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JPH0691741B2 - 電力変換器 - Google Patents

電力変換器

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Publication number
JPH0691741B2
JPH0691741B2 JP2170375A JP17037590A JPH0691741B2 JP H0691741 B2 JPH0691741 B2 JP H0691741B2 JP 2170375 A JP2170375 A JP 2170375A JP 17037590 A JP17037590 A JP 17037590A JP H0691741 B2 JPH0691741 B2 JP H0691741B2
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JP
Japan
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current
circuit
power converter
electronic switch
control
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JP2170375A
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ハンス・ニーダーライター
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ジーメンス・アクチエンゲゼルシヤフト
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Publication date
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Publication of JPH0349557A publication Critical patent/JPH0349557A/ja
Publication of JPH0691741B2 publication Critical patent/JPH0691741B2/ja
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    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電力変換器主電流回路に配置された第１の電
子スイッチと、該第１の電子スイッチに直列に配置さ
れ、ランプ状電流パルスが通流する電流センサとを備え
た電流実際値形成用回路装置を有するスイッチングする
電力変換器であって、前記第１の電子スイッチの制御入
力側は、制御回路の制御出力側と接続されており、該制
御回路の入力側は、電流実際値形成用回路装置の出力側
と接続されており、該回路装置の制御出力側に送出され
る制御パルスのシーケンス周波数および／またはデュー
ティ比は、ランプ状電流パルスの時間的に上昇する瞬時
値が基準値と比較されるように電流実際値に依存して制
御される電力変換器に関する。
従来の技術 この種の電力変換器はドイツ連邦共和国特許公告第3800
9号公報から公知である。公知の電力変換器では、スイ
ッチングトランジスタがクロック発生器により、一定の
動作周波数の投入接続パルスで制御される。出力電圧を
制御するためにデューティ比、すなわち電力スイッチン
グトランジスタの投入接続時間の、周期期間に対する商
が変化される。直流電力変換器の出力側で過負荷が生じ
た際には構成素子を保護するため電流が電力回路で制限
される。このことは投入接続時間を短縮することによ
り、出力電力を低下して行われる。その際スイッチング
トランジスタは、当該スイッチングトランジスタを流れ
る電流の測定実際値が所定の限界値を上回ると直ちに遮
断される。
公知の電力変換器はこの目的のために、電流センサとし
ての電流変換器を備えた電流制限回路を有している。し
かしスイッチングトランジスタを流れる電流パルスに
は、このスイッチングトランジスタの投入接続および二
次側で作用する電力半導体の投入接続による投入接続電
流ピークが重畳されている。この電流ピークを電流実際
値として検出したのでは、電力回路は不必要に早期に電
流制限してしまうこととなる。この投入接続電流ピーク
の影響を回避するため、公知の電力変換器の電流センサ
にはローパスフィルタとしてのRCフィルタが後置接続さ
れており、これにより投入接続電流ピークの電圧から保
護されている。このようにしてスイッチングトランジス
タの遮断が誤って早期に、投入接続電流ピークによって
トリガされることが回避されている。
しかしRC素子は所定の電流に対してしか理想的に設定す
ることができない。そのためこの種のローパスフィルタ
の使用では、比較的狭い電流範囲でしか所望の結果が得
られない。
発明が解決しようとする課題 本発明の課題は、冒頭に述べた形式の電力変換器の電流
実際値形成用回路装置を次のように構成することであ
る。すなわち電流センサを流れる電流パルスの投入接続
電流ピークが電流実際値形成の際に及ぼす影響を、可能
な限り広い電流範囲で抑圧するように構成することであ
る。
課題を解決するための手段 上記課題は本発明により、電流実際値形成用回路装置に
は、電流センサと制御回路の入力側との間に配置された
第２の電子スイッチと、該第２の電子スイッチの制御入
力側と前記制御回路の出力側との間に配置された遅延素
子とが設けられており、 該遅延素子により前記第２の電子スイッチは、主電流回
路に配置された第１の電子スイッチの各投入接続フェー
ズ毎に、電流センサを流れるランプ状電流パルスが初期
電流ピークを有する期間中は遮断制御され、当該電流パ
ルスの残りの期間中は導通制御されるように構成して解
決される。
発明の作用 本発明は、冒頭に述べた形式のスイッチング電力変換器
において、ランプ状電流パルスの初期電流ピークの持続
時間は実質的に電力変換器の電流負荷に依存しない、す
なわち電流負荷が変化しても初期電流ピークの持続時間
は変化しないという認識に本発明は基づいている。
この認識に基づき本発明では、遅延素子を設け、これに
より電流パルスの初期電流ピークの期間中はこの電流パ
ルスを検出しないように電子スイッチを制御して、初期
電流ピークの電力制御に及ぼす影響を回避するのであ
る。
本発明の手段により有利には広い負荷領域において正確
な電流制限が得られる。本発明の構成は、出力電流が広
い動作領域にわたって制御されるべきである場合、また
は電流制限が広い領域で調整可能であるべき場合に特に
有利である。
スイッチング電力変換器は次のように構成することがで
きる。すなわち、主電流回路に配置された電子スイッチ
および電流実際値形成用回路装置の電子スイッチが前述
のように１つの共通の制御回路から制御されるように構
成することができる。
請求項２の手段により有利には、電子スイッチとして用
いる電界効果トランジスタのゲートソース容量が遅延素
子の構成要素となる。
請求項３によれば、この容量は付加的コンデンサにより
補充され、理想的な遅延時間が得られる。
請求項４の構成により、制御パルスが電流測定値に及ぼ
す影響が特に小さくなる。
請求項５の手段により、電流実際値形成用回路装置内に
含まれる電界効果トランジスタのソース電極と、主電流
回路に配置された電界効果トランジスタのソース電極と
の有利な接続が得られる。
プッシュプル回路としての電力変換器の有利な構成が請
求項６に記載されている。
請求項７の手段により、電流実際値形成用回路装置の電
子スイッチの容量が電流測定値に及ぼす影響が特に小さ
くなる。その際容量は、接続された電子スイッチの抵抗
とコンデンサにより形成さるRC素子が、電流実際値形成
用回路装置の出力電圧に対し無視し得る程の影響しか与
えないほど小さく選定する。
実施例 本発明を、第１図および第２図に示された実施例に基づ
き、並びに第３図〜第５図の線図に基づき詳細に説明す
る。
第１図に示されたシングルエンド通流形電力変換器で
は、コンデンサ１に入力電圧UE、コンデンサ９に出力電
圧UAが印加される。コンデンサ１に並列に、変成器５の
一時巻線51、電界効果トランジスタ31のソース−ドレイ
ン区間および測定抵抗21から形成される直列回路が接続
されている。変成器５の二次巻線52とコンデンサ９との
間に整流ダイオード61が接続されている。整流ダイオー
ドに続く並列分岐路にはフリーホイールダイオード７が
配置されている。フリーホイールダイオード７とコンデ
ンサ９との間の直列分岐路にはチョークコイル８が配置
されている。測定抵抗21の代わりに電流センサとして場
合により電流変換器を使用することもできる。
電界効果トランジスタ31の制御電極は制御回路10の出力
側ｅに接続されている。制御回路10の測定値入力側c,d
は、電流実際値形成用回路装置２の出力側に接続されて
いる。電界効果トランジスタ31と直接接続された電流セ
ンサ21の端子は、電界効果トランジスタ23のドレイン−
ソース区間を介して制御回路10の実際値入力側端子ｄと
接続されている。電流センサ21の他方の端子は直接端子
ｃと接続している。入力側c,dに並列に、抵抗23および
コンデンサ23aからなる並列回路が接続されている。コ
ンデンサ23aは、電界効果トランジスタ22の有効ドレイ
ン−ソース容量の影響が無視し得るほど小さければ省略
することができる。
電界効果トランジスタ22の制御電極は抵抗41を介して、
電界効果トランジスタ31の制御電極と接続されている。
電界効果トランジスタ22のゲート−ソース区間に並列に
コンデンサ41aが接続されている。
第１図のシングルエンデッド通流形電力変換器では一次
回路の電流が、電界効果トランジスタ31により形成され
る一次電力半導体の投入接続持続中にランプ状に上昇す
る。この電流は抵抗21により形成される電流センサによ
って電圧Umに変換され、制御回路10内で電流制限および
／または電流モード制御のための電流実際値として使用
される。電力変換器の一次側および／または二次側の他
方で作用する電力半導体の容量および遮断過程によって
生じる不可避の投入接続電流ピークが前記のランプ状電
流パルスに重畳される。これは第３図に例として針状の
波形により示されている。この投入接続電流ピークが測
定信号の後続処理の際に大きな障害となり、従ってこの
電流ピークの影響を回避しなければならない。第１図に
示された本発明の回路装置によりこのピークが抑圧さ
れ、信号の後続経過が大きく変化することがない。
公知の比較し得る電力変換器では、投入接続電流ピーク
はローパスフィルタないしRCフィルタにより抑圧され
る。しかしこのような構成では、第４図に示された大電
流に対する曲線Ａと小電流に対する曲線Ｂを比較すれば
わかるように、制御すべき電流の範囲が広い場合は測定
信号の錯誤につながる。というのは、RC素子は所定の電
流に対してしか最適に設定することができないからであ
る。
第１図の電力変換器では、測定信号Umが起動電流ピーク
の持続期間の間、切り換え装置により制御回路10から分
離される。これに対し電流パルスの残りの時間では、測
定信号は完全に導通接続され、それにより実質的に変形
されることがない。第５図の曲線Ｃは回路装置前の測定
信号を、Ｄは回路装置後の測定信号を表す。
第１図では、測定信号Umを投入接続電流のピーク中に制
御回路10から遮断するための切り換え装置として電子ス
イッチ22を用いる。電子スイッチ22は一次回路中のパワ
ースイッチ31の投入接続信号により、しかしΔｔだけ遅
延されて導通接続される。
電子スイッチ22はMOS電界効果トランジスタ22である。M
OS電界効果トランジスタはパワートランジスタ31のゲー
ト電圧UGにより抵抗41を介して制御される。Δｔの時間
遅延は、抵抗41と、電界効果トランジスタのゲート容量
およびコンデンサ41aからなる並列回路の有する容量と
から生じる。
場合によってはコンデンサ41aは省略できる。それによ
り遅延素子では容量として電界効果トランジスタ22のゲ
ート容量のみが作用する。
抵抗23は抵抗41に対して低抵抗であり、電界効果トラン
ジスタ22のソースを電界効果トランジスタ31のソースに
電位的に接続するのに用いる。測定信号Umを著しく変形
させないために、抵抗23は有利には電界効果トランジス
タ22の抵抗値RDSに対して高抵抗である。
第２図には通流形電力変換器がプッシュプル回路で示さ
れている。この電力変換器では、測定信号を制御回路10
に導通接続したり、投入接続電流ピークを制御回路10か
ら離したりする電界効果トランジスタ22は、プッシュプ
ル電力変換器の２つのパワースイッチの投入接続信号に
より制御される。
このプッシュプル電力変換器は第１図のシングルエンド
電力変換器と次の点で異なる。すなわち、１次巻線51と
電界効果トランジスタ31のドレイン−ソース区間からな
る直列回路に対して並列に、別の直列回路が配置されて
いる点で異なる。この直列回路は変成器５の別の一次巻
線と別の電界効果トランジスタ32からなる。その他二次
巻線52と整流ダイオード61からなる直列回路に並列に、
別の二次巻線54および別の整流ダイオード62からなる別
の直列回路が配置されている。さらに、プッシュプル電
力変換器はフリーホイールダイオードを有する必要がな
い点でも異なる。
第２図の電流実際値形成用回路装置は第１図のものと次
の点でのみ異なる。すなわち、電界効果トランジスタ22
の制御電極が付加的抵抗42、およびそのために直列に接
続されたダイオード42aを介して、付加的電界効果トラ
ンジスタ32の制御電極に接続されており、この電界効果
トランジスタは制御回路10の別の制御出力側ｆと接続さ
れており、抵抗41に直列にダイオード41aが接続されて
おり、電界効果トランジスタ22の制御電極は抵抗24を介
して回路装置２の出力端子と接続されている点で異な
る。電界効果トランジスタ22に対する制御電極として電
界効果トランジスタ31と32の制御電圧の半分で十分なら
ば、ダイオード41aと42aは接続により置換することがで
き、抵抗24は省略することができる。第１図と同様に電
界効果トランジスタ22のゲート−ソース区間に対し並列
にコンデンサ41aが配置されている。
第１図と第２図にはそれぞれ直流電力変換器が示されて
いる。しかし起動電流ピークの抑圧は相応に、他のクロ
ック制御電流供給装置、例えば遮断電力変換器に適用す
ることもできる。
発明の効果 本発明により、冒頭に述べた形式の電力変換器の電流実
際値形成用回路装置が次のように構成される。すなわ
ち、電流センサを流れる電流パルスの投入接続電流ピー
クの、電流実際値形成の際に及ぼす影響が、可能な限り
広い電流範囲で抑圧されるように構成される。
【図面の簡単な説明】
第１図は電流実際値形成用回路装置を有するシングルエ
ンド回路の電力変換器のブロック図、 第２図は電流実際値形成用回路装置を有するプッシュプ
回路の電力変換器のブロック図、 第３図は重畳された投入電流ピークを有する電流パルス
の時間的経過の線図、 第４図は種々異なる大きさの電流における従来のローパ
スフィルタの場合の測定電圧の時間的経過の線図、 第５図は電流センサの測定信号と、電流実際値形成用回
路装置の出力側での測定信号を比較して示す図である。 10……制御回路、c,d……測定値入力側、ｅ、ｆ……制
御出力側

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電力変換器主電流回路に配置された第１の
    電子スイッチ（31、32）と、該第１の電子スイッチ（3
    1、32）に直列に配置され、ランプ状電流パルスが通流
    する電流センサ（21）とを備えた電流実際値形成用回路
    装置を有するスイッチングする電力変換器であって、 前記第１の電子スイッチ（31、32）の制御入力側は、制
    御回路（10）の制御出力側（ｅ）と接続されており、 該制御回路（10）の入力側（c,d）は、電流実際値形成
    用回路装置の出力側と接続されており、 該回路装置（10）の制御出力側（ｅ）に送出される制御
    パルスのシーケンス周波数および／またはデューティ比
    は、ランプ状電流パルスの時間的に上昇する瞬時値が基
    準値と比較されるように電流実際値に依存して制御され
    る電力変換器において、 前記電流実際値形成用回路装置（２）には、前記電流セ
    ンサ（21）と前記制御回路（10）の入力側（ｄ）との間
    に配置された第２の電子スイッチ（22）と、該第２の電
    子スイッチ（22）の制御入力側と前記制御回路（10）の
    出力側（ｅ）との間に配置された遅延素子とが設けられ
    ており、 該遅延素子により前記第２の電子スイッチ（22）は、主
    電流回路に配置された第１の電子スイッチ（31）の各投
    入接続フェーズ毎に、電流センサ（21）を流れるランプ
    状電流パルスが初期電流ピークを有する期間中は遮断制
    御され、当該電流パルスの残りの期間中は導通制御され
    ることを特徴とする電力変換器。
  2. 【請求項２】主電流回路に配置された第１の電子スイッ
    チ（31）が電界効果トランジスタ（31）として構成され
    ている場合、前記遅延素子は、電界効果トランジスタ
    （31）の制御電極に前置接続されたオーム抵抗（41）と
    電界効果トランジスタ（31）のゲート−ソース区間とか
    らなる請求項１記載の電力変換器。
  3. 【請求項３】主電流回路に配置された第１の電子スイッ
    チ（31）が電界効果トランジスタ（31）として構成され
    ている場合、前記遅延素子は、電界効果トランジスタ
    （31）の制御電極に前置接続されたオーム抵抗（41）
    と、電界効果トランジスタ（31）のゲート−ソース区間
    と、該区間に並列に配置されたコンデンサ（41a）とか
    らなる請求項１記載の電力変換器。
  4. 【請求項４】電流実際値形成用回路装置（２）の出力側
    には、遅延素子のオーム抵抗（41）に対して低抵抗であ
    る別の抵抗（23）が配置されている請求項２または３記
    載の電力変換器。
  5. 【請求項５】前記別の抵抗（23）は、電流実際値形成用
    回路装置（２）の導通制御される第２の電子スイッチ
    （22）の抵抗（RDS）に対して高抵抗である請求項４記
    載の電力変換器。
  6. 【請求項６】電力変換器がプッシュプル回路として構成
    されている場合、主電流回路に配置された第１の電子ス
    イッチ（31）は別の電子スイッチ（32）と共に電流セン
    サ（21）と接続されており、該別の電子スイッチは主電
    流回路の別の分岐路に配置されており、主電流回路の２
    つの電子スイッチ（31、32）の制御入力側はそれぞれ遅
    延素子（41、42）を介して、電流実際値形成用回路装置
    （２）の電子スイッチ（22）の制御入力側と接続されて
    いる請求項１から５までのいずれか１項記載の電力変換
    器。
  7. 【請求項７】電流実際値形成用回路装置（２）の出力側
    に対し並列にコンデンサ（23a）が配置されている請求
    項１から６までのいずれか１項記載の電力変換器。
JP2170375A 1989-06-30 1990-06-29 電力変換器 Expired - Lifetime JPH0691741B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP89111982A EP0404996B1 (de) 1989-06-30 1989-06-30 Umrichter mit Stromistwertbildung
EP89111982.8 1989-06-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0349557A JPH0349557A (ja) 1991-03-04
JPH0691741B2 true JPH0691741B2 (ja) 1994-11-14

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ID=8201568

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Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2170375A Expired - Lifetime JPH0691741B2 (ja) 1989-06-30 1990-06-29 電力変換器

Country Status (6)

Country Link
US (1) US4985818A (ja)
EP (1) EP0404996B1 (ja)
JP (1) JPH0691741B2 (ja)
AT (1) ATE106634T1 (ja)
DE (1) DE58907790D1 (ja)
NO (1) NO176500C (ja)

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