JPH0667205B2 - Ｐｗｍパルス発生装置 - Google Patents
Ｐｗｍパルス発生装置Info
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- JPH0667205B2 JPH0667205B2 JP58016039A JP1603983A JPH0667205B2 JP H0667205 B2 JPH0667205 B2 JP H0667205B2 JP 58016039 A JP58016039 A JP 58016039A JP 1603983 A JP1603983 A JP 1603983A JP H0667205 B2 JPH0667205 B2 JP H0667205B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWMインバータを制御するのに用いられるPWMパ
ルスを発生するPWMパルス発生装置に関する。
ルスを発生するPWMパルス発生装置に関する。
PWMインバータは誘導電動機を可変速制御するのに多く
用いられている。PWMインバータは正弦波電圧指令信号
（変調波）と三角波信号（搬送波）を比較して得られる
パルス幅変調パルス（PWMパルス）によつて点弧制御さ
れる。正弦波電圧指令信号の振幅と周波数はPWMインバ
ータの出力電圧の基本波成分が誘導電動機の要求する振
幅と周波数となるように決定される。
用いられている。PWMインバータは正弦波電圧指令信号
（変調波）と三角波信号（搬送波）を比較して得られる
パルス幅変調パルス（PWMパルス）によつて点弧制御さ
れる。正弦波電圧指令信号の振幅と周波数はPWMインバ
ータの出力電圧の基本波成分が誘導電動機の要求する振
幅と周波数となるように決定される。
ところで、近年誘導電動機の１次電流を磁束軸と同一方
向成分（励磁電流成分）とそれに直交する成分（トルク
電流成分）に分解し、それぞれを別個に制御する、いわ
ゆるベクトル制御方法が注目され既に実用に供されてい
る。ベクトル制御方法を採用すると、誘導電動機におい
ても直流電動機と同様に高精度なトルク制御ができる。
ベクトル制御方法については例えば特公昭50−34725号
公報や特開昭51−11125号公報などに記載されている。
向成分（励磁電流成分）とそれに直交する成分（トルク
電流成分）に分解し、それぞれを別個に制御する、いわ
ゆるベクトル制御方法が注目され既に実用に供されてい
る。ベクトル制御方法を採用すると、誘導電動機におい
ても直流電動機と同様に高精度なトルク制御ができる。
ベクトル制御方法については例えば特公昭50−34725号
公報や特開昭51−11125号公報などに記載されている。
ベクトル制御方法は１次電流の振幅、周波数の他に位相
を瞬時に変化させる。PWMインバータで誘導電動機を駆
動するものにベクトル制御方法を採用する場合には変調
波の振幅、周波数および位相を変化させることになる。
一方、搬送波は変調波の一周期毎に同期するように制御
される。したがつて、変調波の位相が変化しても搬送波
は一周期終了まで変化しないので、PWMパルスはPWMイン
バータの出力電圧（基本波成分）が正弦波とならない波
形となる。このため、ベクトル制御を精度良く行えない
という問題点を有する。
を瞬時に変化させる。PWMインバータで誘導電動機を駆
動するものにベクトル制御方法を採用する場合には変調
波の振幅、周波数および位相を変化させることになる。
一方、搬送波は変調波の一周期毎に同期するように制御
される。したがつて、変調波の位相が変化しても搬送波
は一周期終了まで変化しないので、PWMパルスはPWMイン
バータの出力電圧（基本波成分）が正弦波とならない波
形となる。このため、ベクトル制御を精度良く行えない
という問題点を有する。
また、ベクトル制御をマイクロプロセツサなどを用いて
デイジタル制御化することが考えられているが、搬送波
が三角波であると変曲点を有し不連続になるためソフト
処理が困難という問題点もある。
デイジタル制御化することが考えられているが、搬送波
が三角波であると変曲点を有し不連続になるためソフト
処理が困難という問題点もある。
本発明の目的は変調波の位相急変があつてもPWMインバ
ータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生するた
めのPWMパルス発生装置を提供することにある。
ータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生するた
めのPWMパルス発生装置を提供することにある。
本発明は搬送波として正弦波信号を用いてPWMインバー
タの１次角周波数指令と搬送波角周波数の周波数比から
搬送波角周波数を求めると共に、変調波の位相指令値か
ら搬送波の位相を求め、搬送波の角周波数・位相信号か
ら変調波の角周波数・位相信号を得るようにする。
タの１次角周波数指令と搬送波角周波数の周波数比から
搬送波角周波数を求めると共に、変調波の位相指令値か
ら搬送波の位相を求め、搬送波の角周波数・位相信号か
ら変調波の角周波数・位相信号を得るようにする。
正弦波は振幅の±86％程度の間において直線近似でき、
振幅が1.2倍の三角波とほぼ等しくなる。そして、搬送
波の角周波数・位相信号を求めた後に変調波の角周波数
・位相信号を求めている。変調波の位相指令値が変化し
た際に、搬送波の位相を変更された変調波の位相と対応
するものとすることができる。したがつて、変調波の位
相急変に追従して搬送波の位相を変化させることでき
る。
振幅が1.2倍の三角波とほぼ等しくなる。そして、搬送
波の角周波数・位相信号を求めた後に変調波の角周波数
・位相信号を求めている。変調波の位相指令値が変化し
た際に、搬送波の位相を変更された変調波の位相と対応
するものとすることができる。したがつて、変調波の位
相急変に追従して搬送波の位相を変化させることでき
る。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において誘導電動機３はPWMインバータ３により
駆動される。PWMインバータ２には交流電源１から加え
られる交流電流を直流電圧に整流する整流器を含んでい
るものとして図示してある。PWMインバータ２の出力電
流は電流検出器10により検出される。誘導電動機３には
速度検出器４が機械的に直結されている。速度設定回路
５の速度指令信号Ｎ＊と速度検出器４の速度検出信号Ｎ
は速度制御回路６に図示の極性で加えられる。速度制御
回路６は速度偏差に応じて誘導電動機３の磁束軸と直交
するトルク電流指令信号Ｉｔ＊を出力し、すべりの周波
数演算回路７と第２電流制御回路13に加える。すべり周
波数演算回路７はトルク電流指令信号Ｉｔ＊と励磁電流
指令回路11から与えられる励磁電流指令信号Ｉｍ＊によ
つてすべり周波数指令信号ωｓ＊を求めて加算器８に加
える。加算器８はすべり周波数指令値ωｓと速度検出値
（回転周波数ωｒに比例）を加算するもので、その出力
は誘導電動機３の１次周波数指令信号となる。角周波数
演算回路９は加算器８の出力である１次周波数指令信号
を入力して１次角周波数指令信号ω１＊を求めパルス発
生回路15に加える。電流成分演算回路17は電流検出器10
で検出した１次電流検出信号ｉを入力し、磁束軸位置と
同一方向の電流成分である励磁電流Ｉｍと、直交する成
分のトルク電流を直流信号として検出する。電流成分演
算回路17としては例えば特開昭57−199489号公報の第４
図に開示されているものが用いられる。第１電源制御回
路12は励磁電流指令値Ｉｍ＊と実際値Ｉｍの偏差に応動
し、その出力は誘導電動機３の１次相電圧の磁束軸と同
一方向成分の電圧指令値Ｖｍ＊となる。第２電流制御回
路13はトルク電流指令値Ｉｔ＊と実際値Ｉｔの偏差に応
動し、その出力は１次相電圧の磁束軸と直交する成分の
電圧指令値Ｖｔ＊になる。両電圧指令値Ｖｍ＊,Vｔ＊は
電圧演算回路14に入力される。電圧演算回路14は信号Ｖ
ｍ＊,Vｔ＊に基づき１次電圧（変調波）の振幅指令信号
Ａ＊と位相指令信号θ＊を求め、直流信号としてパルス
発生回路15に加える。パルス発生回路15には発振器16か
らクロツクパルスＰｃも加えられている。
駆動される。PWMインバータ２には交流電源１から加え
られる交流電流を直流電圧に整流する整流器を含んでい
るものとして図示してある。PWMインバータ２の出力電
流は電流検出器10により検出される。誘導電動機３には
速度検出器４が機械的に直結されている。速度設定回路
５の速度指令信号Ｎ＊と速度検出器４の速度検出信号Ｎ
は速度制御回路６に図示の極性で加えられる。速度制御
回路６は速度偏差に応じて誘導電動機３の磁束軸と直交
するトルク電流指令信号Ｉｔ＊を出力し、すべりの周波
数演算回路７と第２電流制御回路13に加える。すべり周
波数演算回路７はトルク電流指令信号Ｉｔ＊と励磁電流
指令回路11から与えられる励磁電流指令信号Ｉｍ＊によ
つてすべり周波数指令信号ωｓ＊を求めて加算器８に加
える。加算器８はすべり周波数指令値ωｓと速度検出値
（回転周波数ωｒに比例）を加算するもので、その出力
は誘導電動機３の１次周波数指令信号となる。角周波数
演算回路９は加算器８の出力である１次周波数指令信号
を入力して１次角周波数指令信号ω１＊を求めパルス発
生回路15に加える。電流成分演算回路17は電流検出器10
で検出した１次電流検出信号ｉを入力し、磁束軸位置と
同一方向の電流成分である励磁電流Ｉｍと、直交する成
分のトルク電流を直流信号として検出する。電流成分演
算回路17としては例えば特開昭57−199489号公報の第４
図に開示されているものが用いられる。第１電源制御回
路12は励磁電流指令値Ｉｍ＊と実際値Ｉｍの偏差に応動
し、その出力は誘導電動機３の１次相電圧の磁束軸と同
一方向成分の電圧指令値Ｖｍ＊となる。第２電流制御回
路13はトルク電流指令値Ｉｔ＊と実際値Ｉｔの偏差に応
動し、その出力は１次相電圧の磁束軸と直交する成分の
電圧指令値Ｖｔ＊になる。両電圧指令値Ｖｍ＊,Vｔ＊は
電圧演算回路14に入力される。電圧演算回路14は信号Ｖ
ｍ＊,Vｔ＊に基づき１次電圧（変調波）の振幅指令信号
Ａ＊と位相指令信号θ＊を求め、直流信号としてパルス
発生回路15に加える。パルス発生回路15には発振器16か
らクロツクパルスＰｃも加えられている。
第２図にパルス発生回路15の一例構成図を示す。
第２図において、周波数比設定回路30は１次角周波数指
令値ω１＊を入力し、第４図に示す如き特性で周波数比
信号ｎを出力する。周波数比値ｎはPWMインバータ２の
スイツチング周波数の許容される最大スイツチング周波
数によつて決定される。正逆転指令回路31は１次周波数
指令値ω１＊の極性が正のとき正転信号Ｆを出力し、負
のとき逆転信号Ｒを出力してアツプ・ダウンカウンタ20
に加える。カウンタ20は発振器16のクロツクパルスＰｃ
を入力して、正転信号Ｆを加えられているときにはアツ
プ方向に計数し、逆に逆転信号Ｒを加えられているとき
にはダウン方向に計数する。掛算器32は１次角周波数指
令値ω１＊と周波数比値ｎを掛算して搬送波の角周波数
ω０を求め掛算器21に加える。掛算器21はカウンタ20の
カウント値ｔと搬送波角周波数ω０を出力する。搬送波
位相変化検出回路33は位相指令値θ＊と周波数比値ｎを
入力し、搬送波の位相変化値Δθ０を求める。位相変化
検出回路33は第３図の如く構成されている。電力制御回
路14の出力する変調波の位相指令信号θ＊と周波数比ｎ
を掛算器37で掛算し、変調波の位相指令値θ＊に対応す
る搬送波の位相θ０を求める。掛算器37で求めた搬送波
位相θ０をレジスタ38に記憶しておき、掛算器37で求め
た位相θ０とレジスタ38の記憶値を減算器39で図示の極
性で減算する。減算器39は変調波位相指令値θ＊の変化
によつて搬送波位相θ０が変化すると搬送波位相変化量
±Δθ０を出力する。搬送波位相変化量Δθ０が正極性
の場合は変化前の位相より進み位相にする。
令値ω１＊を入力し、第４図に示す如き特性で周波数比
信号ｎを出力する。周波数比値ｎはPWMインバータ２の
スイツチング周波数の許容される最大スイツチング周波
数によつて決定される。正逆転指令回路31は１次周波数
指令値ω１＊の極性が正のとき正転信号Ｆを出力し、負
のとき逆転信号Ｒを出力してアツプ・ダウンカウンタ20
に加える。カウンタ20は発振器16のクロツクパルスＰｃ
を入力して、正転信号Ｆを加えられているときにはアツ
プ方向に計数し、逆に逆転信号Ｒを加えられているとき
にはダウン方向に計数する。掛算器32は１次角周波数指
令値ω１＊と周波数比値ｎを掛算して搬送波の角周波数
ω０を求め掛算器21に加える。掛算器21はカウンタ20の
カウント値ｔと搬送波角周波数ω０を出力する。搬送波
位相変化検出回路33は位相指令値θ＊と周波数比値ｎを
入力し、搬送波の位相変化値Δθ０を求める。位相変化
検出回路33は第３図の如く構成されている。電力制御回
路14の出力する変調波の位相指令信号θ＊と周波数比ｎ
を掛算器37で掛算し、変調波の位相指令値θ＊に対応す
る搬送波の位相θ０を求める。掛算器37で求めた搬送波
位相θ０をレジスタ38に記憶しておき、掛算器37で求め
た位相θ０とレジスタ38の記憶値を減算器39で図示の極
性で減算する。減算器39は変調波位相指令値θ＊の変化
によつて搬送波位相θ０が変化すると搬送波位相変化量
±Δθ０を出力する。搬送波位相変化量Δθ０が正極性
の場合は変化前の位相より進み位相にする。
第２図に戻り、加算器23は搬送波位相変化量Δθ０とレ
ジスタ24に記憶されている変化前の搬送波位相を加算
し、搬送波位相信号θ０として加算器22に加える。加算
器22の加算値（ω０ ｔ＋θ０）は正弦波変換回路27に入
力され、正弦波搬送信号sin（ω０ ｔ＋θ０）に変換さ
れる。正弦波変換回路27の出力する正弦波搬送信号は比
較器29に加えられる。一方、掛算器25は周波数比ｎの逆
数１／ｎを逆数回路34から入力し、加算器22の加算値
（ω０ ｔ＋θ０）に掛算する。掛算器25の出力信号 は正弦波変換回路26に入力され、正弦波信号 に変換される。掛算器28は正弦波変換回路26の正弦波信
号に振幅指令信号Ａ＊を掛算し、正弦波変換信号Ａ＊si
n（ω１ ｔ＋θ１）として比較器29に加える。比較器29
は正弦波変調信号と正弦波搬送信号を比較し、変調信号
搬送信号のとき“1"レベルとなるPWMパルスを発生す
る。
ジスタ24に記憶されている変化前の搬送波位相を加算
し、搬送波位相信号θ０として加算器22に加える。加算
器22の加算値（ω０ ｔ＋θ０）は正弦波変換回路27に入
力され、正弦波搬送信号sin（ω０ ｔ＋θ０）に変換さ
れる。正弦波変換回路27の出力する正弦波搬送信号は比
較器29に加えられる。一方、掛算器25は周波数比ｎの逆
数１／ｎを逆数回路34から入力し、加算器22の加算値
（ω０ ｔ＋θ０）に掛算する。掛算器25の出力信号 は正弦波変換回路26に入力され、正弦波信号 に変換される。掛算器28は正弦波変換回路26の正弦波信
号に振幅指令信号Ａ＊を掛算し、正弦波変換信号Ａ＊si
n（ω１ ｔ＋θ１）として比較器29に加える。比較器29
は正弦波変調信号と正弦波搬送信号を比較し、変調信号
搬送信号のとき“1"レベルとなるPWMパルスを発生す
る。
次に動作を説明する。
角周波数演算回路９と電圧制御回路14が次式の関係に従
い１次角周波数指令信号ω１＊あるいは振幅指令信号Ａ
＊と位相指令信号θ＊を求めるまでの動作は良く知られ
ているので説明を省略する。
い１次角周波数指令信号ω１＊あるいは振幅指令信号Ａ
＊と位相指令信号θ＊を求めるまでの動作は良く知られ
ているので説明を省略する。
ω１＊＝ｋ（ωｓ＊＋ωｒ） …（１） k:比例定数 １次角周波数指令信号ω１＊は例えば誘導電動機３が正
転しているとき速度検出器４の検出値とすべり周波数演
算回路７の指令値ωｓ＊共に正であり、その極性が正と
なる。逆転になると速度指令信号Ｎ＊を負極性にするの
で、信号ω１＊の極性は負となる。
転しているとき速度検出器４の検出値とすべり周波数演
算回路７の指令値ωｓ＊共に正であり、その極性が正と
なる。逆転になると速度指令信号Ｎ＊を負極性にするの
で、信号ω１＊の極性は負となる。
さて、パルス発生回路15は信号ω１＊,A＊，θ＊と発振
器16の発生するクロックパルスＰｃを入力し次のように
動作を行う。
器16の発生するクロックパルスＰｃを入力し次のように
動作を行う。
アツプ・ダウンカウンタ20はクロックパルスＰｃを計数
する。正転信号Ｆを与えられているときには零から最大
値のアツプ方向に計数し、最大値になるとオーバーフロ
ーして零にリセツトされ再度アツプ方向への計数を繰返
し行う。また、逆転信号Ｆを与えられているときには最
大値から零のダウン方向に計数し、零になると最大値を
セツトされ再度ダウン方向への計数を繰返し行う。今、
位相指令信号θ＊が所定値θ１で運転している安定状態
にあるとする。この場合、位相変化検出回路33の位相変
化量Δθ０は零となり、加算器22には変調波位相θ１に
対応する搬送波位相信号θ01が加えられる。この場合に
正弦波変換回路27から得られる正弦波搬送信号Ｔと掛算
器28から得られる正弦波変調信号Ｍは次式のように表わ
せる。
する。正転信号Ｆを与えられているときには零から最大
値のアツプ方向に計数し、最大値になるとオーバーフロ
ーして零にリセツトされ再度アツプ方向への計数を繰返
し行う。また、逆転信号Ｆを与えられているときには最
大値から零のダウン方向に計数し、零になると最大値を
セツトされ再度ダウン方向への計数を繰返し行う。今、
位相指令信号θ＊が所定値θ１で運転している安定状態
にあるとする。この場合、位相変化検出回路33の位相変
化量Δθ０は零となり、加算器22には変調波位相θ１に
対応する搬送波位相信号θ01が加えられる。この場合に
正弦波変換回路27から得られる正弦波搬送信号Ｔと掛算
器28から得られる正弦波変調信号Ｍは次式のように表わ
せる。
搬送波Ｔと変調波Ｍが（４），（５）式の関係にあると
き、変調波Ｍが第５図（ａ）に実線で示す如く振幅A1の
場合、比較器29からは第５図（ｂ）に示す如き波形のPW
Mパルスが得られる。同様に、変調波Ｍの振幅が第５図
（ａ）に点線で示す如くA2であると、第５図（ｃ）に示
す波形のPWMパルスが得られる。
き、変調波Ｍが第５図（ａ）に実線で示す如く振幅A1の
場合、比較器29からは第５図（ｂ）に示す如き波形のPW
Mパルスが得られる。同様に、変調波Ｍの振幅が第５図
（ａ）に点線で示す如くA2であると、第５図（ｃ）に示
す波形のPWMパルスが得られる。
次に、搬送波Ｔと変調波Ｍの関係が（４），（５）式の
関係でPWMパルスを発生しているときに第６図（ａ）に
示す時刻t1で変調波（Ａ点）の位相指令信号θ＊がπ／
３だけ進み位相になつたとする。この場合における周波
数比設定回路30の設定する周波数比ｎが９とすると、位
相変化検出回路33から得られる搬送波位相変化量Δθ０
は３πとなる。したがつて、加算器22の加算値はω０ ｔ
＋θ01＋３πとなる。この場合、振幅指令信号Ａ＊はA1
であるとすると、正弦波変換回路27から得られる搬送波
Ｔと掛算器28から得られる変調波Ｍは次式のようにな
る。
関係でPWMパルスを発生しているときに第６図（ａ）に
示す時刻t1で変調波（Ａ点）の位相指令信号θ＊がπ／
３だけ進み位相になつたとする。この場合における周波
数比設定回路30の設定する周波数比ｎが９とすると、位
相変化検出回路33から得られる搬送波位相変化量Δθ０
は３πとなる。したがつて、加算器22の加算値はω０ ｔ
＋θ01＋３πとなる。この場合、振幅指令信号Ａ＊はA1
であるとすると、正弦波変換回路27から得られる搬送波
Ｔと掛算器28から得られる変調波Ｍは次式のようにな
る。
搬送波Ｔと変調波Ｍが（６），（７）式の関係になるこ
とは時刻t1からＢ点以降の変調波Ｍと搬送波Ｔの関係で
PWMパルスを発生する。第６図（ｂ）は変調波Ｍの位相
が変化しない場合のPWMパルスの波形を示し、第６図
（ｃ）に変調波Ｍの位相が変化した場合に本発明により
得られるPWMパルスの波形を示す。第６図（ｂ），
（ｃ）を比較すると明らかなように、第６図の時刻t1以
降の波形は第６図（ｂ）のＢ点以降の波形と同じように
なつている。
とは時刻t1からＢ点以降の変調波Ｍと搬送波Ｔの関係で
PWMパルスを発生する。第６図（ｂ）は変調波Ｍの位相
が変化しない場合のPWMパルスの波形を示し、第６図
（ｃ）に変調波Ｍの位相が変化した場合に本発明により
得られるPWMパルスの波形を示す。第６図（ｂ），
（ｃ）を比較すると明らかなように、第６図の時刻t1以
降の波形は第６図（ｂ）のＢ点以降の波形と同じように
なつている。
第７図は正逆転指令回路31が逆転信号Ｒを発生した場合
の波形図を示す。
の波形図を示す。
今、搬送波Ｔと変調波Ｍが次式の関係でPWMパルスを発
生しているとき、第７図（ｄ）に示すように時刻t2に正
逆転指令回路31が逆転信号Ｒを発生したとする。
生しているとき、第７図（ｄ）に示すように時刻t2に正
逆転指令回路31が逆転信号Ｒを発生したとする。
アツプダウンカウンタ20は逆転信号Ｒを加えるとクロツ
クパルスＰｃをダウン方向に計数する。このため、搬送
波信号Ｔと変調波信号Ｍは時刻t2から第７図（ａ）に点
線で示す如く逆位相時間で変化する。このことは電動機
３の磁束軸の変化に追従して変化することを意味し、正
転と逆転の切換えを円滑に行えることになる。正転から
逆転に切換えた場合のPWMパルスは第７図（ｃ）のよう
な波形になる。なお、時刻t2で逆転指令Ｒを与えず正転
状態を続けた場合のPWMパルスの波形を第７図（ｂ）に
参考までに図示してある。
クパルスＰｃをダウン方向に計数する。このため、搬送
波信号Ｔと変調波信号Ｍは時刻t2から第７図（ａ）に点
線で示す如く逆位相時間で変化する。このことは電動機
３の磁束軸の変化に追従して変化することを意味し、正
転と逆転の切換えを円滑に行えることになる。正転から
逆転に切換えた場合のPWMパルスは第７図（ｃ）のよう
な波形になる。なお、時刻t2で逆転指令Ｒを与えず正転
状態を続けた場合のPWMパルスの波形を第７図（ｂ）に
参考までに図示してある。
以上のようにしてPWMインバータの点弧制御を行うPWMパ
ルスを発生するのであるが、搬送波として正弦波信号を
用い変調波の位相変化に追従して搬送波の位相を変化さ
せている。このため、変調波の位相変があつてもPWMイ
ンバータの出力電圧（基本波成分）を正弦波にするPWM
パルスを発生することができる。したがつて、ベクトル
制御を精度良く行うことが可能となる。
ルスを発生するのであるが、搬送波として正弦波信号を
用い変調波の位相変化に追従して搬送波の位相を変化さ
せている。このため、変調波の位相変があつてもPWMイ
ンバータの出力電圧（基本波成分）を正弦波にするPWM
パルスを発生することができる。したがつて、ベクトル
制御を精度良く行うことが可能となる。
次に、本発明はマイクロプロセツサなどを用いてソフト
処理によつても実現できる。
処理によつても実現できる。
第８図にソフト処理で行う場合のフローチヤートを示
す。
す。
まず、信号Ａ＊，θ＊，ω１＊を取込みω0,n,Δθ0,F
／Ｒを演算する。
／Ｒを演算する。
次に、位相θ０を前のθ01とΔθ０との加算で求め、ω
０とｔを掛算しその値ωｔにθを加算しX1をもとめる。
次にX1と１／ｎを掛算し、X2をもとめる。X1及びX2より
y1＝AsinX2とy2＝sinX1を求め両者を比較し、y1y2の
とき出力を“1"レベルとし、y1＜y2のとき“0"レベルに
する。次にＦ／Ｒの値により、すなわち正転指令Ｆのと
きはｔ＝ｔ＋１、逆転指令Ｒのときはｔ＝ｔ−１とし、
元にもどることにより、第１図の実施例と同じ機能をだ
すことができる。また、本発明は搬送波信号も連続した
式で表わせるので、マイクロプロセツサ等を利用した全
てデイジタル回路に適しているという効果がある。
０とｔを掛算しその値ωｔにθを加算しX1をもとめる。
次にX1と１／ｎを掛算し、X2をもとめる。X1及びX2より
y1＝AsinX2とy2＝sinX1を求め両者を比較し、y1y2の
とき出力を“1"レベルとし、y1＜y2のとき“0"レベルに
する。次にＦ／Ｒの値により、すなわち正転指令Ｆのと
きはｔ＝ｔ＋１、逆転指令Ｒのときはｔ＝ｔ−１とし、
元にもどることにより、第１図の実施例と同じ機能をだ
すことができる。また、本発明は搬送波信号も連続した
式で表わせるので、マイクロプロセツサ等を利用した全
てデイジタル回路に適しているという効果がある。
以上説明したように本発明は搬送波として正弦波信号を
用い変調波の位相急変に追従して搬送波の位相も変化さ
せているので、変調波の位相急変があつてもPWMインバ
ータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生するこ
とができる。その結果としてベクトル制御を精度良く行
える。また、搬送波信号と変調波信号が連続した正弦関
数になるのでマイクロプロセツサなどの用いたデイジタ
ル制御でも容易に実現できるという効果も奏する。
用い変調波の位相急変に追従して搬送波の位相も変化さ
せているので、変調波の位相急変があつてもPWMインバ
ータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生するこ
とができる。その結果としてベクトル制御を精度良く行
える。また、搬送波信号と変調波信号が連続した正弦関
数になるのでマイクロプロセツサなどの用いたデイジタ
ル制御でも容易に実現できるという効果も奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はパル
ス発生回路の一例を示す詳細構成図、第３図は位相変化
検出回路の一例構成図、第４図は周波数比設定回路の特
性図、第５図〜第７図は本発明の動作説明用の波形図、
第８図は本発明をマイクロプロセツサで実行する場合の
フローチヤートである。 ２……PWMインバータ、３……誘導電動機、……速度制
御回路、12,13……電流制御回路、14……電圧演算回
路、15……パルス発生回路。
ス発生回路の一例を示す詳細構成図、第３図は位相変化
検出回路の一例構成図、第４図は周波数比設定回路の特
性図、第５図〜第７図は本発明の動作説明用の波形図、
第８図は本発明をマイクロプロセツサで実行する場合の
フローチヤートである。 ２……PWMインバータ、３……誘導電動機、……速度制
御回路、12,13……電流制御回路、14……電圧演算回
路、15……パルス発生回路。
Claims (3)
- 【請求項１】PWMインバータにより駆動される誘導電動
機の１次角周波数指令と正弦波搬送波の周波数比を設定
する周波数比設定手段と、前記１次角周波数指令と前記
周波数比から前記正弦波搬送波の角周波数を求める搬送
波角周波数演算手段と、前記PWMインバータの出力電圧
を指令する正弦波変調波の位相指令と前記周波数比を入
力して前記搬送波の変化させるべき位相変化量を求める
位相変化検出手段と、前記位相変化量を入力して前記搬
送波の位相を指令する搬送波位相指令手段と、前記搬送
波角周波数と前記搬送波位相指令を加算した第１信号を
出力する加算手段と、前記第１信号を前記周波数比で除
算した第２信号を出力する除算手段と、前記第１信号を
一定振幅の正弦波信号に変換し正弦波搬送波を出力する
搬送波発生手段と、前記第２信号を前記変調波の振幅指
令に応じた大きさの振幅の正弦波信号に変換し正弦波変
調波を出力する変調波発生手段と、前正弦波変調波と正
弦波搬送波を比較して前記PWMインバータに与えるPWMパ
ルスを出力する比較手段とを具備したことを特徴とする
PWMパルス発生装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記周波
数比設定手段は前記１次角周波数指令が大きくなるのに
伴い前記周波数比を小さくするものであることを特徴と
するPWMパルス発生装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、前記搬送
波発生手段は前記正弦波変調波の最大振幅よりも大きい
振幅の正弦波搬送波を発生することを特徴とするPWMパ
ルス発生装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58016039A JPH0667205B2 (ja) | 1983-02-04 | 1983-02-04 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
| KR1019840000408A KR920000835B1 (ko) | 1983-02-04 | 1984-01-30 | Pwm 펄스발생장치 |
| DE19843403802 DE3403802A1 (de) | 1983-02-04 | 1984-02-03 | Impulsgenerator fuer impulsbreitenmodulation |
| BR8400484A BR8400484A (pt) | 1983-02-04 | 1984-02-03 | Gerador de pulsos pwm |
| US06/576,720 US4628475A (en) | 1983-02-04 | 1984-02-03 | Pulse width modulation pulse generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58016039A JPH0667205B2 (ja) | 1983-02-04 | 1983-02-04 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59144396A JPS59144396A (ja) | 1984-08-18 |
| JPH0667205B2 true JPH0667205B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=11905436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58016039A Expired - Lifetime JPH0667205B2 (ja) | 1983-02-04 | 1983-02-04 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4628475A (ja) |
| JP (1) | JPH0667205B2 (ja) |
| KR (1) | KR920000835B1 (ja) |
| BR (1) | BR8400484A (ja) |
| DE (1) | DE3403802A1 (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0628520B2 (ja) * | 1984-03-21 | 1994-04-13 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
| DE3782613T2 (de) * | 1986-11-14 | 1993-03-25 | Toshiba Kawasaki Kk | Hilfsantriebsgeraet fuer eine turbine. |
| JPH07118956B2 (ja) * | 1987-02-17 | 1995-12-18 | 株式会社明電舎 | ベクトル制御装置 |
| US5123080A (en) * | 1987-03-20 | 1992-06-16 | Ranco Incorporated Of Delaware | Compressor drive system |
| US4808903A (en) * | 1987-04-13 | 1989-02-28 | Hitachi, Ltd. | Vector control system for induction motors |
| JPH01152928A (ja) * | 1987-12-09 | 1989-06-15 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| US4904919A (en) * | 1988-06-21 | 1990-02-27 | Allen-Bradley Company, Inc. | Dual mode control of a PWM motor drive for current limiting |
| JPH0785524B2 (ja) * | 1988-12-28 | 1995-09-13 | パイオニア株式会社 | パルス幅変調増幅回路 |
| FR2644307A1 (fr) * | 1989-03-13 | 1990-09-14 | Renault | Systeme de commande en couple d'un moteur asynchrone |
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| JPH03139192A (ja) * | 1989-10-23 | 1991-06-13 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機制御装置 |
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- 1983-02-04 JP JP58016039A patent/JPH0667205B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-01-30 KR KR1019840000408A patent/KR920000835B1/ko not_active Expired
- 1984-02-03 BR BR8400484A patent/BR8400484A/pt not_active IP Right Cessation
- 1984-02-03 US US06/576,720 patent/US4628475A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-02-03 DE DE19843403802 patent/DE3403802A1/de active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| BR8400484A (pt) | 1984-09-11 |
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