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JPH0710073B2 - コヒーレント無線受信機の周波数を急速に制御する方法及びその方法を実施するための装置 - Google Patents

コヒーレント無線受信機の周波数を急速に制御する方法及びその方法を実施するための装置

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JPH0710073B2
JPH0710073B2 JP2502059A JP50205990A JPH0710073B2 JP H0710073 B2 JPH0710073 B2 JP H0710073B2 JP 2502059 A JP2502059 A JP 2502059A JP 50205990 A JP50205990 A JP 50205990A JP H0710073 B2 JPH0710073 B2 JP H0710073B2
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JP
Japan
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signal
sequence
state
viterbi
adaptive
Prior art date
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JP2502059A
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デント，ポール ウイルキンソン
Original Assignee
テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン filed Critical テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン
Publication of JPH03503828A publication Critical patent/JPH03503828A/ja
Publication of JPH0710073B2 publication Critical patent/JPH0710073B2/ja
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
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    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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  • Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Other Investigation Or Analysis Of Materials By Electrical Means (AREA)
  • Steroid Compounds (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、妨害を受けるチヤネルを介して、少なくとも
一つの同期シーケンスと、少なくとも一つのデータ・シ
ーケンスとを含む信号シーケンスを受信するコヒーレン
ト無線受信機の周波数を急速に制御する方法であつて、
前記方法は次の信号処理ステツプ、即ち、 受信した信号シーケンスをベース・バンドの信号に変換
するステツプと、 前記ベース・バンドの信号を解析用の信号プレーンにお
ける信号点にA/D変換するステツプと、 前記同期シーケンスから得た適応信号を用いて優勢な妨
害に対して所望の状態数を有するビタビ・アルゴリズム
を適用し、前記適応信号の数がビタビ・アルゴリズムの
状態数に等しいステツプと、 データ・ビツト・シーケンスを最終的に決定するように
信号解析プレーンにおける信号点のシーケンスをビタビ
解析するステップと を備えている。
背景技術 多くの無線送信システム、例えば、時分割されたいわゆ
るTDMAシステムでは、送信機及び受信機がよく同期され
ていることが重要である。特に、コヒーレント送信シス
テムの場合に、受信機の局部周波数発生器が送信機の周
波数に非常に正確に同期されていることも極めて重要で
ある。このような無線送信システムの装置の構成は、19
87年米国フロリダ州タンパのIEEE車両技術から発行され
たスイエルンバル、ヘツドバーク及びエツケマーク（Sj
ernvall、Hedberg、Ekemark）による論文「狭帯域シス
テムの無線試験パフオーマンス（Radio Test Performan
ce of Narrowband System）」に説明されている。
受信機の周波数が少なくとも粗に設定された受信機にお
ける周波数誤差は、周波数誤差計算装置により検出され
る。また、制御プロセツサが前の信号シーケンスのとき
に得た補正量と、検出した周波数誤差とに従つて新しい
各送信信号シーケンスの補正信号を発生する。この補正
信号は、制御可能な局部発振回路、前述の文献によるい
わゆる周波数シンセサイザに送出される。この周波数シ
ンセサイザは混合信号を発生するように構築されてお
り、その周波数が制御プロセツサの信号に従つて補正さ
れる。この信号はデイジタルであり、実際ではデイジタ
ル・アナログ変換器によりアナログ形式に変換されて局
部発振器に送出される。従つて、局部発振器の出力周波
数を調整することができるステツプ数は、この変換器が
変換し得る２進のビツト数に依存している。比較的に小
型かつ簡単な変換器を用いたときは、局部発振器の最大
周波数変化範囲が狭いか、又は周波数ステツプ数が比較
的に大きくなる。
前述の型式のシステムでは送信信号が妨害を受けること
がある。これらの妨害即ち擾乱は、例えば雑音重畳信号
の形式、又は建物、山岳等の反復反射を原因とするマル
チプル・パス伝搬の形式を取り得る。これは、ノルウエ
ーの技術雑誌テレクトロニク1987年第１号（Telektroni
kk Nr1、1987）に発表されたトルライブ・マセンク（To
rleiv Maseng）及びオツド・トランデム（Odd Trande
m）の論文「適応デイジタル位相変調（Adaptive digita
l phase modulation）」に説明されている移動無線送信
の場合に、しばしば発生する。この論文は、等化器とし
て適応ビタビ・アナライザ形式の等化器に関連するコヒ
ーレント無線受信機を説明している。送信信号は、以上
で述べたように、同期シーケンス及びデータ・シーケン
スを含む周期的に発生する信号シーケンスを有する。そ
の信号は、アナログ・デイジタル変換器において前述の
方法により周波数混合されてメモリに記憶される。適応
ビタビ・アナライザは同期シーケンスを用いてチヤネル
の主要な伝送特性に適応される。これらの伝送特性は主
として前記マルチプル・パス伝搬により決定され、デー
タ・シーケンスは元の送信信号の内容を抽出するため
に、適応ビタビ・アナライザーにより解析される。
1987年11月15日〜17日、東京、IEEE/IEICE世界通信会議
（IEEE/IEICE Global Communication Conference）にお
いてフランツ・バウアー（Franz Bauer）による論文
「符号化８−DPSK変調及び微分コヒーレント検出‐フエ
ーデイング・チヤネルの効果的な変調機構（Coded8-DPS
K Modulation with Diferen-tially Detection-An Effi
cient Modulation Scheme for Fading Channels）」
は、ビタビ・アナライザを備えた無線受信機を説明して
いる。このビタビ・アナライザは受信信号の周波数を制
御するのに寄与する。この論文によると、ビタビ・アナ
ライザは固定的に設定され、例えばチヤネル条件におけ
る変動を取り扱うように適応することはできない。
ビタビ・アナライザに適用されたビタビ・アルゴリズム
についての更に詳細な説明は、1983年アデイソン・ウエ
スレー（Addison-Wesley）、リチヤード・Ｅ・ブラハツ
ト（Richard E Blahut）による「誤り制御コードの理論
及び実際（Theory and practice of error control cod
es）」の第12章に記載されている。
発明の開示 技術雑誌テレクトロニツクに発表された前記論文は、信
号送信中に小さな周波数ドリフトが発生することがあ
り、これが受信ビツトの連続的な位相シフト形式により
表わされることを述べている。位相シフトが小さいとき
は、補正を必要としない。しかし、位相シフトが所定値
に達すると、データ・シーケンスを解析する際にビタビ
・アナライザムに判断誤りが発生する恐れがある。本発
明は、ビタビ解析において発生する状態を利用する考え
に基づき、ビタビ・アナライザにより解析用の信号の位
相を調整する。このために、全てのビタビ・アナライザ
の状態を用い、かつ前述の位相調整を行なうために、各
状態につき抽出した値を解析する信号と比較する。本発
明は、添付した請求の範囲に記載する特徴を有する。
図面の簡単な説明 以下、第１図から第９図を参照して、本発明の一実施例
を更に詳細に説明しよう。即ち、 第１図は公知の無線受信機を示すブロツク図、 第２図は時分割送信システムにおける信号シーケンスを
示す図、 第３図は信号変調による複素数座標系を示す図、 第４図は時間シフトされたビツト・シーケンスを示す
図、 第５図は公知の適応ビタビ等化器のブロツク図、 第６図は信号点を有する複素数座標系を示す図、 第７図は本発明の周波数制御機能に関するビタビ等化器
のブロツク図、 第８図は信号点間の距離及び角度偏位を有する数値座標
系を示す図、 第９図は他の信号シーケンスを示す図である。
本発明を実施する最良の態様 第１図はデイジタル形式の情報の時分割伝送に関連する
システムに用いることを意図した無線受信機を概要的に
示す。受信信号Ｓは、低周波及び中間周波数段を有する
受信機段１において公知の方法により混合される。受信
機段１は、局部発振器２、例えば周波数シンセサイザか
ら高周波及び中間周波数を入力している。混合された信
号は、アナログ・デイジタル変換器によりベース・バン
ド信号に変換されてバツフア３内のメモリに記憶され
る。バツフアから、等化器と、周波数誤差を計算する手
段とが含まれているブロツク４に信号が送出される。こ
の周波数誤差を計算する手段は、予測した即ち検出した
前記信号の位相位置に関連して連続的に変化した受信信
号の位相位置に基づいて周波数誤差を計算する計算装置
を備えたものでもよい。周波数誤差に関連するデータは
制御プロセツサ５に供給され、制御プロセツサ５は局部
発振器の周波数を補正するための制御信号を計算する。
この制御信号はデイジタル値であり、D/A変換器６によ
り変換されてから局部発振器２に送出される。D/A変換
器２は限られたビツト数でのみ変換をするので、局部発
振器が発生する混合信号は、小さな増分により変化す
る。これは、残留周波数誤差をもたらし、これが送信信
号に誤差を発生させる原因となる。また、このような周
波数誤差は、周波数を更に正確に制御する受信機に誤差
を発生させることにもなる。
ブロツク４は受信信号Ｓに対応した出力信号S1を発生す
る。出力信号S1はブロツク７に送出され、ブロツク７に
はチヤネル・デコーダと、音声デコーダと、デコードさ
れた信号S1をアナログの音声信号に変換する手段とが備
えられている。この音声信号はウラドスピーカ８に送出
される。
以上で簡単に説明した型式の無線受信機は、時分割信号
伝送に関連したシステムに備えられてもよい。このシス
テムは第２図に示すように、Ｎ個の時分割チヤネルを有
する。各ユーザは信号周波数を伝送する期間で所定のタ
イム・スロツトｎが割り付けられる。各信号シーケンス
は同期シーケンスS0と、転送すべき情報を含むデータ・
シーケンスD0とを有する。本発明では関連する信号シー
ケンスにおける信号がコヒーレントであり、このような
コヒーレント信号の一例を第３図に示す。この信号は、
実数軸をＩ、複素軸をＱにより表わす複素数座標系にお
いてベクトルV0により表わされる。送信された“1"は位
相回転が正方向の1/4回転に対応し、一方送信された
“0"は位相回転が点Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤ間で負方向の1/4
回転に対応する。ベクトルV0は、その実数部及び虚数部
が通常の方法により、又は正のＩ軸に対するその長さ及
びその角度に関する極座標により与えられる。
送信された各“1"及び“0"は信号シーケンス、いわゆる
ビツト時間において所定の時間間隔を取る。第４図は信
号図を概要的に示し、Ｔが時間を示し、t0がビツト時間
を示している。前述のように、送信された信号は、送信
機と受信機との間を直接路と、山岳、建物等の信号反射
による１以上の経路とを介して受信機に到達することが
できる。反射信号は、直接信号よりも長い経路を伝搬
し、直接信号と反射信号との間に時間シフトt1を発生さ
せる。時間シフトt1は数ビツト時間にも達し、受信信号
Ｓの符号間干渉の原因となる。ビツト時間が短ければ、
それだけ時間シフト内で適合するビツト数が多くなり、
符号間干渉の影響が大きくなる。
前述のように、第１図の実施例における受信機は等化器
を備えている。混合され、かつデイジタル化された受信
信号は、正確に元の送信信号の内容を抽出できるよう
に、等化器により処理される。第５図に従つて構築され
た本発明の受信機の場合に、等化器は、公知の方法によ
り、適応ビタビ・アナライザ10を備えている。この適応
ビタビ・アナライザ10は、ビタビ・アナライザに入力さ
れる信号の周波数を制御するように、本発明に従つて用
いられる。適応等化器としてビタビ・アナライザを用い
ることは、雑誌テクトロニクに発表された前記論文に説
明されており、以下、その概要を第５図を参照して説明
する。適応ビタビ・アナライザ10は乗算器を介して第１
図に示すバツフア３に接続されている。このバツフアは
相関回路12にも接続されており、また相関回路12は更に
フイルタ回路13に接続されている。フイルタ回路の出力
は適応ビタビ・アナライザに接続されている。この適応
ビタビ・アナライザは所望数の条件Ｍ＝2mを有する。た
だし、ｍ＝2,3・・・である。
ビタビ・アナライザは、以下の方法により、信号シーケ
ンスの期間で優先するチヤネルの状態に適応される。第
２図に示すように、受信信号のシーケンスには同期シー
ケンスS0が含まれており、これを相関回路12がバツフア
３から受信する。公知の信号シーケンスは相関回路に記
憶され、相関回路は公知の信号シーケンスのビツト・パ
ターンと受信した同期シーケンスの波形とを比較する。
相関回路はフイルタ回路13に信号Ｆを送出し、フイルタ
回路13ではフイルタが受信した信号シーケンス、いわゆ
るチヤネル検出の期間でチヤネルの伝送特性に対応する
ように構築されている。適当ビタビ・アナライザ10は、
バツフア３からデータ・シーケンスD0を入力し、フイル
タ回路13からの信号Ｇを用いて伝統的な多くのビタビ計
算を実行することによりデータ・シーケンスD0の内容を
判断することができる。例えば、適応ビタビ・アナライ
ザ10が受信したD0における信号点のうちの一つが、第６
図に示すように、点E1に存在するものと仮定する。この
点の位置は、何よりも送信機及び受信機が同期している
精度の度合いによる。適応ビタビ・アナライザ10の完全
な解析に続き、最終的なビツト・シーケンスの判断があ
る。このビツト・シーケンスは、第１図に従つて音声信
号の変換を行なうために出力信号S1により送信される。
前述のように、受信したビツトは連続的に位相シフトさ
れており、条件が悪いときにこの位相シフトが大きく、
ビツトが第３図の点Ａ、Ｂ、Ｃ又はＤのいずれかとなる
可能性は殆どないものにする。この問題は、本発明に従
つて解決されるものであり、適応ビタビ・アナライザ10
の状態及び遷移を用いて受信した信号シーケンスの周波
数を制御する。この周波数制御は各状態について実行さ
れ、受信した信号点の位相位置における連続的なシフト
に対応する。
前述の実施例では、信号点が座標Ｉ、Ｑを有する複素数
座標系において与えられたことに注意すべきである。こ
れを第５図に、各座標に付き１パスとした２重信号パス
により示した。信号点、例えば第６図の信号点Ｅは、半
径Ｒ及び角度φにより表わすことができる。
以下、第７図及び第８図を参照して説明する本発明の一
実施例によれば、前述の適応ビタビ・アナライザを高速
の周波数制御用に用いることができる。第７図は適応ビ
タビ・アナライザ10を相関回路12及びフイルタ回路13と
共に示す。適応ビタビ・アナライザは、同期シーケンス
を用い、第５図を参照して以上で説明した方法により適
応される。前述のように、適応ビタビ・アナライザは、
この実施例によると、Ｍ＝2m、２、３……個の個別的な
状態により機能し、入力信号は各状態について分岐19に
より分岐される。入力信号点はETにより表わされる。た
だし、添字Ｔはその信号点が時間点Ｔのものであること
を意味する。第７図では信号処理手順を第１の状態につ
いてのみ示し、残りの状態の信号点については点線によ
り示す。信号点ETは第８図にも示されており、位相シフ
タ20に入力されている。第１の状態での位相シフタ20は
ETを点ET,1にシフトしている。ただし、添数は状態数を
表わす。ET,1は角度VV,1だけシフトされ、この角度VT,1
は時間Ｔで第１の状態について検出された補正となる。
信号点ET,1は比較回路21に送出され、比較回路21はフイ
ルタ回路13から検出された信号点値U1 Kを入力してい
る。参照符号U1 Kの添数１は第１の状態を指し、文字Ｋ
は状態間の関連遷移を指し、例示した実施例の場合に２
つの値Ｋ＝０及びＫ＝１のうちの一つを取ることができ
る。信号点U1 0及びU1 1は第８図に示されており、それぞ
れET,1指定のΔφT,1 0及びΔφT,1 1に関連した角度偏差
を有する。信号点ET,1〜U1 0、ET,1〜U1 1間の距離はそれ
ぞれΔST,1 0及びΔST,1 1により表わされる。比較回路21
は信号ET,1の位置をそれぞれU1 0及びU1 1と比較する動作
をし、前記角度偏差ΔφT,1及び距離ΔST,1 kを計算す
る。比較回路21は信号ΔφT,1 kを制御ループ・フイルタ
22に、信号ΔST,1 Kを適応ビタビ・アナライザ10におけ
る第１の状態に送出する。この例での適応ビタビ・アナ
ライザは、そのパス・メモリにおける最良のパスを選択
することにより、遷移Ｋ＝０又はＫ＝１のうちのいずれ
が最良の遷移であるのかを判断する。このようにして得
た、K1により表わす値を用いることにより、制御ループ
・フイルタ22の内部可変値のうちのいずれを選択し、次
の状態No.1.に関連する制御回路の内部状態として残す
べきかを判断する。実施例の場合では、ビタビの状態遷
移原理により、K1＝０又は１なので、状態１又はM/2＋
１の制御回路の変数が状態１の新しい制御変数となる。
ビタビ格子における同様の計算は、制御ループ・フイル
タ22の内容を含むビタビ状態内容の状態１又はM/2＋１
のいずれかを残して状態２の新しい内容とするのかを判
断する。同様に、この２進数の例におけるビタビの状態
遷移原理は、状態ｉ又は状態（M/2＋ｉ）の内容のいず
れを残して状態2i−１及び2iの新しい内容とするのかを
判断する。
非２進信号を想定した、又は２以上前の状態を有し、次
の状態として残すように競争させる更に一般的なビタビ
・アルゴリズムでは、残つた制御ループ・フイルタ22の
前の状態値が次の制御回路の状態値となる。
制御ループ・フイルタの値は、例えば、雑音のために急
速な変動をろ波するように指定された過去の角度偏差Δ
φT,1 K1及び残つた遷移K1のΔφT,1 K1の積分値IT、Kと、
既知のサーボ制御理論により残つたΔφT,1 K1値を用い
て更新可能な周波数誤差の検出値FT,1（位相の時間微
分）とからなるものでよい。このようにして信号VT,1に
対応する位相補正信号Ｖが得られ、第１の状態について
入力信号点の位相を連続的にシフトさせる。時間Ｔ＋Δ
ＴでIT,K、ΔφT,1 K1及びFT,1を用い、状態１について
次の位相値を検出するときは、例えばいわゆるPID（比
例積分微分動作）コントローラを構築してもよい。制御
ループ・フイルタ22における制御アルゴリズムのパラメ
ータをプログラムすること、更に観測した受信信号の特
性に従つて選択することも可能であるといえる。
前述のように、入力信号点ETを分岐させることにより、
各状態について分岐することができる。各分岐は位相補
正信号により位相シフト20においてそれ自体が位相シフ
トされ、この位相補正信号は第１の状態に関連して前述
した方法により、各状態それ自体について計算される。
しばしば「メートル」により表わされる距離差も各状態
自体について前記に従つて計算される。距離差は適応ビ
タビ・アナライザ10において公知の方法により処理さ
れ、解析の結果は一連のビツトとなり、一連のビツトは
例えば第１図を参照して前述した方法により、音声信号
に変換される。
本発明は説明した実施例により、ビタビ・アナライザを
用いることが可能ならば、信号伝送装置に適用すること
ができる。利用可能な変調形式の例には、QAM変調、直
角振幅変調、GMSK変調又はガウシヤン最小シフト・キー
イングがある。
GMSK変調は1988年10月12日〜14日、ドイツ連邦共和国ウ
エストフアーレンのハーゲンでのデイジタル・セルラー
無線会議の会議報告（Conference Proceedings,Digital
Cellular Radio Conference）において、ウルリヒ ラ
ンゲベルポツト（Langewellpott）による論文「変調、
符号化及びパフオーマンス」に詳細に説明されている。
以上、ビタビ・アナライザに入力する信号の位相を制御
する構成を説明した。更に、本発明は、前述の構成の用
いて適用可能な周波数制御方法にも関連する。好ましい
とする方法には、次のステツプが含まれる。即ち、 受信した信号シーケンスＳは既知の周波数と混合されて
ベース・バンド信号を形成する。この信号はアナログ・
デイジタル変換器により信号点（Ｉ、Ｑ）に変換されて
記憶される。受信信号は、例えばマルチプル・パス伝搬
により信号伝送中に妨害を受け、またデータ速度が比較
的に高いので、符号間干渉が発生し易い。従つて、受信
信号は等化され、本発明の方法の場合ではビタビ・アル
ゴリズムを用いて行なわれる。このアルゴリズムは、公
知の方法により同期シーケンスS0を用い、優勢なチヤネ
ル条件に適応される。送信されたデータ・シーケンスD0
は、データ・シーケンスのビツト・シーケンスを抽出す
るように、ビタビ・アナライザによる比較的に多数の計
算ステツプにより解析される。本発明の方法は次の付加
的なステツプを有する。
入力信号点Ｅは同一の信号点に分岐され、その数は選択
したビタビ・アルゴリズムの状態数に等しい。第１の状
態の場合に、信号点の位相は、Ｔで第１の状態について
検出された位相補正である角度VT,1によりシフトされ
る。位相シフトは次の方法による変更される。位相シフ
トされた信号点ET,1は、信号点U1 Kと比較される。これ
らの信号点は、ビタビ・アルゴリズムをチヤネルに適応
した際に公知の方法により信号シーケンスの同期シーケ
ンスS0から得られる。比較をする際は、複素数座標系
Ｉ、Ｑにおける角度偏差ΔφT,1 K及び距離ΔST,1 Kをビ
タビ・アルゴリズムにおける各遷移について計算する。
２つの遷移Ｋ＝０又はＫ＝１のうちの最良の遷移は、公
知の方法によるビタビ解析により距離ΔST,1 Kの用い、
各場合について判断される。計算された角度偏差Δφ
T,1 Kのうちの一つは、選択したＫの値に従つて制御ルー
プ・フイルタ22のうちの一つの内部値と共に、選択され
る。選択された値のΔφT,1を用いて公知の制御理論に
より選択された制御回路の値を更新し、更新した値が新
しい後継状態の制御回路値となる。このようにして位相
補正信号VTが得られ、これが第１の状態についての新し
いVT,1となる。従つて、残りの状態について角度シフト
信号を計算し、残りの信号点ETを位相シフトしてからビ
タビ・アナライザに従つて解析をする。同様の方法によ
り、次の入力信号点の位相補正が連続的に計算される。
送信された信号シーケンスのフオーマツトは、同期シー
ケンスS0及び次のデータ・シーケンスD0を備えており、
第２図を参照して説明した。第９図は他の信号シーケン
スのフオーマツトを示し、信号シーケンスの中心に同期
シーケンスS0を配置し、両側のデータ・シーケンスD1及
びD2により囲まれている。本発明による受信機は、当該
受信機の周波数を次の方法により制御するように、構築
されてもよい。
前述のように、ビタビ・アナライザは同期シーケンスS0
により適応される。D1の復調は点D11から開始し、点D21
で終結する。次いでD2の復調が続き、これが点21から開
始して点D22で終結し、以下同様となる。これと共に、
データ・シーケンスD1のΔφT,1 Kに対応する角度が連続
して計算される。また、角度値は前述の方法により、低
域通過のフイルタ処理及び積分処理される。続いて対応
するデータ・シーケンスD2の計算が実行され、D1から残
存する最良状態の制御ループ・フイルタ22における最終
値を用いて制御回路の開始値を導出し、D2を復調するこ
とができる。送信した信号シーケンスが第９図に示すフ
オーマツトを有するときは、好ましいものとして受信信
号をアナログ・デイジタル変換した後にメモリに記憶す
ることが必要なことを理解すべきである。このようなメ
モリは、第２図に示すような信号フオーマツトの場合に
は必要としない。
前述の実施例の場合に、送信した信号シーケンスS0、D0
は第３図を参照して説明した方法により２進数に変調さ
れた。信号シーケンスを復調するために用いた適応ビタ
ビ・アナライザ10は、２進符号の２レベルに対応する状
態間で２通り可能な遷移を有する。送信した信号シーケ
ンスがいくつかの変調レベルを有する場合には、本発明
を適用することもできる。このようなレベルは、信号が
前述のQAM変調原理に従つて変調された場合にしばしば
存在する。このような変調及び本発明の周波数制御を達
成する場合に用いるビタビ・アナライザは、状態間にい
くつかの遷移が可能である。特に、遷移数は選択した変
調形式における変調レベル数に等しい。フイルタ回路か
らの適応信号における信号点U1 K数も増加する。第７図
及び第８図を参照して説明した実施例では、信号点の数
がＫ＝０及びＫ＝１の２である。更に一般的な変調形式
の場合に、信号点の数は変調レベル数に等しく、角度偏
差ΔφT,1 Kの数及び距離ΔST,1 Kも変調レベル数に等し
い。
各状態について信号点ETを分岐19により構築した方法及
び装置を、以上、第７図を参照して説明した。全ての分
岐‐信号点は同時に互いに平行する分岐により処理さ
れ、各分岐は位相シフト20、比較回路21及び制御ループ
・フイルタ22を備えている。しかし、本発明によれば、
前述の並列信号処理手順を採用する代わりに、個別的な
状態についての分岐信号点ETを時点Ｔで逐次的に処理す
ることができる。このような他の場合に、信号点ETはメ
モリに記憶され、分岐信号点は逐次的に供給される。各
状態についての分岐信号点は、第１の状態のときは第７
図を参照して説明した方法により処理される。個別的な
状態の位相補正信号Ｔはメモリに記憶され、前述の方法
により用いられて次の入力信号点を連続的にシフトさせ
る。
本発明は入力信号点信号点ET,1に適用する代わりとし
て、適応信号U1 Kに各状態についての位相補正信号Ｔを
印加することだけで十分に実施可能であるということが
できる。

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】妨害を受けるチャネルを介して、少なくと
    も一つの同期シーケンスと、少なくとも一つのデータ・
    シーケンスとを含む信号シーケンスを受信するコヒーレ
    ント無線受信機の周波数を高速に制御するために、次の
    信号ステップ、即ち： ‐受信した信号シーケンスをベース・バンドの信号に変
    換するステップと、 ‐前記ベース・バンドの信号を信号プレーンにおける解
    析用の信号点にA/D変換するステップと、 ‐前記信号シーケンスから得た適応信号を用いて優勢な
    チャネル妨害に所望数の状態を有するビタビ・アルゴリ
    ズムを適応させ、前記適応信号の数が前記ビタビ・アル
    ゴリズムにおける状態数に等しいステップと、 ‐前記データ・シーケンスのビット・シーケンスを最終
    的に決定するように、比較的に多数の計算ステップによ
    り前記データ・シーケンスにおける解析用の信号点をビ
    タビ解析するステップとを備えた方法において、 前記方法は更に信号処理ステップとして： ‐時点（Ｔ）で前記解析用の信号点（ET）のうちの一つ
    を分岐信号点（ET）に分割し、その数がビタビ・アルゴ
    リズムの状態数に等しいステップと、 ‐補正された信号点（ET,1）を得るように、各状態に関
    連されている角度（VT,1）により各状態の分岐信号点
    （ET）を位相シフトするステップと、 ‐各状態について補正された信号点（ET,1）と信号点
    （U1 0、U1 1）を有する当該状態についての適応信号（U1
    K）とを比較し、その数が前記ビタビ・アルゴリズムに
    おける状態遷移の可能数に等しいステップと、 ‐補正した信号点（ET,1）と信号点（U1 0、U1 1）との間
    の各状態角度偏差（ΔφT,1 K）について計算するステッ
    プと、 ‐前記ビタビ・アルゴリズムに従って前記距離（ΔST,1
    K）の各状態について計算を行なうステップと、 ‐これらの計算に基づいて前記遷移（K1）のうちの一つ
    を各状態について選択するステップと、 ‐信号点（ET,1）と適合信号（U1 K）との間で選択され
    た遷移（K1 1）の角度偏差（ΔφT,1 K）を各状態につい
    て個々に計算するステップと、 ‐制御ループ・フィルタ・アルゴリズム（22）に前記角
    度偏差（ΔφT,1 K）を入力して各状態について位相補正
    信号（Ｖ）を計算するステップと、 ‐各状態について個々に前記計算された位相補正信号
    （Ｖ）を用いて前記データ・シーケンス（D0）における
    次の入力分岐信号点（ET）か、又は前記適応信号
    （U1 K）かを位相シフトさせるステップと を含むことを特徴する前記方法。
  2. 【請求項２】請求項１記載の方法において、前記ビタビ
    ・アルゴリズムの各状態について、前記選択された遷移
    （K1）により示される前記制御ループ・フィルタ（22）
    の前の状態を用いて前記制御ループ・フィルタ（22）の
    内部状態を再度初期化し、前記制御ループ・フィルタ・
    アルゴリズムには所望の信号位相トラッキング動作を発
    生するように低域通過のフィルタ処理、積分処理又は微
    分処理を含むことを特徴とする前記方法。
  3. 【請求項３】請求項１又は２記載の方法において、次の
    信号シーケンスの処理の開始時に前記位相補正信号
    （Ｖ）と、前記制御ループ・フィルタ・アルゴリズムと
    の適当な初期基準とを判断するために、前記信号シーケ
    ンス（S0、D0）のうちの一つの処理を終了する際に前記
    位相補正信号（Ｖ）と、前記制御ループ・フィルタ（2
    2）の内部基準との最終値を用いることを特徴とする前
    記方法。
  4. 【請求項４】前記信号シーケンスがデータ・シーケン
    ス、同期シーケンス及び他のデータ・シーケンスの時間
    シーケンスからなり、かつ少なくとも第１のデータ・シ
    ーケンスが前記ビタビ解析の前に記憶される請求項１、
    ２又は３記載の方法において、前記第１のデータ・シー
    ケンスを処理して前記位相補正信号（Ｖ）と、前記制御
    ループ・フィルタ・アルゴリズムとの適当な初期状態を
    判断し、第２のデータ・シーケンスを開始した後に、前
    記位相補正信号（Ｖ）の最終状態と、前記制御ループ・
    フィルタ・アルゴリズムとを用いることを特徴とする前
    記方法。
  5. 【請求項５】妨害を受けるチャネルを介して、少なくと
    も一つの同期シーケンスと、少なくとも一つのデータ・
    シーケンスとを含む信号シーケンスを受信するコヒーレ
    ント無線受信機を備えた請求項１記載の方法を実施する
    ために、 ‐信号を受信し、受信した信号シーケンスをベース・バ
    ンドの信号に変換する受信機段と、 ‐前記受信機段に接続され、前記ベース・バンドの信号
    を解析用の信号点に変換するA/D変換器と、 ‐前記A/D変換器に接続されると共に適応回路を有する
    適応ビタビ・アナライザを備え、更に所望数の状態を有
    し、適応信号を用いて前記チャネルで優勢な妨害に適応
    され、前記適応信号の数が状態の数に等しく、かつ前記
    適応回路により前記信号シーケンスから導出されるビタ
    ビ・アナライザとを備えると共に、前記ビタビ・アナラ
    イザが比較的に多数の前記計算ステップにより前記デー
    タ・シーケンスにおける解析用の信号点を処理して、前
    記データ・シーケンスのビット・シーケンスを最終的に
    判断する装置において、更に ‐時点（Ｔ）で解析用の信号点（ET）のうちの一つを分
    岐信号点に分割するように動作し、その数が前記ビタビ
    ・アナライザ（10）の状態数（Ｍ）に等しい信号分割回
    路（19）と、 ‐前記信号分割回路（19）に接続され、かつ前記状態に
    属する角度値（VT,1）を介して各状態の分岐信号点を位
    相シフトするように動作することにより、補正された信
    号点（ET,1）を形成する位相シフタ（20）と、 それぞれその位相シフタ（20）と、前記適応回路（13）
    とに接続されると共に、各状態について補正された信号
    点（ET,1）と、信号点（U1 0、U1 1）を有する状態につい
    ての適応信号（U1 K）とを比較するように動作し、その
    状態の数が前記適応ビタビ・アナライザ（10）でそれぞ
    れ可能とする状態遷移（Ｋ＝０、Ｋ＝１）に対応し、 前記補正された信号点（ET,1）と、前記適応信号の信号
    点（U1 0、U1 1）との間の各状態について、距離（ΔST,1
    K）及び角度偏差（ΔφT,1 K）を計算し、前記距離（ΔS
    T,1 K）を前記適応ビタビ・アナライザ（10）における各
    状態に送出する比較回路（21）と、 ‐それぞれその比較回路（21）及び前記ビタビ・アナラ
    イザにおける対応する状態に接続された制御回路（22）
    とを備えると共に、 前記適応ビタビ・アナライザ（10）は各状態（Ｍ）につ
    いてのアルゴリズムに従って、前記距離（ΔST,1 K）
    と、これらの計算とに基づいて計算を実行し、前記比較
    回路（21）からその制御ループ・フィルタ（22）へ前記
    選択した遷移（K1）を送出し、前記制御ループ・フィル
    タ（22）はその比較回路（21）から前記角度偏差（Δφ
    T,1 K）を獲得し、かつ選択した遷移（K1）に対応する
    （ΔφT,1 0、又はΔφT,1 1）を処理し、前記信号処理
    は、前記位相補正信号（Ｔ）の検出を各状態について個
    々に計算するように、積分、微分又は他のフィルタ処理
    を含む公知の制御論理に従った制御ループ・フィルタ・
    アルゴリズムを構成している ことを特徴とする前記装置。
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