JPH07131984A

JPH07131984A - 直流電源装置

Info

Publication number: JPH07131984A
Application number: JP30097393A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Hosoya; 裕細谷
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1993-11-04
Filing date: 1993-11-04
Publication date: 1995-05-19
Anticipated expiration: 2014-07-26
Also published as: JP2924613B2

Abstract

(57)【要約】【目的】入力電流波形の改善及び力率を改善すること
ができる直流電源装置のコストを低減させる。また、入
力交流電圧が高い場合であっても入力電流波形の高調波
成分の増大を抑制する。【構成】交流電圧を全波整流する整流回路８の出力に
リアクトル１３を介してスイッチング素子１５を接続す
る。出力電圧と基準電圧との誤差出力と三角波とを合成
し、更に交流電圧が高い時のみ交流電圧の瞬時値を合成
したものをコンパレータ２５の一方の入力端子に与え、
コンパレータ２５の他方の入力端子にはスイッチング素
子１５を流れる電流の検出値を与える。フリップフロッ
プ３１を三角波の立上りでセットし、コンパレータ２５
の出力でリセットしてＰＷＭ波を作り、スイッチング素
子１５をオン・オフ制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流入力ラインにおけ
る電流波形の改善を容易に達成することができる直流電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】整流回路に接続されたスイッチングレギ
ュレータ又はインバータ等のスイッチング素子のオン・
オフ動作に基づく交流入力ラインの電圧波形の歪みを補
正するために、電源ラインにリアクトルを接続し、整流
回路の一対の直流出力ライン間に接続されたスイッチン
グ素子をオン・オフ制御することは公知である（例えば
特開昭６３−１９０５５７号公報）。

【０００３】ところで、従来の装置では、出力電圧と基
準電圧との差に対応する信号を形成し、この信号と基準
正弦波とを乗算することが必要であり、必然的に回路構
成が複雑且つコスト高になった。

【０００４】上述のような問題を解決するために、本件
出願人は、特願平１−１３９６５８号によって図１に示
す直流電源装置を提案した。

【０００５】次に、図１の直流電源装置を説明する。こ
の装置は、例えば５０Hzの商用交流電源が接続される一
対の交流電源端子１、２を有する。電源端子１、２に接
続された高周波除去用フィルタ３はラインに直列に接続
されたリアクトル４、５と、一対のライン間に接続され
たコンデンサ６、７とから成る。

【０００６】フィルタ３の出力段には、全波整流回路８
が接続されている。この整流回路８と一対の直流出力端
子９、１０との間の一対の直流ライン１１、１２の一方
にはエネルギー蓄積要素としてのリアクトル１３と逆流
阻止用ダイオード１４がそれぞれ直列に接続されてい
る。リアクトル１３の出力端子と下側の直流ライン１２
との間にはＦＥＴから成るスイッチング素子１５と電流
検出器としての電流検出抵抗１６とが接続されている。
平滑用コンデンサ１６ａは逆流阻止用ダイオード１４の
出力段において出力端子９、１０間に接続されている。

【０００７】抵抗１７、１８から成る電圧検出回路１９
は出力端子９、１０間に接続され、この電圧検出ライン
２０はスイッチング素子制御回路２１の差動増幅器２２
の一方の入力端子に接続されている。差動増幅器２２の
他方の入力端子は基準電圧源２３が接続されている。

【０００８】電流検出抵抗１６の一端から導出されてい
る電流検出ライン２４は電圧コンパレータ２５の一方の
入力端子に接続されている。電圧コンパレータ２５の他
方の入力端子には、三角波発生回路２６の三角波（のこ
ぎり波）と差動増幅器２２の差動出力との合成波形を得
るために抵抗２７、２８から成る合成回路２９が接続さ
れている。

【０００９】制御パルス形成回路３０は、ＲＳフリップ
フロップ３１とセット信号発生回路３２とリセット信号
形成回路３３とから成る。セット信号発生回路３２は三
角波発生回路２６の三角波に同期してセットトリガ信号
を形成し、これをフリップフロップ３１のセット端子Ｓ
に与える。図１ではセット信号発生回路３２が三角波発
生回路２６で制御されるように示されているが、セット
信号発生回路３２に基準発振器を内蔵させ、この基準発
振器の出力クロックに基づいてフリップフロップ３１の
セット信号を形成すると共に、三角波発生回路２６を制
御するようにしてもよい。リセット信号形成回路３３は
コンパレータ２５の出力状態の転換に応答してリセット
トリガパルスをフリップフロップ３１のリセット端子Ｒ
に与える。フリップフロップ３１のＱ出力端子はＦＥＴ
から成るスイッチング素子１５の制御端子（ゲート）に
接続されている。

【００１０】

【動作】次に、図１の回路の動作を図２の波形を参照し
て説明する。電源端子１、２に正弦波交流電圧を印加す
ると、整流回路８の出力段に図２（Ａ）に示す全波整流
電圧波形が得られる。この電圧波形をスイッチング素子
１５で電源周波数よりも十分に高い周波数（数Hz以上の
例えば２０kHz ）で断続すると、スイッチング素子１５
には図２（Ｂ）に示すように電圧波形の振幅に対応した
振幅（ピーク）を有する電流が断続的に流れる。これに
より、電源端子１、２に流れる電流波形は図２（Ｃ）に
示すように電圧波形に対応した近似正弦波になる。

【００１１】ところで、スイッチング素子１５を断続制
御するための制御パルスのデューティは、正弦波の振幅
が大きい時に小さく、振幅が小さい時に大きくなること
が電流波形を正弦波に近づけるために望ましい。また、
スイッチング素子１５は電流波形改善のみでなく、出力
電圧制御に併用することが回路構成を簡略化する上で望
ましい。これ等を達成するために、コンパレータ２５に
電流検出波形を入力させると共に、三角波と差動出力と
の合成波を入力させている。

【００１２】リアクトル１３を有するので、スイッチン
グ素子１５のオン期間にはここを通って流れる電流が図
２（Ｂ）に示すように時間と共に増大する。スイッチン
グ素子１５のオフ期間にはリアクトル１３に蓄積された
エネルギーがダイオード１４を通してコンデンサ１６ａ
に与えられる。この時、リアクトル１３の電圧と電源電
圧との和の電圧でコンデンサ１６ａが充電されるので、
コンデンサ１６ａの充電電圧は電源電圧よりも高くな
る。出力端子９、１０間に得られる図２（Ｄ）に示す直
流電圧は基準電圧源２３の直流基準電圧と比較され、そ
の差に対応する差動出力電圧が図２（Ｇ）に示すように
得られる。三角波発生回路２６からは図２（Ｆ）に示す
ように、右下りの傾きを有する三角波（のこぎり波）が
高い周波数（例えば２０kHz ）で得られる。図２（Ｆ）
の三角波は図２（Ｇ）の差動出力と合成され、図２
（Ｈ）の実線で示す合成波になり、これがコンパレータ
２５の入力となる。コンパレータ２５では図２（Ｂ）の
電流検出波形（図２（Ｈ）で点線で示す波形）と図２
（Ｈ）で実線で示すのこぎり波とが比較され、電流検出
波が合成波に達した時にコンパレータ２５の出力が転換
し、リセット信号形成回路３３の出力ラインに図２
（Ｉ）に示すリセットトリガパルスが得られる。セット
信号発生回路３２からは、図２（Ｅ）に示すように三角
波の立上りに同期してセットトリガパルスが発生する。
これにより、フリップフロップ３１からは図２（Ｊ）に
示す制御パルスが発生し、スイッチング素子１５はこれ
に対応してオン・オフする。コンパレータ２５には正弦
波電圧の振幅に対してピーク値が変化するスイッチング
素子１５の電流検出波形が入力されるので、交流電圧の
振幅が大きい期間にスイッチング素子１５の制御パルス
のデューティが小さくなり、逆に交流電圧の振幅が小さ
い時に制御パルスのデューティが大きくなる。また、制
御パルスのデューティは出力電圧に逆比例的に変化す
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】図１の装置において、
入力交流電圧の振幅レベルが低い時には、図２（Ｃ）で
実線で示すように正弦波に近似した入力電流を流すこと
ができる。しかし、入力交流電圧が高くなると、出力電
圧を一定に制御するためにスイッチング素子のオン時間
幅が狭くなる。しかし、交流電圧の振幅の最大値及びこ
の近傍においてスイッチング素子のオン時間幅を制御の
遅れ等の理由で十分に狭くすることができず、図２
（Ｃ）で点線で示すように高調波成分（特に３次、５次
等の奇数高調波）の多い入力電流が流れる。

【００１４】上述のような問題は、三角波発生回路２６
の出力を電流検出抵抗１６の電圧と合成してコンパレー
タ２５に入力させるように図１の回路を変形した場合、
又は誤差増幅器２２の出力で三角波発生回路２６を制御
するように図１の回路を変形する場合にも生じる。

【００１５】本発明の目的は、入力交流電圧が高い場合
であっても入力電流波形の改善を良好且つ低コストに行
うことができる直流電源装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、正弦波の交流電圧が供給される交流電源端
子と、前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記
交流電源端子と前記整流回路との間の交流電源ラインに
直列に又は前記整流回路の直流出力ラインに直列及び／
又は並列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記
整流回路の出力側に配置されており、前記交流電源端子
の交流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オフ動
作し、前記インダクタンス回路要素に対するエネルギー
の蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記ス
イッチング素子よりも出力側に設けられた平滑用コンデ
ンサと、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電
圧を検出する電圧検出回路と、前記スイッチング素子又
は前記リアクトルを流れる電流を検出するための電流検
出器と、基準電圧源と、前記基準電圧源の基準電圧と前
記電圧検出回路から得られる検出電圧との差に対応する
電圧を形成する差信号形成回路と、前記交流電源端子の
交流電圧よりも十分に高い周波数で三角波を発生する三
角波発生回路と、前記差信号形成回路の出力電圧と前記
三角波との合成電圧を形成する合成回路と、前記電流検
出器から得られる電流検出波形と前記合成回路から得ら
れる合成電圧との電圧比較出力を発生する電圧コンパレ
ータと、前記三角波に同期して前記スイッチング素子を
オフ状態からオン状態に転換させ、前記電圧コンパレー
タの出力に同期して前記スイッチング素子をオン状態か
らオフ状態に転換させる制御パルスを形成して前記スイ
ッチング素子に与える制御パルス形成回路とを備えた直
流電源装置において、前記交流電圧の振幅情報を含む電
圧を得るための交流電圧振幅情報検出手段と、前記交流
電圧の振幅が所定値以上になった時に前記交流電源端子
を通って流れる入力電流の振幅を制限するように前記合
成電圧の電圧レベルを制御するために前記交流電圧振幅
情報検出手段と前記合成回路との間に接続された電圧電
流非直線性素子とが設けられていることを特徴とする直
流電源装置に係わるものである。なお、インダクタンス
回路要素は、例えばリアクトル又はトランスである。ま
た、前記差信号形成回路は例えば実施例の差動増幅器
（誤差増幅器）２２である。請求項２に示すように、三
角波と電流検出波形との合成値と差動出力とを比較し、
制御パルスを制御することができる。また、請求項３に
示すように、三角波の傾きを差信号の出力で制御するこ
とができる。

【００１７】

【発明の作用及び効果】請求項１、２、３のいずれの発
明においても、入力交流電圧の振幅が所定値よりも高く
なると、電圧電流非直線性素子の電流が増大し、入力電
流波形の振幅の最大値及びこの近傍のレベルを下げるよ
うな制御になる。即ち、交流電圧の瞬時値に基づくコン
パレータ入力の補正が行われる。これにより、入力電流
の高調波成分（特に３次、５次等の奇数高調波成分）の
増大が抑制される。

【００１８】

【第１の実施例】次に、図３及び図４を参照して本発明
の第１の実施例の直流電源装置を説明する。但し、図３
において、図１と共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。

【００１９】図３の直流電源装置は、図１の装置に、交
流電圧振幅情報検出回路６０と、電圧電流非直線性素子
としてのツエナーダイオード６１と、逆流阻止用ダイオ
ード６２と、抵抗６３と、制御用電圧Ｖccを得るための
ダイオード６４と、コンデンサ６５とを付加した回路構
成を有し、これ以外は図１と同一に構成されている。

【００２０】交流電圧振幅情報検出回路６０は、リアク
トル１３の２次巻線６６と、この２次巻線６６に整流ダ
イオード６７を介して並列に接続された小容量のコンデ
ンサ６８と、分圧抵抗６９、７１とから成る。コンデン
サ６８の一端はグランドライン１２に接続され、他端は
分圧抵抗６９、７０を介してグランドライン１２に接続
されているので、分圧抵抗６９、７０の間に接続された
検出ライン７１にはコンデンサ６８の電圧に対応した検
出電圧が得られる。

【００２１】ツエナーダイオード６１と逆流阻止ダイオ
ード６２と抵抗６３との直列回路は、検出ライン６１と
合成回路２９の出力端との間に接続されている。なお、
ツエナーダイオード６１は入力交流電圧が所定値よりも
高くなった時に導通するようなツエナー電圧と方向性を
有する。

【００２２】

【動作】図３の回路において交流電源端子１、２間の正
弦波交流電圧の振幅が比較的低い時には、ツエナーダイ
オード６１がオフに保たれているので図１の回路と同一
に動作し、図３のＡ〜Ｊ点の状態は図１の回路のＡ〜Ｊ
点と同様に図２の（Ａ）〜（Ｊ）に示すように変化し、
入力電流は図２（Ｃ）の実線で示すように近似正弦波と
なり、且つ力率もほぼ１になる。

【００２３】図３の回路において、入力交流電圧の振幅
及び図４（Ａ）に示す整流回路８の出力電圧が所定値よ
りも高くなると、ツエナーダイオード６１が導通してこ
のカソード側のライン７２の電位が図４（Ｂ）に示すよ
うに変化する。即ち、リアクトル１３の２次巻線６６に
は整流回路８の出力電圧に対応した電圧が得られ、この
電圧がコンデンサ６８に印加される。コンデンサ６８は
スイッチング素子１５のオン・オフによって断続した波
形を正弦波に戻すための高周波フィルタである。これに
より、コンデンサ６８には図４（Ａ）に対応した電圧が
得られる。コンデンサ６８の電圧は抵抗６９、７０で分
圧されてライン７１に送られる。ライン７１の電位はグ
ランドライン１２に対して負であり、且つ正弦波で変化
する。交流電圧の最大振幅又はこの近傍においてツエナ
ーダイオード６１に所定のツエナー電圧以上の電圧が印
加されると、これが導通し、ライン７２の電位が図４
（Ｂ）に示すように負になり、合成回路２９の出力電圧
即ちコンパレータ２５の下側入力端子の入力電圧が図４
（Ｃ）に示すように正弦波の最大値即ち９０度及びこの
近傍で低くなる。これにより、スイッチング素子１５の
オン時間幅が狭くなり、入力端子１に流れる電流の波形
が図４（Ｄ）に示すように最大振幅が制限された波形即
ち高調波成分の低い波形となる。

【００２４】

【第２の実施例】次に、図５及び図６を参照して第２の
実施例の直流電源装置を説明する。但し、図５及び図６
及び後に示す図７〜図１３において図１〜図３と実質的
に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略す
る。

【００２５】図５の回路では三角波発生回路２６から得
られる図６（Ｆ）の右上り傾斜の三角波と電流検出抵抗
１６から得られる図６（Ｂ）の電流検出波形とを合成す
るために、抵抗２７、２８ａから成る合成回路２９が設
けられ、更にこの出力端とライン７１との間に抵抗６
３、ダイオード６２、ツエナーダイオード６１の直列回
路が接続され、合成回路２９の出力ラインがコンパレー
タ２５に接続されている。図２と同様に入力交流電圧が
比較的低い時には、合成回路２９から図６（Ｈ）に原理
的に示すような波形が得られ、この波形と図６（Ｇ）の
差動出力とがコンパレータ２５で比較され、図６（Ｈ）
の波形が差動出力のレベルに達した時点でコンパレータ
２５の出力が転換し、リセット信号形成回路３３から図
６（Ｉ）のリセットパルスが発生する。従って、第１の
実施例と同様な作用効果を得ることができる。入力交流
電圧が高い時には図４と同様にツエナーダイオード６１
の導通により入力電流の振幅制限動作が生じる。この第
２の実施例は耐ノイズ性で第１の実施例よりも優れてい
る。

【００２６】

【第３の実施例】図７及び図８に示す実施例では、コン
パレータ２５に電流検出ライン２４と三角波発生回路２
６とが接続され、差動増幅器２２の出力端子は三角波発
生回路２６の傾き制御端子に接続されている。三角波発
生回路２６からは、図８（Ｂ）に示す電流検出波形と反
対の傾きを有する三角波が図８（Ｆ）に示すように出力
する。三角波発生回路２６の出力ラインは抵抗２７、６
３から成る合成回路２９に接続され、三角波と補正信号
が合成されてコンパレータ２５の入力となる。なお、抵
抗２６はダイオード６２とツエナーダイオード６１を介
してライン７１に接続されている。この結果、ツエナー
ダイオード６１がオフ時にはコンパレータ２５の出力は
図３と同一の原理で変化し、図８（Ｆ）の実線で示す三
角波と点線で示す電流検出波形との交差点で図８（Ｈ）
に示すリセットパルスが発生し、図８（Ｉ）に示す制御
パルスがスイッチング素子１５に与えられる。

【００２７】出力電圧の変化に基づくデューティの制御
は三角波の傾きの制御で達成される。図８のｔ1 時点以
後で軽負荷となって出力電圧が上昇したとすれば、三角
波の傾きがゆるくなり、図８（Ｉ）に示す制御パルスの
幅が狭くなり、出力電圧が基準値に戻される。また、入
力交流電圧が図８よりも高くなった場合にはツエナーダ
イオード６１がオンになり、図４と同様な動作になる。
この第３の実施例によっても第１の実施例と同様な作用
効果を得ることができる。

【００２８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）図９に示すような、リアクトル１３を整流回路
８の交流入力ラインに接続してもよい。（２）図１０に示すように、リアクトル１３の代り
に、トランス１次巻線１３ａと２次巻線１３ｂとを設
け、１次巻線１３ａに直列にスイッチング素子１５を接
続し、トランスに蓄積されたエネルギーを２次巻線１３
ｂで放出するように構成してもよい。（３）図１１に示すように、スイッチング素子１５を
ライン１１に直列に接続し、リアクトル１３をライン１
１、１２間で接続してもよい。（４）図１２に示すように、インダクタンス素子とし
てのトランス１次巻線１３ａと２次巻線１３ｂとを絶縁
分離してもよい。（５）図１３に示すように、インダクタンス素子とし
ての２次巻線１３ｂの出力段に、ダイオード１４の他
に、ダイオード５１とリアクトル５２とから成る平滑回
路を設けてもよい。なお、スイッチング素子１５による
電圧変換回路は更に種々変形可能である。（６）出力電圧が低い場合には、抵抗１７、１８の分
圧回路を省いて出力端子９に電圧検出ライン２０を直接
に接続してもよい。（７）検出ライン７１に与える電圧をリアクトル１３
を使用して検出しないで、整流回路８の出力の分圧等に
よって得てもよい。即ち、交流電圧の瞬時値が得られれ
ばどのような方法で検出してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の直流電源装置を示す回路図である。

【図２】図１のＡ〜Ｊ点の状態を示す波形図である。

【図３】第１の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図４】図３の回路の交流電圧が高い時の各部の状態を
示す波形図である。

【図５】第２の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図６】交流電圧が低い場合の図５のＡ〜Ｊ点の状態を
示す波形図である。

【図７】第３の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図８】交流電圧が低い場合の図７のＡ〜Ｉ点の状態を
示す波形図である。

【図９】変形例の直流電源装置の一部を示す回路図であ
る。

【図１０】別の変形例の直流電源装置の一部を示す回路
図である。

【図１１】更に別の変形例の直流電源装置の一部を示す
回路図である。

【図１２】更に別の変形例の直流電源装置の一部を示す
回路図である。

【図１３】更に別の変形例の直流電源装置の一部を示す
回路図である。

【符号の説明】

１５スイッチング素子２５コンパレータ６１ツエナーダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】正弦波の交流電圧が供給される交流電源
端子と、前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電源端子と前記整流回路との間の交流電源ライ
ンに直列に又は前記整流回路の直流出力ラインに直列及
び／又は並列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記整流回路の出力側に配置されており、前記交流電源
端子の交流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オ
フ動作し、前記インダクタンス回路要素に対するエネル
ギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子よりも出力側に設けられた平滑用
コンデンサと、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を検出
する電圧検出回路と、前記スイッチング素子又は前記リアクトルを流れる電流
を検出するための電流検出器と、基準電圧源と、前記基準電圧源の基準電圧と前記電圧検出回路から得ら
れる検出電圧との差に対応する電圧を形成する差信号形
成回路と、前記交流電源端子の交流電圧よりも十分に高い周波数で
三角波を発生する三角波発生回路と、前記差信号形成回路の出力電圧と前記三角波との合成電
圧を形成する合成回路と、前記電流検出器から得られる電流検出波形と前記合成回
路から得られる合成電圧との電圧比較出力を発生する電
圧コンパレータと、前記三角波に同期して前記スイッチング素子をオフ状態
からオン状態に転換させ、前記電圧コンパレータの出力
に同期して前記スイッチング素子をオン状態からオフ状
態に転換させる制御パルスを形成して前記スイッチング
素子に与える制御パルス形成回路とを備えた直流電源装
置において、前記交流電圧の振幅情報を含む電圧を得るための交流電
圧振幅情報検出手段と、前記交流電圧の振幅が所定値以上になった時に前記交流
電源端子を通って流れる入力電流の振幅を制限するよう
に前記合成電圧の電圧レベルを制御するために前記交流
電圧振幅情報検出手段と前記合成回路との間に接続され
た電圧電流非直線性素子とが設けられていることを特徴
とする直流電源装置。
【請求項２】正弦波の交流電圧が供給される交流電源
端子と、前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電源端子と前記整流回路との間の交流電源ライ
ンに直列に又は前記整流回路の直流出力ラインに直列及
び／又は並列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記整流回路の出力側に配置されており、前記交流電源
端子の交流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オ
フ動作し、前記インダクタンス回路要素に対するエネル
ギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子よりも出力側に設けられた平滑用
コンデンサと、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を検出
する電圧検出回路と、前記スイッチング素子又は前記リアクトルを流れる電流
を検出するための電流検出器と、基準電圧源と、前記基準電圧源の基準電圧と前記電圧検出回路から得ら
れる検出電圧との差に対応する電圧を形成する差信号形
成回路と、前記交流電源端子の交流電圧よりも十分に高い周波数で
三角波を発生する三角波発生回路と、前記電流検出器から得られる電流検出波形と前記三角波
との合成電圧を形成する合成回路と、前記差信号形成回路から得られる差信号と前記合成回路
から得られる合成電圧との電圧比較出力を発生する電圧
コンパレータと、前記三角波に同期して前記スイッチング素子をオフ状態
からオン状態に転換させ、前記電圧コンパレータの出力
に同期して前記スイッチング素子をオン状態からオフ状
態に転換させる制御パルスを形成して前記スイッチング
素子に与える制御パルス形成回路とを備えた直流電源装
置において、前記交流電圧の振幅情報を含む電圧を得るための交流電
圧振幅情報検出手段と、前記交流電圧の振幅が所定値以上になった時に前記交流
電源端子を通って流れる入力電流の振幅を制限するよう
に前記合成電圧の電圧レベルを制御するために前記交流
電圧振幅情報検出手段と前記合成回路との間に接続され
た電圧電流非直線性素子とが設けられていることを特徴
とする直流電源装置。
【請求項３】正弦波の交流電圧が供給される交流電源
端子と、前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電源端子と前記整流回路との間の交流電源ライ
ンに直列に又は前記整流回路の直流出力ラインに直列及
び／又は並列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記整流回路の出力側に配置されており、前記交流電源
端子の交流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オ
フ動作し、前記インダクタンス回路要素に対するエネル
ギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子よりも出力側に設けられた平滑用
コンデンサと、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を検出
する電圧検出回路と、前記スイッチング素子又は前記リアクトルを流れる電流
を検出するための電流検出器と、基準電圧源と、前記基準電圧源の基準電圧と前記電圧検出回路から得ら
れる検出電圧との差に対応する電圧を形成する差信号形
成回路と、前記交流電源端子の交流電圧よりも十分に高い周波数で
三角波を発生するものであり、前記差信号形成回路の出
力に応答して前記三角波の傾きが変化するように形成さ
れている三角波発生回路と、前記三角波発生回路から得られた三角波と前記電流検出
器から得られた電流検出波形との電圧比較出力を発生す
る電圧コンパレータと、前記三角波に同期して前記スイッチング素子をオフ状態
からオン状態に転換させ、前記電圧コンパレータの出力
に同期して前記スイッチング素子をオフ状態からオン状
態に転換させ、前記電圧コンパレータの出力に同期して
前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に転換さ
せる制御パルスを形成して前記スイッチング素子に与え
る制御パルス形成回路とを備えた直流電源装置におい
て、前記交流電圧の振幅情報を含む電圧を得るための交流電
圧振幅情報検出手段と、前記交流電圧の振幅が所定値以上になった時に前記交流
電源端子を通って流れる入力電流の振幅を制限するよう
に前記差信号形成回路の出力又は前記三角波発生回路の
出力の電圧レベルを制御するために前記交流電圧振幅情
報検出手段と前記差信号形成回路の出力ライン又は前記
三角波発生回路の出力ラインとの間に接続された電圧電
流非直線性素子とが設けられていることを特徴とする直
流電源装置。