JPH0681548B2 - 交流サーボモータにおける電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 - Google Patents
交流サーボモータにおける電圧形ｐｗｍインバータの制御方法Info
- Publication number
- JPH0681548B2 JPH0681548B2 JP60127318A JP12731885A JPH0681548B2 JP H0681548 B2 JPH0681548 B2 JP H0681548B2 JP 60127318 A JP60127318 A JP 60127318A JP 12731885 A JP12731885 A JP 12731885A JP H0681548 B2 JPH0681548 B2 JP H0681548B2
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- Japan
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- current
- vector
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- switching
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流サーボモータにおいて電流制御を目的と
した電圧形PWM（Pulse Width Modulation,パルス幅変
調）インバータの制御方法に係り、特に、高調波を抑制
したものに関し、産業用ロボットその他の自動工作機械
等の制御用モータを駆動する方法として利用できる。
した電圧形PWM（Pulse Width Modulation,パルス幅変
調）インバータの制御方法に係り、特に、高調波を抑制
したものに関し、産業用ロボットその他の自動工作機械
等の制御用モータを駆動する方法として利用できる。
交流電動機の高性能サーボシステムにおいては、その定
常状態でのトルクリップル、騒音の低減が要求される。
この要求を満たすためには電流の高調波成分を低減する
必要があり、そのためには電圧形PWMインバータで高調
波を抑制するスイッチングを実施する必要がある。
常状態でのトルクリップル、騒音の低減が要求される。
この要求を満たすためには電流の高調波成分を低減する
必要があり、そのためには電圧形PWMインバータで高調
波を抑制するスイッチングを実施する必要がある。
これを実現する方法として、従来は、モータに通じてい
る電流と指令電流との偏差電流ベクトルのある許容領域
を考え、平均スイッチング周波数が最小となるモードを
選択する方法が提案されている（例えば、J.Holtz et a
l;A Predictive Controller for the Stator Current V
ector of AC Machines Fed from a Switched Voltage S
ource"in Conf.Rec.1983 Annu.Meet.IPEC;参照）。
る電流と指令電流との偏差電流ベクトルのある許容領域
を考え、平均スイッチング周波数が最小となるモードを
選択する方法が提案されている（例えば、J.Holtz et a
l;A Predictive Controller for the Stator Current V
ector of AC Machines Fed from a Switched Voltage S
ource"in Conf.Rec.1983 Annu.Meet.IPEC;参照）。
この方法は、理論的には優れているものの、この方法を
実行するための回路が極めて複雑となり、一般産業用と
して使用するにはコストその他種々の観点から汎用性に
欠けるという欠点を有している。
実行するための回路が極めて複雑となり、一般産業用と
して使用するにはコストその他種々の観点から汎用性に
欠けるという欠点を有している。
また、その他には種々の方法が提案されている（例え
ば、G.Pfaff et al;“Design and Experimental Result
s of a Brush less AC Servo-Drive"in Conf.Rec.1982
17th Annu.Meet.IEEE IAS、D.M.Brod et al;“Current
Control of VSI-PWM Inverters"in Conf.Rec/1984 Annu
al.Meet.IEEE IAS）が、これらも前記と略同様の欠点を
有しており、産業用ロボットその他に一般的に用いるこ
とができる汎用性に富んだ制御方法の出現が強く望まれ
ていた。
ば、G.Pfaff et al;“Design and Experimental Result
s of a Brush less AC Servo-Drive"in Conf.Rec.1982
17th Annu.Meet.IEEE IAS、D.M.Brod et al;“Current
Control of VSI-PWM Inverters"in Conf.Rec/1984 Annu
al.Meet.IEEE IAS）が、これらも前記と略同様の欠点を
有しており、産業用ロボットその他に一般的に用いるこ
とができる汎用性に富んだ制御方法の出現が強く望まれ
ていた。
本発明の目的は、複雑な演算をすることなく高調波を抑
制でき、その実施のための制御回路も比較的簡単で済む
交流サーボモータにおける電圧形PWMインバータの制御
方法を提供することである。
制でき、その実施のための制御回路も比較的簡単で済む
交流サーボモータにおける電圧形PWMインバータの制御
方法を提供することである。
本発明は、電流制御型PWMインバータを用いた交流サー
ボモータに通じている の変化率 が常に小となるようにするために、該交流サーボモータ
の がインバータのスイッチング状態で決まる複数種の電圧
ベクトルで等分された電圧複素平面のどの領域に属する
かを検出し、 が属する領域に対応するスイッチングモードのなかから
出力電圧を選択するようにしたもので、定常状態におけ
るトルクリップルもしくは騒音に影響を及ぼす高調波電
流の抑制を可能としたものである。
ボモータに通じている の変化率 が常に小となるようにするために、該交流サーボモータ
の がインバータのスイッチング状態で決まる複数種の電圧
ベクトルで等分された電圧複素平面のどの領域に属する
かを検出し、 が属する領域に対応するスイッチングモードのなかから
出力電圧を選択するようにしたもので、定常状態におけ
るトルクリップルもしくは騒音に影響を及ぼす高調波電
流の抑制を可能としたものである。
具体的には、電流制御形PWMインバータのスイッチング
状態によって決まる６種類の電圧ベクトルと２種類の零
電圧ベクトルとを８種類のスイッチングモードに対応さ
せ、このスイッチングモードの選択によって交流サーボ
モータを制御する交流サーボモータにおける電圧形PWM
インバータの制御方法であって、 前記サーボモータの巻線のインダクタンス、抵抗をL,
R、 としたとき、 を、 とした場合において、 電流指令ベクトルと電流ベクトルとの差である偏差電流
ベクトルを求め、 前記インバータのスイッチングモードに対応して、中心
角60°で６つの領域〜に６等分された電流複素平面
において、前記偏差電流ベクトルがどの領域〜に属
しているかは判定する一方、 前記各相の偏差電流Δiu,Δiv,Δiwの座標軸を30°遅ら
せた新座標軸をΔx,Δy,Δｚとして、 にて演算するとともに、 前記各Δx,Δy,Δｚの微分値を求め、 前記零電圧ベクトルを原点とし、かつ、その零電圧ベク
トルを１つの頂点、前記６種類の電圧ベクトルのうち隣
合う２種類の電圧ベクトルを２辺とする６つの正三角形
領域Ｉ〜VIに６等分された電圧複素平面において、前記
各Δx,Δy,Δｚの微分値の符号とスイッチングモードと
の組合せにより、前記モータ端子電圧ベクトルがどの正
三角形領域Ｉ〜VIに属しているかを判定し、 次のスイッチングモードを決定するにあたって、前記電
圧複素平面において前記モータ端子電圧ベクトルが属す
る前記正三角形領域Ｉ〜VIの２辺となる２種類の電圧ベ
クトルと２種類の零電圧ベクトルとに対応する４つのス
イッチングモードのなかから、前記偏差電流ベクトルの
変化率が小となるスイッチングモードを、前記モータ端
子電圧ベクトルが属する前記正三角形領域Ｉ〜VIと前記
偏差電流ベクトルが属する前記電流複素平面の領域〜
との組合せから選択する、構成としている。
状態によって決まる６種類の電圧ベクトルと２種類の零
電圧ベクトルとを８種類のスイッチングモードに対応さ
せ、このスイッチングモードの選択によって交流サーボ
モータを制御する交流サーボモータにおける電圧形PWM
インバータの制御方法であって、 前記サーボモータの巻線のインダクタンス、抵抗をL,
R、 としたとき、 を、 とした場合において、 電流指令ベクトルと電流ベクトルとの差である偏差電流
ベクトルを求め、 前記インバータのスイッチングモードに対応して、中心
角60°で６つの領域〜に６等分された電流複素平面
において、前記偏差電流ベクトルがどの領域〜に属
しているかは判定する一方、 前記各相の偏差電流Δiu,Δiv,Δiwの座標軸を30°遅ら
せた新座標軸をΔx,Δy,Δｚとして、 にて演算するとともに、 前記各Δx,Δy,Δｚの微分値を求め、 前記零電圧ベクトルを原点とし、かつ、その零電圧ベク
トルを１つの頂点、前記６種類の電圧ベクトルのうち隣
合う２種類の電圧ベクトルを２辺とする６つの正三角形
領域Ｉ〜VIに６等分された電圧複素平面において、前記
各Δx,Δy,Δｚの微分値の符号とスイッチングモードと
の組合せにより、前記モータ端子電圧ベクトルがどの正
三角形領域Ｉ〜VIに属しているかを判定し、 次のスイッチングモードを決定するにあたって、前記電
圧複素平面において前記モータ端子電圧ベクトルが属す
る前記正三角形領域Ｉ〜VIの２辺となる２種類の電圧ベ
クトルと２種類の零電圧ベクトルとに対応する４つのス
イッチングモードのなかから、前記偏差電流ベクトルの
変化率が小となるスイッチングモードを、前記モータ端
子電圧ベクトルが属する前記正三角形領域Ｉ〜VIと前記
偏差電流ベクトルが属する前記電流複素平面の領域〜
との組合せから選択する、構成としている。
第１図乃至第10図は本発明の実施例を説明するための図
である。
である。
今、第１図に示されるような内部誘起電圧とインダクタ
ンスＬ、抵抗Ｒを有する負荷を考える。この電圧電流方
程式は、 で与えられる。ただし、 を表す。（１）式において、 が成立し、次式を得る。
ンスＬ、抵抗Ｒを有する負荷を考える。この電圧電流方
程式は、 で与えられる。ただし、 を表す。（１）式において、 が成立し、次式を得る。
次に、スイッチングモード（スイッチング状態）と との関係を表６に示す。
ここで、ｋ＝0,7は下または上にて３相短絡された零電
圧モートである。また、第２図にベクトル図を示す。
（８）式の左辺は、偏差電流の変化率であるので高調波
を抑制するスイチングをするにはこの偏差電流の変化率 の小さなモードを選択すればよい。
圧モートである。また、第２図にベクトル図を示す。
（８）式の左辺は、偏差電流の変化率であるので高調波
を抑制するスイチングをするにはこの偏差電流の変化率 の小さなモードを選択すればよい。
電流追従させるためには、 に対して、これと180度°位相の異なる を発生する が必要となる。第３図に示す の場合、逆向きの太線で示した 成分を発生させるような出力電圧の選択で、電流追従が
可能となる。一方、インバータ出力電圧が零電圧を含め
た７状態であることを考慮し、第４図に示すように、イ
ンバータのスイッチングモードに対応して、中心角60°
で６つの領域〜に６等分された電流複素平面におい
て、偏差電流ベクトルがどの領域〜に属しているか
を検出する。ここで、各相の偏差電流は図に示されるよ
うに位置するので、コンパレータによって簡単に検出で
きる。
可能となる。一方、インバータ出力電圧が零電圧を含め
た７状態であることを考慮し、第４図に示すように、イ
ンバータのスイッチングモードに対応して、中心角60°
で６つの領域〜に６等分された電流複素平面におい
て、偏差電流ベクトルがどの領域〜に属しているか
を検出する。ここで、各相の偏差電流は図に示されるよ
うに位置するので、コンパレータによって簡単に検出で
きる。
高調波成分を抑制するには の小さなモード（零電圧モードを含む）を選択する必要
がある。
がある。
そこで、第５図に示すように、 を原点とし、かつ、 を１つの頂点、前記６種類の のうち隣合う２種類の電圧ベクトルを２辺とする６つの
正三角形領域Ｉ〜VIに６等分された電圧複素平面におい
て、 がどの三角形領域Ｉ〜VIに属しているかを検出し、スイ
ッチングモードの選択に次のような制限を加える。つま
り が小さく、かつ電流追従させたいので、 の属している三角形の頂点に当たる４モード（零電圧が
２モード）のみから出力電圧を選択する。これを表１に
示す。
正三角形領域Ｉ〜VIに６等分された電圧複素平面におい
て、 がどの三角形領域Ｉ〜VIに属しているかを検出し、スイ
ッチングモードの選択に次のような制限を加える。つま
り が小さく、かつ電流追従させたいので、 の属している三角形の頂点に当たる４モード（零電圧が
２モード）のみから出力電圧を選択する。これを表１に
示す。
また第５図には、 がＩの領域にあり、その代表例として正三角形の重心に
あるときの を示す。第６図には、 と先に示した偏差電流ベクトルの領域（第４図）を合わ
せて記す。この場合に三角形の４モードで電流追従させ
るためには、 が、にあるときｋ＝２を選択し、，にあるとき
ｋ＝１を選択し、，にあるときｋ＝0,7（スイチン
グの切換え回路の少ない方を選ぶ）を選択すればよい。
なお、 がI,III,Vでは が第６図に示される通りである。一方、II,IV,VIでは60
°位相か遅れ、第７図に示されるようになる。以上を、
全ての領域について考えたものが表２である。
あるときの を示す。第６図には、 と先に示した偏差電流ベクトルの領域（第４図）を合わ
せて記す。この場合に三角形の４モードで電流追従させ
るためには、 が、にあるときｋ＝２を選択し、，にあるとき
ｋ＝１を選択し、，にあるときｋ＝0,7（スイチン
グの切換え回路の少ない方を選ぶ）を選択すればよい。
なお、 がI,III,Vでは が第６図に示される通りである。一方、II,IV,VIでは60
°位相か遅れ、第７図に示されるようになる。以上を、
全ての領域について考えたものが表２である。
また、第４図の六角形内部に があるときスイッチングは行わず出力電圧は保持され
る。これより、六角形の幅Δεにより、スイッチング周
波数fswが決定される。
る。これより、六角形の幅Δεにより、スイッチング周
波数fswが決定される。
で与えられる。ここで、各相の電流偏差の座標軸を30°
遅らせ、その新座標軸をΔｘ、Δｙ、Δｚで表すと、 となり、第８図で示すことができる。よって Δｘ、Δｙ、Δｚの微分ｄΔx/dt、ｄΔy/dt、ｄΔz/dt
の符号を検出することで がどの領域に属するかが一意的に定まる。
遅らせ、その新座標軸をΔｘ、Δｙ、Δｚで表すと、 となり、第８図で示すことができる。よって Δｘ、Δｙ、Δｚの微分ｄΔx/dt、ｄΔy/dt、ｄΔz/dt
の符号を検出することで がどの領域に属するかが一意的に定まる。
のとき前述のように本方式では の属している三角形の頂点にある４モードのみからスイ
ッチング状態を決定する。従って、 が出力されているときは、ＩかIVかのどらかに が属していると考えることができる。よって、第８図よ
り、ｄΔz/dtの符号から決定することができる。他のモ
ードについても同様に考え、表３にこの結果を示す。
ッチング状態を決定する。従って、 が出力されているときは、ＩかIVかのどらかに が属していると考えることができる。よって、第８図よ
り、ｄΔz/dtの符号から決定することができる。他のモ
ードについても同様に考え、表３にこの結果を示す。
以上の方法により、 は検出可能であるが微分信号はノイズの影響を受け易
い。そこで、実際に はどのようにふるまうかを考えてみる。定常時（高調波
抑制可能なスイッチング方式は過度時には用いない）の は、（７）式が成立するので、（９）式が定義される。
一方、電流指令は、 となるので（９）式に代入し次式を得る。
い。そこで、実際に はどのようにふるまうかを考えてみる。定常時（高調波
抑制可能なスイッチング方式は過度時には用いない）の は、（７）式が成立するので、（９）式が定義される。
一方、電流指令は、 となるので（９）式に代入し次式を得る。
これより、 は電流指令に対してφだけ遅れた位相関係をもち、同じ
角速度ωで回転することがわかる。従って、 の出力へL.P.F（Low Pass Filter）を挿入することで微
分回路等で生じたノイズの影響を取り除くことができ
る。
角速度ωで回転することがわかる。従って、 の出力へL.P.F（Low Pass Filter）を挿入することで微
分回路等で生じたノイズの影響を取り除くことができ
る。
交流電流の場合、位置検出を行うので の演算が容易にできる。式（14），（15）より、その回
路構成図を第９図に示す。
路構成図を第９図に示す。
次に、上述の制御方法及び従来のコンパレータによる制
御方法によって、永久磁石同期電動機を制御した実験結
果を示す。
御方法によって、永久磁石同期電動機を制御した実験結
果を示す。
なお、この実験に用いられた前記実施例を実行するため
のサーボシステムを第10図に、永久磁石同期電動機の定
格を表５にそれぞれ示す。
のサーボシステムを第10図に、永久磁石同期電動機の定
格を表５にそれぞれ示す。
第11図及び第12図は、それぞれ前記実験において、定常
状態時の電流応答性をオッシロスコープで測定した結果
を示すもので、第11図はfo＝OHzの場合を示し、第11図
（ａ）は従来の制御方法による場合、第11図（ｂ）は前
記実施例の方法による場合をそれぞれ示している。な
お、図において、縦軸は電流（Ａ）を示し、図の１目盛
が6Aであり、横軸は時間（ms）を示し、図の１目盛が2m
sである。
状態時の電流応答性をオッシロスコープで測定した結果
を示すもので、第11図はfo＝OHzの場合を示し、第11図
（ａ）は従来の制御方法による場合、第11図（ｂ）は前
記実施例の方法による場合をそれぞれ示している。な
お、図において、縦軸は電流（Ａ）を示し、図の１目盛
が6Aであり、横軸は時間（ms）を示し、図の１目盛が2m
sである。
また、第12図はfo＝20Hzの場合を示し、第12図（ａ）は
従来の制御方法による場合、第12図（ｂ）は前記実施例
の方法による場合をそれぞれ示している。なお、図にお
いて、縦軸は電流（Ａ）を示し、図の１目盛が6Aであ
り、横軸は時間（ms）を示し、図の１目盛が5msであ
る。
従来の制御方法による場合、第12図（ｂ）は前記実施例
の方法による場合をそれぞれ示している。なお、図にお
いて、縦軸は電流（Ａ）を示し、図の１目盛が6Aであ
り、横軸は時間（ms）を示し、図の１目盛が5msであ
る。
前記実施例の方法による場合及び前記従来の方法による
場合ともにスイッチング周波数fsw＝2KHzとなるように
Δεのフィードバック制御が行われているものである。
場合ともにスイッチング周波数fsw＝2KHzとなるように
Δεのフィードバック制御が行われているものである。
この場合、第11図（ｂ）における前記実施例の方法にお
いて、fo＝OHzでは、主回路のデッドタイムでfswが制限
され約800Hzとなっている。
いて、fo＝OHzでは、主回路のデッドタイムでfswが制限
され約800Hzとなっている。
第11図及び第12図から明らかなように、前記本発明の実
施例の方法によるものは常に の小さなモードを選択するので、従来の方法によるもの
に比較して高調波電流が著しく抑制されている。
施例の方法によるものは常に の小さなモードを選択するので、従来の方法によるもの
に比較して高調波電流が著しく抑制されている。
また、第13図は、前記本実施例の方法による場合及び前
記従来の方法による場合の無負荷運転時における回転数
と騒音との関係の測定結果を示すものである。
記従来の方法による場合の無負荷運転時における回転数
と騒音との関係の測定結果を示すものである。
図において、縦軸は騒音（db）であり、横軸は回転数
（rpm）である。
（rpm）である。
第13図において曲線Ｉが従来の方法による場合であり、
曲線IIが本実施例の方法による場合である。
曲線IIが本実施例の方法による場合である。
第13図から明らかなように、本実施例の方法によるもの
は特に低速領域において従来の方法による場合に比較し
て騒音が極めて小さい。
は特に低速領域において従来の方法による場合に比較し
て騒音が極めて小さい。
これは、低速領域においては が小さいので、零電圧モードが騒音低下に大きく寄与す
るためである。
るためである。
なお、高速領域で比較的騒音が増大するのは、 が増大し、零電圧モードでの が大きくなるためである。
このように、本実施例の制御方法によれば、高調波電流
が有効に抑制されるから、トルクリップルや騒音が小さ
い。
が有効に抑制されるから、トルクリップルや騒音が小さ
い。
また、本実施例の制御方法は に着目し、 と電流のみからスイッチングモードを選択しているの
で、モータの負荷定数に依存せず、モータの負荷定数を
知る必要がない。
で、モータの負荷定数に依存せず、モータの負荷定数を
知る必要がない。
更に、複雑な演算がなく、制御回路が簡単である。
このようなことから本実施例の制御方法は極めて汎用性
に富むという利点を有する。
に富むという利点を有する。
以上詳述したように、本発明は、 の属している三角形の頂点に当たる４モードのみから出
力電圧を選択することにより常に が小となるようにしているから定常状態における高調波
が抑制され、トルクリップルや騒音が少ないとともに、
複雑な演算がないから制御回路を簡単にでき、更には、
負荷定数に依存しないから汎用性に富む等の優れた効果
を有する。
力電圧を選択することにより常に が小となるようにしているから定常状態における高調波
が抑制され、トルクリップルや騒音が少ないとともに、
複雑な演算がないから制御回路を簡単にでき、更には、
負荷定数に依存しないから汎用性に富む等の優れた効果
を有する。
第１図ないし第10図は本発明の実施例を説明するための
図、第11図ないし第12図は本発明の実施例の制御方法に
よって永久磁石同期電動機を制御した場合と従来の制御
方法によって制御した場合とにおけるトルクリップルの
測定結果を示す図、第13図は本発明の実施例の制御方法
によって永久磁石同期電動機を制御した場合と従来の制
御方法によって制御した場合とにおける騒音の測定結果
を示す図である。
図、第11図ないし第12図は本発明の実施例の制御方法に
よって永久磁石同期電動機を制御した場合と従来の制御
方法によって制御した場合とにおけるトルクリップルの
測定結果を示す図、第13図は本発明の実施例の制御方法
によって永久磁石同期電動機を制御した場合と従来の制
御方法によって制御した場合とにおける騒音の測定結果
を示す図である。
Claims (1)
- 【請求項１】電流制御を目的とした電圧形PWMインバー
タのスイッチング状態によって決まる６種類の電圧ベク
トルと２種類の零電圧ベクトルとを８種類のスイッチン
グモードに対応させ、このスイッチングモードの選択に
よって交流サーボモータを制御する交流サーボモータに
おける電圧形PWMインバータの制御方法であって、 前記サーボモータの巻線のインダクタンス、抵抗をL,
R、 としたとき、 を、 とした場合において、 電流指令ベクトルと電流ベクトルとの差である偏差電流
ベクトルを求め、 前記インバータのスイッチングモードに対応して、中心
角60°で６つの領域〜に６等分された電流複素平面
において、前記偏差電流ベクトルがどの領域〜に属
しているかを判定する一方、 前記各相の偏差電流Δiu,Δiv,Δiwの座標軸を30°遅ら
せた新座標軸をΔx,Δy,Δｚとして、 にて演算するとともに、 前記各Δx,Δy,Δｚの微分値を求め、 前記零電圧ベクトルを原点とし、かつ、その零電圧ベク
トルを１つの頂点、前記６種類の電圧ベクトルのうち隣
合う２種類の電圧ベクトルを２辺とする６つの正三角形
領域Ｉ〜VIに６等分された電圧複素平面において、前記
各Δx,Δy,Δｚの微分値の符号とスイッチングモードと
の組合せにより、前記モータ端子電圧ベクトルがどの正
三角形領域Ｉ〜VIに属しているかを判定し、 次のスイッチングモードを決定するにあたって、前記電
圧複素平面において前記モータ端子電圧ベクトルが属す
る前記正三角形領域Ｉ〜VIの２辺となる２種類の電圧ベ
クトルと２種類の零電圧ベクトルとに対応する４つのス
イッチングモードのなかから、前記偏差電流ベクトルの
変化率が小となるスイッチングモードを、前記モータ端
子電圧ベクトルが属する前記正三角形領域Ｉ〜VIと前記
偏差電流ベクトルが属する前記電流複素平面の領域〜
との組合せから選択する、 ことを特徴とする交流サーボモータにおける電圧形PWM
インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60127318A JPH0681548B2 (ja) | 1985-06-12 | 1985-06-12 | 交流サーボモータにおける電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60127318A JPH0681548B2 (ja) | 1985-06-12 | 1985-06-12 | 交流サーボモータにおける電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61288796A JPS61288796A (ja) | 1986-12-18 |
| JPH0681548B2 true JPH0681548B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=14956966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60127318A Expired - Lifetime JPH0681548B2 (ja) | 1985-06-12 | 1985-06-12 | 交流サーボモータにおける電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0681548B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0383949B1 (en) * | 1988-08-30 | 1995-11-08 | Fuji Electric Co., Ltd. | Current limiting system for a voltage-type inverter |
| JPH02193587A (ja) * | 1988-10-28 | 1990-07-31 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機の瞬時電流制御方式 |
| JP4508237B2 (ja) | 2007-12-19 | 2010-07-21 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| JP4508236B2 (ja) * | 2007-12-19 | 2010-07-21 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
-
1985
- 1985-06-12 JP JP60127318A patent/JPH0681548B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61288796A (ja) | 1986-12-18 |
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Legal Events
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