JPH06508244A

JPH06508244A - Ｔｄｍａ通信システムにおいて搬送周波数オフセット補償を行う方法および装置

Info

Publication number: JPH06508244A
Application number: JP4510943A
Authority: JP
Inventors: リン、フュアン; ラベツ、ジェラルド・ピー
Original assignee: モトローラ・インコーポレイテッド
Priority date: 1991-05-31
Filing date: 1992-04-29
Publication date: 1994-09-14
Also published as: EP0587641B1; US5245611A; CA2102495C; MY131088A; CN1030419C; BR9206060A; MX9202576A; KR970000794B1; AU1890992A; DE69226697T2; CA2102495A1; WO1992022155A1; NZ242957A; AU651897B2; DE69226697D1; CN1067539A; EP0587641A1; EP0587641A4

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】ＴＤＭＡ通信システムにおいて搬送周波数オフセット補償を行なう方法および装置発明の分野本発明は、一般に、無線受信機に関し、さらに詳しくは、デジタル無線受信機に関する。ただし、本発明は特に、適応時分割多元接続（ＴＤＭＡ）無線受信機システムにおいて搬送周波数オフセット補償を行なう方法および装置に関する。

発明の背景高データ・レートのＴＤＭＡ移動無線通信システムにおいて、一般的な伝送チャンネルはレイリー・フェージングのほかにマルチパス干渉を受ける。そのため、移動または携帯ＴＤＭＡシステムの無線受信機は、送信信号に対してそれぞれがランダムな大きさ１位相および時間遅延を有する送信信号の複数の複製（ｒｅｐｌｉｃａ）を受信することに対処しなければならない。補正措置がないと、マルチパスおよびレイリー・フェージングの両方によって生じるシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：　Ｉ　Ｓ　Ｉ　）は受信機の性能を著しく劣化させる。

チャンネルによって発生するひずみを補正する処理は等化とよばれることが当業者に知られている。このためにいくつかの種類の等化器を用いることができ、それには例えば線形等化器９判定帰還等化器（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄｂａｃｋｅｑｕａｌｉｚｅｒ：　Ｄ　Ｆ　Ｅ　）および最尤シーケンス推定（ｍａｘｉｍｕｍ−１ｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：　ＭＬ　ＳＥ）等化器がある。以下の説明ではＭＬＳＥ等化器を用いる受信機を中心にして説明する。

最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）関数をデータ伝送システム等化に適用できることがＧ、Ｄ、　Ｆｏｒｎｅｙ　Ｊｒ、博士によって１９７２年に理論が立てられた。Ｇ、Ｄ、　Ｆｏｒｎｅｙ、　Ｊｒ、。

”　Ｍ　ａ　Ｘ　ｉ　ｍ　ｕ　ｍ　−Ｌ　ｉ　ｋ　ｅ　ｌ　ｉ　ｈ　ｏ　ｏ　ｄ　Ｓ　ｅ　ｑ　ｕ　ｅ　ｎ　ｃ　Ｅ　ｓ　ｔ　ｉ　ｍ　ａ　煤@ｉ　ｏ　ｎ　ＯｆＤｉｇｉｔａｌ　５ｅｑｕｅｎｃｅｓ　Ｉｎ　Ｔｈｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ＯｆＩｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ、”　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ、　Ｖｏｌ、　１８．　Ｎｏ、　３．　Ｍａｙ＋９７２．　ｐｐ、　３６３−３７７を参照。ＭＬＳＥは、目的関数を最大または最小にするシーケンス推定方法である。

ＭＬＳＥを用いて目的関数を評価する当初の試みは複雑すぎて、実用にならなかった。そのため、Ｆｏｒｎｅｙ博士はこの問題を再構成し、この関数の計算をしやすくするためビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムを採用した。ビタビ・アルゴリズムはＭＬＳＥを実行するために必要な計算の数を大幅に低減することが理解される。ビタビ・アルゴリズムおよびＭＬＳＥ等化のより詳細な説明については、Ｇ、Ｄ。

Ｆｏｒｎｅｙ　Ｊｒ、、　”Ｔｈｅ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”。

Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ＩＥＥＥ　Ｖｏｌ、　６１．　Ｎｏ、　３．　Ｍａｒｃｈ＋９７３．　ｐｐ、　２６ｇ−２７８を参照。

１”ｏｒｎｅｙのＭＬＳＥ等化器を改善する受信機構造については、Ｄｒ、　Ｇ、　Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ、　”ＡｄａｐｔｉｖｅＭａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ＦｏｒＣａｒｒｉｅｒ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｄａｔａ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｓｙｓｃｅｍｓ−ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｚｉｏｎ、　Ｖｏｌ。

Ｃ０Ｍ−２２，ｐｐ、　６２４−６３６．　Ｍａｙ　＋９７４において説明されている。最近では、別のＭＬＳＥ受信機について、Ｒ０Ｄ’ａｖｅｌｌａ　ｅｔ　ａｌ、、　”Ａｎ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　ＭＬＳＥ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒｆｏｒ　ＴＤＭＡ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｒａｄｉｏ”、　ＩＥＥＥ　ＪｏｕｒｎａｌＯｎ　５ｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａｓ　Ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、　Ｖｏｌ、　７゜Ｎｏ、　Ｉ、Ｊａｎｕａｒｙ　１９８９において説明されている。

Ｄ’　ａｖｅｌｌａのシステムでは、以下でチャンネル・インパルス応答（ＣＩ　Ｒ）という無線チャンネル特性の一部としてドツプラによる周波数シフト、または送信機の局部発振器と受信機の局部発振器との間の周波数差、のいずれかによって生じる搬送周波数オフセットは、バーストごとに各受信ＴＤＭＡ信号内でひずみを発生する。そのため、Ｄ’　ａｖｅｌｌａのシステムはこのようなひずみを追跡し、除去するように設計される。コヒーレントな判定指向の検出方法を用いて、Ｄ’　ａｖｅｌｌａのＭＬＳＥ受信機は各受信バーストについてＣＩＲの新たな推定量を導出する。次に、整合フィルタ・タップ利得が、推定されたＣＩＲサンプルの共役複素数（ｃｏｍｐｌｅｘ　ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）として算出される。その後、勾配（ｇｒａａｔｅ旧）アルゴリズムが用いられ、前述のＵｎｇｅｒｂｏｅｃｋによる論文で開示されるように整合フィルタ限に抑える。残念ながら、シーケンス推定遅延は、Ｄ’　ａｖｅｌｌａのシステムによって補償できる許容搬送周波数オフセット範囲を制限する。

さらに別のタイプのＭＬＳＥ受信機について、Ｋａｚｕｈｉｒ。

０ｋａｎｏｕｅ　ｅｔ　ａｌ、、　”Ａｎ　ＭＬＳＥ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｗｉｔｈＣａｒｒｉｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ　ｆｏｒ　ＴＤＭＡ　ＤｉｇｉｔａｌＭｏｂｉｌｅ　Ｒａｄｉｏ”、　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＦｏｕｒｔｈＮｏｒｄｉｃ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ｏｎ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｒａｄｉ。

Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、　Ｏｓｌｏｗ　Ｎｏｒｗａｙ、　Ｊｕｎｅ　２６ −２８゜１９９０において１９９０年６月に開示されている。このＭＬＳＥ受信機は復調原理を採用し、データ信号推定が行なわれる前に、搬送周波数オフセット推定が整合フィルタの出力の関数として実行される。そのため、Ｋａｚｕｈｉｒ。

０ｋａｎｏｕｅらは、非判定指向の搬送周波数推定方法を提唱している。非判定指向の検出方法は一般に速度を優先して性能を犠牲にすることが当業者に理解される。従って、ＴＤＭＡ通信システムにおいて搬送周波数オフセット補償を行なうことができ、しかも従来技術の欠点を克服する別のＭＬＳＥ受信機構成を提供することは極めて有利である。

発明の概要本発明は、ＴＤＭＡ通信システムにいて搬送周波数オフセット補償を行なう方法および装置である。このため、ＴＤＭＡ受信機は、同期信号部分と、少なくとも一つの既知の部分と、メツセージ信号部分とをＴＤＭＡ時間スロット内で含む送信信号を伝送チャンネルを介して受信するように適応される。まず、送信信号の既知の部分に相当する受信信号の部分における位相誤りが判定される。次に、この位相誤りを除去し、それにより搬送周波数オフセットを補償するために、さまざまな受信信号パラメータが調整される。

本発明の主な利点は、メツセージ信号シーケンス推定の前にオフセット補償が行なわれることである。

本発明の別の利点は、本発明を採用するシステムの精度ならびに安定性を向上するために、複数の位相誤り推定量が互いに平均されることである。

図面の簡単な説明第１図は、直交デジタル送信および受信を採用するデータ伝送システムのブロック図である。

第２図は、本発明によるバースト伝送のデータ構造を示す。

第３図は、第２図のバースト伝送を受信し、本発明を用いて搬送周波数オフセットを補償するＴＤＭＡ受信機のブロック図である。

第４図は、本発明による別の搬送周波数オフセット補償を採用する第３図のＴＤＭＡ受信機のブロック図である。

第５図は、本発明によるさらに別の搬送周波数オフセット補償を採用するＴＤＭＡ受信機のブロック図である。

好適な実施例の詳細な説明送信機１０３から受信機（１０５〜１１７）にデータ信号を伝達する無線周波システム１００を第１図に示す。好適な実施例では、チャンネルのスループットを向上するためガウス最小シフト・キーイング（ＧＭＳＫ）が用いられるが、例えば最小シフト・キーイング（ＭＳＫ）、位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）、直交位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）、オフセット直交位相シフト・キーイング（ＯＱＰＳＫ）および多重位相シフト・キーイング（ＭＰＳＫ）などの他の直交型信号方式も利用できる。さらに、限られたチャンネル資源を多数のユーザの間で共有する周知の時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方法も用いられる。そのため、各ユーザには短い時間期間（時間スロット）が割り当てられ、その間に他のユーザによってメツセージを送受信できる。

動作中、受信機（１０５〜１１７）は、ある時間スロットにおいてＴＤＭＡ送信機１０３がらバースト通信信号Ｘ（１）を受信し、これはアンテナ１０４で受信され、信号ｙ　（ｔ）として直交復調器１０５に印加される。この直交復調器１０５は２つのダウンコーンバーとされた信号ｉＮ）およびｑ　（ｔ）を生成し、これらは複素変調信号２（１）のそれぞれ実数部および虚数部である。ｚ　（ｔ）の振幅は次のように表すことができる：また、ｚ　（ｔ）の位相は次のように表される：信号部　（ｔ）およびｑ　（ｔ）は従来のアナログ／デジタル変換器１０７，１０９に印加され、これらの変換器１０７゜１０９は信号プロセッサ１１５とデータ信号復元回路１１７からなる等化器回路１１１に信号のデジタル化されたサンプルを与えるために、これらの信号をデジタル化する。

１　（ｔ）およびｑ　（ｔ）のデジタル化サンプルはそれぞれＩ　（ｎ）およびＱ　（ｎ）と表され、ここでｎはデジタル化サンプルに対する指数（ｉｎｄｅｘ）である。

１１図においてｈ　（ｔ）として示される無線チャンネル・インパルス応答（ＣＩＲ）は、送信機１０３と受信機（１０５〜１１７）との間の相対的な移動に起因するドツプラ周波数変化を受ける。これらのドツプラ効果は送信信号の搬送周波数を変化させる。この周波数変化は搬送周波数オフセットといい、時変位相誤りを復調信号ｚ　（ｔ）に発生する。また送信機の搬送波発生発振器が受信機の搬送波発生発振器と異なる周波数で動作している場合にも別の時変位相誤りが発生することがある。全誤りは、送信信号Ｘ（１）と復調信号ｚ　（ｔ）との間の時変位相誤りまたは周波数誤差として表すことができる。本発明は、この位相誤りを判定し、これを補償することを目的とする。

はとんどの無線通信システム、例えば、ＧＳＭ文書０５ＭＯ５，０１”Ｐｈｙｓｉｃａｌ　Ｌａｙｅｒ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｒａｄｉｏ　Ｐａｔｈ：Ｇｅｎｅｒａｌ　Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ”　および０３Ｍ　Ｏ５，０２”Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ａｎｄ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｏｎ　ｔｈｅ　Ｒａｄｉ。

Ｐａｔｈ”で規定されているヨーロッパ用デジタル無線電話通信システムでは、送信バースト内のデータ構造は十分に定義されている。第２図は、バースト伝送（２００）のデータ構造を示す。各伝送は１４８ビツトからなり、これらのビットは２７０．８３３キロビット／秒のレートで伝送される。これらのビットのうち１１４ビツト（２１０）は実際のデータ伝送用であり、残りのビットはバーストの受信および検出を助けるために用いられる。同期信号パターンまたは同期ワード（２３０）というバーストの中間のトレーニング・シーケンスは受信機（１０５〜１１７）によって用いられ、無線チャンネル・インパルス応答（ＣＩＲ）を推定し、受信機の動作を同期する。バーストのいずれかの端部おける３つのエンド・ビットまたはテイル・ビット（ｔａｉｌ　ｂｉｔ）　（２０５，２１５）は、バーストの開始および／または終了を区切り、信号（２００）のデータ・メツセージ部分の等化を助けるために用いられる。最後に、同期ワード（２３０）の直前および直後の２つのスチーリング・フラグ（ｓｔｅａｌｉｎｇ　ｆｌａｇ）　（２４０）は、トラヒック・チャンネルに当初割り当てられたバーストが信号目的のために［盗まれた（ｓｔｅａｌ）Ｊことを示す。

好適な実施例に従って、本発明は送信パース）（２００）のテイル・ビット部分（２０５，２１５）を、搬送周波数オフセット補償を行なうための基準として利用する。各テイル・ビットは、バーストごとに一定に維持される既知の情報からなる。従って、既知のテイル・ビットに相当する受信バーストの部分において、搬送周波数オフセットに起因する位相誤り量をめることができる。その次に、位相誤りを解き、それにより搬送周波数オフセットを補償するために、バーストごとに受信信号に対して調整が行なわれる。

第３図は、例えば、ＧＭＳＫ変調データなどの直交変調方式を復元するために用いることのできる受信機のブロック図である。この受信機も本発明を用いて搬送周波数オフセットを補償することができる。留意すべき点は、本発明はＣＩＲの変化率が時間スロット期間よりも遅いＴ　ＤＭＡメソセージ伝送を採用するデジタル無線通信システム用であることである。

好適な実施例に従って、Ａ／Ｄ変換器１０７，１０９からのデジタル化されたサンプルＩ　（ｎ）およびＱ　（ｎ）は、■バッファ３１７およびＱバッファ３１９にそれぞれ保存される。次に、デジタル化サンプルは複素相関回路３１３に印加される。この回路では、当技術分野で周知の複素相関（ｃｏｍｐｌｅｘ　ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）がサンプルＩ　（ｎ）およびＱ（ｎ）と、メモリ装置３２１　（同期メモリ）に保存された同期信号パターンの複素複製（ｃｏｍｐｌｅｘ　ｒｅｐｌｉｃａ）との間で２つの複素数の間の複素相関は次式によって定義される：この式は、標本化された入力Ｉ　（ｎ）およびＱ　（ｎ）を用いて標本化された形式で次式のように表すこともできる：９、。）２Σ（１，。１１１．− ０、。。。１．１．。−１）。、（。、。）ｒ、（ｎ−ｍ）−１（。）ｒｔ（ｎ −ｍ）ｌ　（４）蜘）＝Ｒ，（”）＋ｊＲ・（ｍ）（５）ただし、ｒ、（ｎ）およびｒ、（ｎ）は保存された複素数の標本化された実数部分と虚数部分であり、ｍは入力信号と保存された複素数との間の相対的なサンプル・シフトであり、ｎはサンプル指数である。この相関を計算することにより、振幅および位相情報の両方を含む複素解が得られ、これはチャンネルの「サウンディング（ｓｏｕｎｄｉｎｇ）Ｊを表す。この相関は各バースト信号が受信されるごとに算出され、これを用いて同期およびチャンネル・インパルス応答の推定を行なう。

同期を行なうため、相関の大きさは次式に基づいて算出される：この相関の大きさは同期回路３２３に送られ、回路３２３は各受信バースト内で同期信号パターンを見つける。検出するために１サンプル／データ・シンボルで十分であるが、各同期ワード・シンボルはいくつかのＩ　（ｎ）およびＱ（ｎ）サンプルから構成される。従って、同期ワード・シンボルごとに最良サンプルを選ぶことが望ましい。好適な実施ヶ、０ヶ９．ｃ１．□よビーヶ大き５１．つぃ →（〜メを探す。

とによって行なわれる。シンボルごとに一つの非ゼロ値のみがメモリに保存されるので、一つの非ゼロ値に相当するＩ　（ｎ）およびＱ　（ｎ）サンプルがその後の処理のためのサンプルのセットの基準を構成する。用いられるサンプルは、同期されたサンプル基準から１シンボル間隔で選ばれ、シーケンスＩ’　（ｎ）およびＱ’　（ｎ）を形成し、これら同期信号パターンを見つけると、ＣＩＲ推定器３２５によってＣＩＲの推定が行なわれる。ＣＩＲ推定は、前述のＵｎｇｅｒｂｏｅｃｋ法に基づいて行なわれる。

第３図に示す実施例では、最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）等化器がデータ信号復元用に用いられる。この提唱されるＭＬＳＥ等化器は、整合フィルタ３２７．ビタビ・プロセッサ３２８およびビット・マツパ３２９からなる。動作中、■およびＱチャンネル・データ信号はそれぞれバッファ３１７．３１９から同期化回路３２３および位相補正回路３３７を介して整合フィルタ３２７に送られる。

整合フィルタ３２７は、前述のＵｎｇｅｒｂｏｅｃｋの引例に開示されるようなどタビ・プロセッサ３２８に結合される。

整合フィルタ３２７の出力をさらに処理する前に、この出力は複素／実数変換処理によって複素数から実数に変換しなければならない。好適な実施例では、ＧＭＳＫ変調が用いられる。データ・シンボルの入力ストリームはまず、前述のＧＳＭ勧告０５０２で説明されているように差動符号化される。このとき、実数への変換は変換処理（図示せず）によって容易に行なわれ、この処理は当技術分野で周知なように、整合フィルタ出力から１シンボルごとに実数サンプルおよび虚数サンプルを取り出す。次に、従来のように、ビタビ・プロセッサ３２８は格子（ｔｒｅｌｌｉｓ）を横断（ｔｒａｖｅｒｓｅ）　ｔ、、この格子から、データの確からしい（ｌｉｋｅｌｙ）シーケンスは整合フィルタ３２７によって与えられた入力信号から推定できる。次に、ビット・マツパ３２９はビタビ・プロセッサの出力（論理ｌと論理０からなる）を、算術的な正および負の値（＋１．−１）からなるハード判定信号に変換し、これらの正および負の値は受信入力信号のメソセージ信号部分の推定量を表す。好適な実施例に従って、ＭＬＳＥ等化器はＭ　ｏ　ｔ　ｏ　ｒ　ｏ　Ｉ　ａ　、　Ｉ　ｎ　ｃ　、から入手可能な５６００１または５６１１６　ＤＳＰなどのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）内で具現されるソフトウェア・アルゴリズムを介して構成される。もちろん、提唱されるＭＬＳＥ等化器はハードウェアで構成してもよい。

前述のように、送信信号がドツプラ周波数シフトおよび／または異なる送信器局部発振周波数と受信機局部発振周波数などの影響を受けると、それによって生じる搬送周波数オフセットによりＭＬＳＥのシーケンス推定に誤りが生じる。従って、本発明は搬送周波数オフセットを判定し、ハード判定信号が生成される前にこのオフセットを補償することを目的とする。このように、ＭＬＳＥ出力において生じる誤り率を低減することが可能になる。

第１実施例に従って、本発明は推定されたＣＩＲと共に既知のティル・ビット情報を利用して、周波数誤差のないサンプルのセットを構築する。次に、位相角差（位相誤り）を判定するために、これらのサンプルは受信バーストのテイル・ビット部分に相当する実際の受信サンプルと比較される。ティル・ビットはバーストごとに変化しない既知の情報からなるので、このような比較が可能である。次に、構築されたサンプルと受信サンプルとの間の位相角差は、ＭＬＳＥシーケンス推定の前に受信信号のメツセージ信号部分の位相を調整するために用いられる。

第３図において、ビット・マツパ３２９はメモリ保存装置３３８（基準メモリ）がら入力情報を受信する。設計上、メモリ保存装置３３８は送信信号のティル・ビット部分に相当する情報（Ｉ基準ワードおよび。基準ワード）を含む。

次にこの情報は算術的な同値にマツピングされ、信号復元回路３３１に送られる。この信号復元回路３３１は、ビット・マツパ３２９の出力をＣＩＲ推定器３２５によってめられた被推定チャンネル・インパルス応答で畳み込むことによって、任意の位相誤りを差し引いた受信ティル・ビットの複製を生成するように設計されている。複製信号の式は次式から得られる：ｒ（ｎ）　＝Σｃ（ｉ）ｄ（ｎ−ｉ）　（７）−〇ただしｒ　（ｎ）は複製信号を表し、ｃ　（ｉ）は標本化されたＣＩＲ推定量を表し、ｄ　（ｎ）はハード判定サンプルのシーケンスを表し、Ｌは被推定ＣＩＨの受信シンボル時間における間隔である。ＣＩＲは複素数なので、複製信号も複素数であり、位相を有する。前述のように、位相角差（位相誤り）を判定するために、複製信号はテイル・ビットに相当する受信信号サンプルと位相誤り推定器３３３によって比較される。

位相誤り計算を簡単にするため、前のバースト信号から推定される搬送周波数オフセット量の関数としてめられる角度で複製信号サンプルを回転することが望ましい場合が多い。ＰＬＬ回路３３５は、位相誤り推定の前に、位相誤り推定器３３３にこの回転角を与える。一般に、この修正位相誤りの大きさは、あらかじめ回転せずにめられる大きさよりも小さい。以下で説明するように、位相誤りの大きさが小さいと、位相誤りの計算は大幅に簡略化される。

位相誤りを判定する別の方法では、メモリ保存装置３３８の内容と入力信号サンプルＩ　（ｎ）およびＱ　（ｎ）との間で式（３）の複素相関を行ない、複素ＣＩＲ推定量の第２セツトを与える必要がある。このＣＩＨの第２推定は、受信バーストの外側に向かうデータ・ビットによって生じる位相誤りに関係する。次に、ＣＩＲ推定量の第１セツト（同期中に生成され、図示しないメモリ装置に保存される）は第２ＣＩＲ推定量と比較され、位相角差（位相誤り）を判定する。

２つの複素数の間の位相角差φを算出するーっの方法は、位相角差の正弦ＳＩＮ φを実際に計算し、次にφについて解く方法である。この計算の式は次式によって与えられれる：ただし、φは位相角差であり、ｉｌおよび１２は２つの複素数の虚数部分であり、ｒｌおよびｒ２は２つの複素数の実数部分である。

−を計算する別の方法は、ψが小さい場合にＳＩＮψ　＝　φ　（９）と想定する。受信バーストは比較的短い期間であるため、本発明は２つの複素数の間の位相角差を再度束めるためにこの近似を利用できる。

式（６）はバーストの中心における位相誤りを最小限に抑えるように動作するので、φは受信バーストの一方の端部における近似位相誤りであることがわかる。

ＴＤＭＡ信号の性質はバーストであるため、入力信号サンプルは同期ワード（２３０）の中心から復調される。バーストの外側にあるテイル・ビット・サンプルはφをめるために用いられるため、φはバーストのいずれかの端部における位相誤りを表す。従って、バーストの一方の端部から他方の端部までの位相誤りは２ φと近似できる。

この時点で、周波数オフセット補償を行なう方法がいくつかある。好適な実施例に従って、ＰＬＬ回路３３５は位相補正回路３３７を駆動して、この位相補正回路３３７は整合フィルタ３２７によって濾波される前にＩ’　（ｎ）およびＱ’ 　（ｎ）入力信号サンプルの位相角を調整する。この位相補正は、ドツプラ周波数シフトおよび／または局部発振周波数の相違のいずれかに起因する望ましくない時変位相誤りを補償する試みを表す。この場合も、ＴＤＭＡ信号の性質はバーストであるため、位相補正回路３３７は同期ワード（２３０）の中心からのサンプルを復調する。そのため、各サンプルの復調角は、サンプル時間に基づいた同期ワード（２３０）の中心からの距離に比例して増加する。オフセット補償を行なうため、同期ワード中心からの距離と、式（８）または式（９）からの位相誤りの推定量とに基づいて、サンプルはそれぞれ異なる量で位相回転される。

オフセット補償を行なうために必要な位相回転量は、次式によって決まる：ただしα（ｎ）はｎ番目のサンプル対に対する位相補正であり、φは推定済みの位相角差であり、Ｍはバーストごとのビット数である。入力信号サンプルを式（１ｏ）に従って位相補正することにより、本発明は搬送周波数オフセットに起因する時変位相誤りをＭＬＳＥシーケンス推定の前に除去することによって、ＭＬＳＥ出力に現われる誤り率を改善する。

第４図において点線で示されるさらに別の実施例に従って、ＰＬＬ回路３３５の出力がデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器４１０によってアナログ電圧Ｖｃ　（ｔ）に変換される場合に、周波数オフセット補償が行なわれる。アナログ電圧Ｖｃ　（ｔ）は、送信信号Ｘ　（仁）とＶＣＯＩＩＯの周波数との間のほぼすべての周波数オフセットを除去するため、直交復調器１０５の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０を駆動する。ＶＣＯ１１０の周波数を調整することにより、第４図の実施例はＭＬＳＥシーケンス推定の前に搬送周波数オフセットを除去することによってＭＬＳＥ出力に現われる誤り率を改善する。

第４図に示す実施例は、バーストごとの位相誤りの変化が遅いことを特徴とする環境において適用される。それ以外の場合には、リアルタイムでシステムを応答させるためはかなりの処理能力が必要とされる。他のすべての点では、第４図の受信機は第３図の受信機で説明したように動作する。

前述の周波数オフセット補償方法の安定性のみならず精度を改善するためには、前のバーストからの位相誤り推定量と現在の位相誤り推定量とを平均化することが極めて有利である。第３図および第４図に示す実施例に従って、この平均化を行なうためにＰＬＬ回路３３５が用いられる。

好適な実施例に従って、ＰＬＬ回路３３５は６バ一スト期間に等しい時定数を有する。

第５図において、さらに別の搬送周波数オフセット補償方式を採用するＴＤＭＡ受信機５００のブロック図を示す。

この実施例では、ＰＬＬ回路３３５．信号復元回路３３１およびピット・マツパ３２９が省略されている点を除いて、受信機５００は第３図の受信機３００で説明したように動作する。これらの省略されたものの代わりに、ＣＩＲ推定器３２５の出力が位相誤り推定器３３３およびビタビ・プロセッサ３２８に送られる。

複製信号生成において一つのＣＩＲサンプルしか利用されないと想定すると、式（７）は以下のように書き直される：ｒ（ｎ）　＝　ｃ（Ｄ　ｄ（ｎ−Ｄ　（ｉ　１）次に、位相誤りφを有する受信されたテイル・ビット入力信号サンプル（Ｔ　（ｎ）＋ｊＱ　（ｎ））は、≠だけ回転された元の送信シンボルとして表すことができ、ＣＩＲ項Ｃ（ｊ）によって処理できる。このような信号の式は次式のようになる：１（ｎ）＋ｊＱ（ｎ）＝　ａｌｌｅ−中Ｃ（ｊ）　（１２）ｃ　（ｊ）はＣＩＲ項である。

この時点で、位相誤りの計算は極めて単純になることが当業者に理解される。故に、本実施例の位相誤り推定器３３３は式（１２）のテイル・ビット入力信号サンプルＩ（ｎ）＋ｊＱ　（ｎ）を受信し、同期中に生成される最も大きい整合フィルタ・タップ利得を弁別することにより最上位ＣＩＲ成分ｃ　（ｊ）をめ、送信信号の既知の部分の共役複素数１／ａｎでテイル・ビット入力信号サンプルを乗じて、そして除算により複素タップｃ　（ｊ）を除去して位相誤りφを計算する。この手順は次式によって表される。

式（１２）によって生成されるφのその後の推定量ははいくつかのバーストにおいて平均化され、最終推定量Φとなり、これは式（１０）に基づいて着信バーストの入力信号サンプルを位相回転するために用いられる。位相誤り推定器３３３は用いるべきエンド・シンボルを知っているという事実により、第４図および第５図の信号復元回路３３１の必要がなくなる。この合理化に部分的に基づいて、本実施例の演算負担が軽減されることにより、システム処理資源に対する負担が大幅に低減される。

開示された搬送周波数オフセット補償方法は、ハード判定信号の生成の前に補償することによって、遅延されたシーケンス推定に伴う従来の問題を回避することに留意されたい。

本発明の精神から逸脱せずに、説明してきた実施例に対してさらなる修正が可能なことはもちろんである。例えば、開示された搬送周波数オフセット補償方法および装置についてＭＬＳＥタイプの等化の関係から説明してきたが、あらゆる等化方式は本発明による利点を享受できることが当業者に理解される。

Claims

【特許請求の範囲】

１．時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システムにおいて搬送周波数オフセット補償を行なう方法であって：ＴＤＭＡ時間スロットにおいて、同期信号パターンと、少なくとも一つの既知の部分と、メッセージ信号部分とを含む送信信号を伝送チャンネルを介して受信する段階；前記送信信号の前記少なくとも一つの既知の部分に相当する受信信号の部分における位相誤りを判定する段階；および位相誤りを除去し、搬送周波数オフセットを補償するために、受信信号パラメータを調整する段階；によって構成されることを特徴とする方法。
２．前記送信信号の前記メッセージ信号部分は、前記同期信号パターンと、前記送信信号の前記少なくとも一つの既知の部分との間にあることを特徴とする請求項１記載の方法。
３．位相誤りを判定する前記段階は：前記受信信号を標本化して、入力信号サンプルの第１セットを与える段階；入力信号サンプルの前記第１セットと、前記同期信号パターンの保存された複製との間で複素相関を行なう段階；前記相関に基づいて、伝送チャンネル・インパルス応答（ＣＩＲ）を算出する段階；前記複素相関中に生成されたピーク大きさのＣＩＲ値を弁別することによって、最上位ＣＩＲ成分を求める段階；前記送信信号の前記既知の部分の共役複素数と、前記送信信号の前記既知の部分に相当する少なくとも一つの入力信号サンプルとから積を求める段階；および前記ＣＩＲ成分を除去して、位相誤りを求める段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
４．位相誤りを判定する前記段階は：送信信号の前記少なくとも既知の部分に相当する受信信号の部分の複製信号を構築する段階であって、前記複製信号が周波数誤差を有していない段階；および前記送信信号の前記少なくとも一つの既知の部分に相当する受信信号の前記部分と、前記複製信号とを比較して、位相誤りを求める段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
５．位相誤りを判定する前記段階は：前記受信信号の前記同期信号部分において第１伝送チャンネル・インパルス応答（ＣＩＲ）を求める段階；前記送信信号の前記少なくとも既知の一つの部分に相当する受信信号の部分において、少なくとも第２伝送チャンネル・インパルス応答を求める段階；および前記第１ＣＩＲと前記少なくとも第２ＣＩＲとを比較して、位相誤りを求める段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
６．受信信号パラメータを調整する前記段階は：位相誤りの関数として、前記受信信号のサンプリング・レートを変更する段階；および位相誤りの関数として、前記受信信号のメッセージ信号部分を位相回転する段階；の少なくとも一つからなることを特徴とする請求項１記載の方法。
７．前記受信信号のメッセージ信号部分を位相回転する前記段階は：同期信号パターンの中心からの距離と、前記受信信号の前記既知の部分において推定された位相誤り量とに基づいて、メッセージ信号サンプルをそれぞれ異なる量で変調する段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項６記載の方法。
８．入力信号パラメータを調整する前記段階は、メッセージ信号シーケンス推定の前で、かつ複数のＴＤＭＡ時間スロットから複数の位相誤り推定量を平均した後に行なわれることを特徴とする請求項１記載の方法。
９．前記受信信号は、受信信号の既知の部分に向かって前記同期信号パターンの中心から復調されることを特徴とする請求項１記載の方法。
１０．時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システムにおいて、搬送周波数オフセット補償を行なう装置であって：ＴＤＭＡ時間スロットにおいて、同期信号パターンと、少なくとも一つの既知の部分と、メッセージ信号部分とを含む送信信号を伝送チャンネルを介して受信する手段；前記受信手段に結合され、前記送信信号の前記少なくとも一つの既知の部分に相当する前記受信信号の部分における位相誤りを判定する手段；および前記判定手段に結合され、前記位相誤りを除去し、かつ搬送周波数オフセットを補償するために、受信信号パラメータを調整する手段；によって構成されることを特徴とする装置。