が
発生しており、先端開放の伝送線路を接続し、この長さ
を調整することで共振周波数を調整できるとともに、段
間結合を平行結合線路で実現するためリング共振器を近
接して配置することができ、フィルタの小形・平面化が
可能となる。さらに、段間の平行結合線路が伝搬路の中
心より離れた位置での結合となるため通過帯域近傍にノ
ッチを発生することが可能となり、少ない段数で減衰特
性の優れたフィルタが実現できる。
【００１２】
（実施例１）以下、本発明の第１の実施例について、図
面を参照しながら説明する。
面を参照しながら説明する。
【００１３】図１は本発明の第１の実施例におけるフィ
ルタの平面図である。図１において、１１は共振器であ
り、一波長リング共振器１２、互いに電気長の９０°離
れた位置にある線路上の一点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄに接続され
た同一の特性をもつ先端開放伝送線路１３〜１６により
形成される。１７は共振器１１と同一の共振器であり、
共振器間の段間結合を平行結合線路１８で実現してい
る。なお、平行結合線路の中点Ｅと点Ｂ、Ｄおよび中点
Ｋと点Ｇ、Ｉまでの電気長は等しい。１９、２０は点Ａ
およびＦに接続された入出力結合回路、２１は段間結合
回路、２２、２３は入出力端子である。
ルタの平面図である。図１において、１１は共振器であ
り、一波長リング共振器１２、互いに電気長の９０°離
れた位置にある線路上の一点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄに接続され
た同一の特性をもつ先端開放伝送線路１３〜１６により
形成される。１７は共振器１１と同一の共振器であり、
共振器間の段間結合を平行結合線路１８で実現してい
る。なお、平行結合線路の中点Ｅと点Ｂ、Ｄおよび中点
Ｋと点Ｇ、Ｉまでの電気長は等しい。１９、２０は点Ａ
およびＦに接続された入出力結合回路、２１は段間結合
回路、２２、２３は入出力端子である。
【００１４】以上のように構成されたフィルタの動作を
説明する。まず、端子２２に励振信号を入力すると結合
回路１９により共振器１１に結合する。共振器１１は一
波長リング共振器１２の電気長と先端開放伝送線路１３
〜１６で決定する共振周波数ｆ1で共振し、共振器１１上
には点Ａ、Ｂで電圧最大、点Ｃ、Ｄで電流最大すなわち
電圧０となる基本共振モードが励起される。そして、平
行結合線路１８を介して共振器１７上の点Ｉ、Ｈの順番
に伝搬する。前記結合は、平行結合線路を構成する互い
の伝搬路ＡＢおよびＨＩの中心Ｄ、Ｇから離れた位置で
の結合となるため通過帯域近傍にノッチを発生すること
ができる。点Ｈに伝搬した波は、結合回路２１を介して
共振器１１上の点Ｃ、Ｄに、そして平行結合線路１８を
介して共振器１７上の点Ｇ、Ｆの順番に伝搬する。この
結合も同様に、平行結合線路を構成する互いの伝搬路Ｃ
ＤおよびＧＦの中心Ｂ、Ｉから離れた位置での結合とな
るため通過帯域近傍にノッチを発生することができる。
さらに、点Ｆに伝搬した波は結合回路２０を介して最終
的に端子２３に出力される。図２に周波数特性の一例を
示す。
説明する。まず、端子２２に励振信号を入力すると結合
回路１９により共振器１１に結合する。共振器１１は一
波長リング共振器１２の電気長と先端開放伝送線路１３
〜１６で決定する共振周波数ｆ1で共振し、共振器１１上
には点Ａ、Ｂで電圧最大、点Ｃ、Ｄで電流最大すなわち
電圧０となる基本共振モードが励起される。そして、平
行結合線路１８を介して共振器１７上の点Ｉ、Ｈの順番
に伝搬する。前記結合は、平行結合線路を構成する互い
の伝搬路ＡＢおよびＨＩの中心Ｄ、Ｇから離れた位置で
の結合となるため通過帯域近傍にノッチを発生すること
ができる。点Ｈに伝搬した波は、結合回路２１を介して
共振器１１上の点Ｃ、Ｄに、そして平行結合線路１８を
介して共振器１７上の点Ｇ、Ｆの順番に伝搬する。この
結合も同様に、平行結合線路を構成する互いの伝搬路Ｃ
ＤおよびＧＦの中心Ｂ、Ｉから離れた位置での結合とな
るため通過帯域近傍にノッチを発生することができる。
さらに、点Ｆに伝搬した波は結合回路２０を介して最終
的に端子２３に出力される。図２に周波数特性の一例を
示す。
【００１５】図３は本発明の第１の実施例における他の
例で、同図において図１と異なる点は、共振器１１の平
行結合線路部の中点Ｅから先端開放伝送線路接続点Ｄま
での電気長と先端開放伝送線路接続点Ｂまでの電気長が
異なる構成とした共振器を左右対称に配置したことであ
る。
例で、同図において図１と異なる点は、共振器１１の平
行結合線路部の中点Ｅから先端開放伝送線路接続点Ｄま
での電気長と先端開放伝送線路接続点Ｂまでの電気長が
異なる構成とした共振器を左右対称に配置したことであ
る。
【００１６】以上のように構成されたフィルタの動作を
説明する。基本的な動作は図１の実施例と同一である。
図１の動作と異なる点は、ＤＥとＢＥの電気長を調整す
ることで、ノッチ減衰量を制御することが可能となるこ
とである。さらに、平行結合線路部の結合長およびギャ
ップ幅を変えることなく段間結合度を変化させることも
可能となる。
説明する。基本的な動作は図１の実施例と同一である。
図１の動作と異なる点は、ＤＥとＢＥの電気長を調整す
ることで、ノッチ減衰量を制御することが可能となるこ
とである。さらに、平行結合線路部の結合長およびギャ
ップ幅を変えることなく段間結合度を変化させることも
可能となる。
【００１７】図４は本発明の第１の実施例における他の
例で、同図において図１と異なる点は、共振器１１の平
行結合線路部の中点Ｅから先端開放伝送線路接続点Ｄま
での電気長と先端開放伝送線路接続点Ｂまでの電気長が
異なる構成とした共振器を同一方向に配置したことであ
る。
例で、同図において図１と異なる点は、共振器１１の平
行結合線路部の中点Ｅから先端開放伝送線路接続点Ｄま
での電気長と先端開放伝送線路接続点Ｂまでの電気長が
異なる構成とした共振器を同一方向に配置したことであ
る。
【００１８】以上のように構成されたフィルタの動作を
説明する。基本的な動作は図１の実施例と同一である。
図１の動作と異なる点は、ＤＥとＢＥの電気長を調整す
ることで、平行結合線路部の結合長およびギャップ幅を
変えることなく段間結合度を変化させることが可能とな
ることである。
説明する。基本的な動作は図１の実施例と同一である。
図１の動作と異なる点は、ＤＥとＢＥの電気長を調整す
ることで、平行結合線路部の結合長およびギャップ幅を
変えることなく段間結合度を変化させることが可能とな
ることである。
【００１９】図５は本発明の第１の実施例における他の
例で、同図において図１と異なる点は、入出力結合回路
１９、２０を平行結合線路２４、２５で実現したことで
ある。基本的な動作は図１と同一であるので説明は省略
する。
例で、同図において図１と異なる点は、入出力結合回路
１９、２０を平行結合線路２４、２５で実現したことで
ある。基本的な動作は図１と同一であるので説明は省略
する。
【００２０】図５は本発明の第１の実施例における他の
例で、同図において図１と異なる点は、段間結合回路２
１を平行結合線路２６で実現したことである。基本的な
動作は図１と同一であるので説明は省略する。
例で、同図において図１と異なる点は、段間結合回路２
１を平行結合線路２６で実現したことである。基本的な
動作は図１と同一であるので説明は省略する。
【００２１】図６は本発明の第１の実施例における他の
例で、同図において図１と異なる点は、段間結合回路２
１を共振器１１および１７の線路の一部を結合させた平
行結合線路２７で実現したことである。基本的な動作は
図１と同一であるので説明は省略する。
例で、同図において図１と異なる点は、段間結合回路２
１を共振器１１および１７の線路の一部を結合させた平
行結合線路２７で実現したことである。基本的な動作は
図１と同一であるので説明は省略する。
【００２２】以上のように、図１〜図６に示す構成をと
ることにより、共振周波数を一波長リング共振器単体の
共振周波数よりも低い方へ任意に設定でき、またフィル
タの段間結合回路および入出力結合回路を平行結合線路
で実現するため、リング共振器を近接して配置すること
ができ、フィルタの小形・平面化が可能となる。また、
図２に示す如く、通過帯域近傍にノッチを持つ特性とな
るため、少ない段数で減衰特性の優れたフィルタが実現
できる。
ることにより、共振周波数を一波長リング共振器単体の
共振周波数よりも低い方へ任意に設定でき、またフィル
タの段間結合回路および入出力結合回路を平行結合線路
で実現するため、リング共振器を近接して配置すること
ができ、フィルタの小形・平面化が可能となる。また、
図２に示す如く、通過帯域近傍にノッチを持つ特性とな
るため、少ない段数で減衰特性の優れたフィルタが実現
できる。
【００２３】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。
ついて図面を参照しながら説明する。
【００２４】図７は本発明の第２の実施例におけるフィ
ルタの平面図である。図７において図１と異なる点は、
共振器１１上の互いに電気長の９０°離れた２点ＡとＣ
に入出力結合回路１９、２０を接続していることであ
る。
ルタの平面図である。図７において図１と異なる点は、
共振器１１上の互いに電気長の９０°離れた２点ＡとＣ
に入出力結合回路１９、２０を接続していることであ
る。
【００２５】以上のように構成されたフィルタの動作を
説明する。まず、端子２２に励振信号を入力すると結合
回路１９により共振器１１に結合する。共振器１１は一
波長リング共振器１２の電気長と先端開放伝送線路１３
〜１６で決定する共振周波数ｆ1で共振し、共振器１１上
には点Ａ、Ｂで電圧最大、点Ｃ、Ｄで電流最大すなわち
電圧０となる基本共振モードが励起される。そして、平
行結合線路１８を介して共振器１７上の点Ｉ、Ｈの順番
に伝搬する。前記結合は、平行結合線路を構成する互い
の伝搬路ＡＢおよびＨＩの中心Ｄ、Ｇから離れた位置で
の結合となるため、通過帯域近傍にノッチを発生するこ
とができる。点Ｈに伝搬した波は、結合回路２１を介し
て共振器１７上の点Ｆ、Ｇに、そして平行結合線路１８
を介して共振器１１上の点Ｄ、Ｃの順番に伝搬する。こ
の結合も同様に、平行結合線路を構成する互いの伝搬路
ＣＤおよびＧＦの中心Ｂ、Ｉから離れた位置での結合と
なるため、通過帯域近傍にノッチを発生することができ
る。さらに、点Ｃに伝搬した波は、結合回路２０を介し
て最終的に端子２３に出力される。なお、実施例では図
１に対応する回路構成としたが、図３〜図６に対応する
回路構成でも構わない。
説明する。まず、端子２２に励振信号を入力すると結合
回路１９により共振器１１に結合する。共振器１１は一
波長リング共振器１２の電気長と先端開放伝送線路１３
〜１６で決定する共振周波数ｆ1で共振し、共振器１１上
には点Ａ、Ｂで電圧最大、点Ｃ、Ｄで電流最大すなわち
電圧０となる基本共振モードが励起される。そして、平
行結合線路１８を介して共振器１７上の点Ｉ、Ｈの順番
に伝搬する。前記結合は、平行結合線路を構成する互い
の伝搬路ＡＢおよびＨＩの中心Ｄ、Ｇから離れた位置で
の結合となるため、通過帯域近傍にノッチを発生するこ
とができる。点Ｈに伝搬した波は、結合回路２１を介し
て共振器１７上の点Ｆ、Ｇに、そして平行結合線路１８
を介して共振器１１上の点Ｄ、Ｃの順番に伝搬する。こ
の結合も同様に、平行結合線路を構成する互いの伝搬路
ＣＤおよびＧＦの中心Ｂ、Ｉから離れた位置での結合と
なるため、通過帯域近傍にノッチを発生することができ
る。さらに、点Ｃに伝搬した波は、結合回路２０を介し
て最終的に端子２３に出力される。なお、実施例では図
１に対応する回路構成としたが、図３〜図６に対応する
回路構成でも構わない。
【００２６】以上のように、図７に示す構成をとること
により、共振周波数を一波長リング共振器単体の共振周
波数よりも低い方へ任意に設定でき、またフィルタの段
間結合回路および入出力結合回路を平行結合線路で実現
するため、リング共振器を近接して配置することがで
き、フィルタの小形・平面化が可能となる。また、通過
帯域近傍にノッチを持つ特性となるため、少ない段数で
減衰特性の優れたフィルタが実現できる。
により、共振周波数を一波長リング共振器単体の共振周
波数よりも低い方へ任意に設定でき、またフィルタの段
間結合回路および入出力結合回路を平行結合線路で実現
するため、リング共振器を近接して配置することがで
き、フィルタの小形・平面化が可能となる。また、通過
帯域近傍にノッチを持つ特性となるため、少ない段数で
減衰特性の優れたフィルタが実現できる。
【００２７】なお、実施例１、２ではフィルタを一波長
リング共振器を２つ用いた４段構成として示してきた
が、共振器の個数すなわちフィルタの段数に限定はな
く、任意の段数で実現できることは言うまでもない。
リング共振器を２つ用いた４段構成として示してきた
が、共振器の個数すなわちフィルタの段数に限定はな
く、任意の段数で実現できることは言うまでもない。
【００２８】
【発明の効果】以上のように本発明は、一波長リング共
振器において、互いに電気長の９０°離れた位置にある
点に先端開放の伝送線路を接続し、この長さを調整する
ことで共振周波数を調整できるとともに、フィルタの段
間結合回路および入出力結合回路を平行結合線路で実現
するためリング共振器を近接して配置することができ、
フィルタの小形・平面化が可能となる。また、通過帯域
近傍にノッチを発生することが可能となり、少ない段数
で減衰特性の優れたフィルタが実現できる。
振器において、互いに電気長の９０°離れた位置にある
点に先端開放の伝送線路を接続し、この長さを調整する
ことで共振周波数を調整できるとともに、フィルタの段
間結合回路および入出力結合回路を平行結合線路で実現
するためリング共振器を近接して配置することができ、
フィルタの小形・平面化が可能となる。また、通過帯域
近傍にノッチを発生することが可能となり、少ない段数
で減衰特性の優れたフィルタが実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例におけるフィルタの平面
図
図
【図２】本発明の第１の実施例におけるフィルタの特性
図
図
【図３】本発明の第１の実施例における他のフィルタの
平面図
平面図
【図４】本発明の第１の実施例における他のフィルタの
平面図
平面図
【図５】本発明の第１の実施例における他のフィルタの
平面図
平面図
【図６】本発明の第１の実施例における他のフィルタの
平面図
平面図
【図７】本発明の第１の実施例における他のフィルタの
平面図
平面図
【図８】本発明の第２の実施例におけるフィルタの平面
図
図
【図９】従来のフィルタの平面図
１、２、１２ 一波長リング共振器 ３〜７ 結合容量 ８、９、２２、２３ 入出力端子 １１、１７ 共振器 １３〜１６ 先端開放伝送線路 １８、２４〜２７ 平行結合線路 １９〜２１ 結合回路
Claims (12)
- 【請求項１】 一波長リング共振器の電気長を等間隔に
４分割し、当該線路上の第１の点、前記第１の点と電気
長の９０°離れた位置にある第２の点、前記第１の点と
電気長の１８０°離れた位置にある第３の点および前記
第１の点と電気長の２７０°離れた位置にある第４の点
に同一の特性をもつ先端開放の伝送線路を接続し、隣接
する共振器間の段間結合を平行結合線路とするととも
に、初段を構成する前記一波長リング共振器の一点を入
力とし、終段を構成する前記一波長リング共振器の一点
を出力としたことを特徴とするフィルタ。 - 【請求項２】 平行結合線路の結合電気長を９０°以下
とし、かつ当該平行結合線路の中点と前記中点の両側に
存在する先端開放伝送線路接続点までの電気長を等しく
したことを特徴とする請求項１記載のフィルタ。 - 【請求項３】 平行結合線路の結合電気長を９０°以下
とし、かつ当該平行結合線路の中点と前記中点の両側に
存在する先端開放伝送線路接続点までの電気長が異なる
構成とした一波長リング共振器を左右対称に配置したこ
とを特徴とする請求項１記載のフィルタ。 - 【請求項４】 平行結合線路の結合電気長を９０°以下
とし、かつ当該平行結合線路の中点と前記中点の両側に
存在する先端開放伝送線路接続点までの電気長が異なる
構成とした一波長リング共振器を同一方向に配置したこ
とを特徴とする請求項１記載のフィルタ。 - 【請求項５】 入出力結合に平行結合線路を用いたこと
を特徴とする請求項１記載のフィルタ。 - 【請求項６】 初段を構成する一波長リング共振器の入
力点と電気長の９０°離れた一点と、終段を構成する一
波長リング共振器の出力点と電気長の９０°離れた一点
との段間結合に平行結合線路を用いたことを特徴とする
請求項１記載のフィルタ。 - 【請求項７】 フィルタを構成する一波長リング共振器
の電気長を等間隔に４分割し、当該線路上の第１の点、
前記第１の点と電気長の９０°離れた位置にある第２の
点、前記第１の点と電気長の１８０°離れた位置にある
第３の点および前記第１の点と電気長の２７０°離れた
位置にある第４の点に同一の特性をもつ先端開放の伝送
線路を接続した一波長リング共振器において、隣接する
共振器間の段間結合を平行結合線路とするとともに、初
段を構成する前記一波長リング共振器の一点を入力と
し、前記入力点と電気長の９０°離れた一点を出力とし
たことを特徴とするフィルタ。 - 【請求項８】 平行結合線路の結合電気長を９０°以下
とし、かつ当該平行結合線路の中点と前記中点の両側に
存在する先端開放伝送線路接続点までの電気長を等しく
したことを特徴とする請求項７記載のフィルタ。 - 【請求項９】 平行結合線路の結合電気長を９０°以下
とし、かつ当該平行結合線路の中点と前記中点の両側に
存在する先端開放伝送線路接続点までの電気長が異なる
構成とした一波長リング共振器を左右対称に配置したこ
とを特徴とする請求項７記載のフィルタ。 - 【請求項１０】 平行結合線路の結合電気長を９０°以
下とし、かつ当該平行結合線路の中点と前記中点の両側
に存在する先端開放伝送線路接続点までの電気長が異な
る構成とした一波長リング共振器を同一方向に配置した
ことを特徴とする請求項７記載のフィルタ。 - 【請求項１１】 入出力結合に平行結合線路を用いたこ
とを特徴とする請求項７記載のフィルタ。 - 【請求項１２】 終段を構成する一波長リング共振器の
一点と前記点と電気長の９０°離れた一点との段間結合
に平行結合線路を用いたことを特徴とする請求項７記載
のフィルタ。
Priority Applications (13)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32507093A JPH07183702A (ja) | 1993-12-22 | 1993-12-22 | フィルタ |
| DE69418127T DE69418127T2 (de) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Filter und Zweimodenresonator in Streifenleiter-Technik |
| DE69427550T DE69427550T2 (de) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Planares Streifenleitungsfilter und Zweimodenresonator |
| EP94307250A EP0646981B1 (en) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Stripline filter and dual mode resonator |
| US08/317,505 US5534831A (en) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Plane type strip-line filter in which strip line is shortened and dual mode resonator in which two types microwaves are independently resonated |
| EP99124730A EP0993065B1 (en) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Dual mode resonator in which two microwaves are independently resonated |
| EP98102184A EP0844682B1 (en) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Plane type stripline filter and dual mode resonator |
| DE69431888T DE69431888T2 (de) | 1993-10-04 | 1994-10-04 | Zweimodenresonator mit zwei unabhängig resonierenden Mikrowellen |
| CNB031452175A CN1278446C (zh) | 1993-10-04 | 1994-10-05 | 双模谐振腔 |
| US08/598,541 US5684440A (en) | 1993-10-04 | 1996-02-08 | Plane type strip line filter in which strip line is shortened and dual mode resonator in which two types microwaves are independently resonated |
| US08/775,772 US5748059A (en) | 1993-10-04 | 1996-12-31 | Plane type strip-line filter in which strip line is shortened and dual mode resonator in which two types microwaves are independently resonated |
| US08/980,478 US5880656A (en) | 1993-10-04 | 1997-11-28 | Plane type strip line filter in which strip line is shortened and dual mode resonator in which two types microwaves are independently resonated |
| US09/262,643 US6121861A (en) | 1993-10-04 | 1999-03-04 | Plane type strip line filter in which strip line is shortened and dual mode resonator in which two types microwaves are independently resonated |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32507093A JPH07183702A (ja) | 1993-12-22 | 1993-12-22 | フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07183702A true JPH07183702A (ja) | 1995-07-21 |
Family
ID=18172821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32507093A Pending JPH07183702A (ja) | 1993-10-04 | 1993-12-22 | フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07183702A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006033079A (ja) * | 2004-07-12 | 2006-02-02 | Mitsubishi Electric Corp | 分布定数フィルタ |
| KR101514596B1 (ko) * | 2014-01-27 | 2015-04-22 | 삼성전기주식회사 | 무선 통신 기능을 갖는 회로 기판 |
| KR101536706B1 (ko) * | 2014-05-02 | 2015-07-16 | 연세대학교 산학협력단 | 필터 및 그 제조 방법 |
-
1993
- 1993-12-22 JP JP32507093A patent/JPH07183702A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006033079A (ja) * | 2004-07-12 | 2006-02-02 | Mitsubishi Electric Corp | 分布定数フィルタ |
| KR101514596B1 (ko) * | 2014-01-27 | 2015-04-22 | 삼성전기주식회사 | 무선 통신 기능을 갖는 회로 기판 |
| KR101536706B1 (ko) * | 2014-05-02 | 2015-07-16 | 연세대학교 산학협력단 | 필터 및 그 제조 방법 |
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