JPH06503455A - マルチ変調機構に両立する無線機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 マルチ変調機構に両立する無線機 技術分野 この発明は、一般的には、それらに限定されるものではないが、定エンベロープ 変調技術及び不定エンベロープ変調技術を含む、変調技術並びにこれらと共に使 用するのに適した送信機及び受信機に関する。

発明の背景 無線通信をサポートするために種々の変調技術が知られている。例えば、周波数 変調（ＦＭ）のような、定エンベロープ（ｃａｎｓ　ｔａｎｔ　ｅｎｖｅ　１ｏ ｐｅ）変調技術がよく知られておりかつ理解されている。π／４差分ＱＰＳＫの ような、不定エンベロープ（ｎｏｎ−ｃｏｎｓ　ｔａｎｔ　ｅｎｖｅｌｏｐｅ） 変調技術も知られている。

π／４差分ＱＰＳＫ　（上に述べた）及びＦＭと共に使用される４レベルＦＳＫ のような、種々の変調機構と共に使用するのに適したデジタルシグナリング技術 も知られている。双方の技術は良く理解されているが、今日の技術では４レベル ＦＳＸ　ＦＭをベースとした無線機の迅速な導入は容易にサポートでき、一方π ／４差分ＱＰＳＫをベースとした不定エンベロープ無線機はより大きな挑戦を必 要としている。もちろんそのようなシグナリング及び変調をサポートするために 技術的かつ経済的に実行可能な足場を築く上での種々の障害が近い将来には存在 することは疑いがないが、デジタルシグナリングを必要とするユーザは一般に４ レベルＦＳＫ　ＦＭが比較的早急な実施のための候補であり得ることを見い出す であろう。

無線システムのユーザは、部分的にはスペクトルの効率のため、かつ部分的には 種々の所望の動作上の特徴的機能をサポートするために、デジタルシグナリング の即時的な利用可能性を大いに希望している。しかしながら、これらの同じユー ザは次世代の進歩を排除するという代償を支払ってまで、あるいは次世代の基盤 を好んで現在獲得しているデジタルシグナリングシステムを除去するという代償 を払ってまで現在利用可能な技術に投資することを望まない。

要するに、システムのユーザは、将来においてπ／４差分ＱＰＳＫ無線機が同様 に利用できるようにするため、当座の必要性を満たす目的で４レベルＦＳＸ　Ｆ Ｍシステムを獲得することを望まない。しかしながら、同時に、これらの同じユ ーザはデジタルシグナリングの利点を今実現することを希望する。

従って、４レベルＦＳＫ　ＦＭのような、デジタルシグナリングの現在の必要性 を満たしながら、さらに、π／４差分ＱＰＳＫのような、将来の技術をコスト効 率の良い方法で実現可能に取り入れた何らかの通信手法の必要性が存在する。

発明の概要 この必要性及び他のものは実質的に、ナイキストフィルタを有する送信機、及び 六イキストフィルタを含まない対応する受信機を含む無線送受信機を提供するこ とによって実質的に満たされる。

１つの実施例においては、前記送受信機は設計者の意図に応じて、定エンベロー プ信号、あるいは、不定エンベロープ信号を送信するよう構成できる。しかしな がら、受信機は定エンベロープ信号または不定エンベロープ信号を受信しかつ適 切に復調するよう機能する。このように構成することによって、システムは複数 のユーザを収容することができ、該ユーザのいくらかは定エンベロープ信号を送 信しかつ他のユーザは不定エンベロープを送信する。しかしながら、送信の形式 にかかわらず、全ての無線機は全ての信号を受信及び復調することができる。

このように構成することによって、定エンベロープ送信機は上記受信機と結合さ れて近い将来の必要性を満たすために４レベルＦＳＸ無線機の提供を可能にする 。後に、経済的な問題が解決すれば、π／４差分ＱＰＳＫ送信機を有する無線機 がシステムに導入できる。従って、システムオペレータは当面の必要性を満たす 無線機が与えられ、一方決世代の基盤を容易に収容できる両立性ある進路を保持 する。

１つの実施例においては、前記定エンベロープ信号及び不定エンベロープ信号は 異なるスペクトル帯域を占有できる。この相違にもかかわらず、前記受信機は両 方の信号を受信しかつ適切に復調することは可能である。

図面の簡単な説明 第１Ａ図及び第１Ｂ図は、従来技術の４レベルＦＳＫＦＭ送信機及び受信機構造 を示すブロック図である。

第２Ａ図及び第２Ｂ図は、従来技術のπ／４差分ＱＰＳＫ送信機及び受信機構造 を示すブロック図である。

第３Ａ図、第３Ｂ図及び第３Ｃ図は、４レベルＦＳＸ送信機及びπ／４差分ＱＰ ＳＫ送信機、及び双方の送信機と共に使用するのに適した受信機を示すブロック 図である。

第４図は、ＩＦフィルタ設計上の制約を示す。

第５Ａ図は、積分及びダンプフィルタのインパルス応答を示す。

第５Ｂ図は、前記積分及びダンプフィルタの周波数応答を示す。

第５Ｃ図は、前記積分及びダンプフィルタの帯域制限された周波数応答を示す。

好ましい実施例の詳細な説明 本発明の詳細な説明する前に、現在提案されている４レベルＦＳＫ及びπ／４差 分ＱＰＳＫ送受信機構造を簡単に説明するのが有用であろう。

第１Ａ図は、４レベルＦＳＫ送信機（１００）の関連部分を示す。該送信機は０ ．２のロールオフ係数（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ　ｆａｃｔｏｒ）を有するよう設計さ れたナイキストフィルタ（１０２）を含む。該ナイキストフィルタ（１０２）は 前記４レベルデータを累乗されたコサイン（ｒａｉｓｅｄ　ｃｏｓｉｎｅ）の平 方根の関数として処理する。

ナイキストろ波に続き、０．２７の偏移指数（ｄｅｖｉａｔｉｏｎ　１ｎｄｅｘ ）を有する周波数変調器（１０３）が前にろ波されたデータを効果的に積分し、 かつ該データを、ｅｊ　（φ＋″ｌｔ）によって表される、所定のキャリアに関 して該データを周波数変調する。簡単化するため、上記関数は、モトローラ・イ ンコーホレーテッドにより製造されかつ販売されているＤＳＰ５６０００型ファ ミリ装置のような、ＤＳＰにおいて容易に実施できる。上に説明した各ブロック 、及び説明しないが一般に送信機に含まれる他のブロック（電力増幅器のような ）は当業者に良く理解されており、かつ従ってこれ以上の説明はここでは行なわ ない。

第１Ｂ図は、提案された４レベルＦＳＫ受信機（１２５）のための関連する構成 要素を示す。ＩＦフィルタ（１２７）は受信された変調信号（１２６）をろ波し 、該ろ波された　゛信号は次に周波数変調される。この実施例では、周波数変調 器は逆タンジェント（ｉｎｖｅｒｓｅ　ｔａｎｇｅｎｔ）ブロック（１２８）を 含み、該ブロックはその信号を差分加算器（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｓｕｍ ｍｅｒ）（１２９）に供給し、該差分加算器（１２９）の反転入力は単位サンプ ル遅延（１３１）に結合している。（差分加算器として説明されているが、この 要素は実際には近似微分器（ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａ ｔ。

ｒ）のように見える。該近似は連続的な時間システムの真の微分器を近似するた めに離散時間システムにおける第１の差分に基いている。）前記差分加算器（１ ２９）の出力はナイキストフィルタ（１３２）（前と同様に０．２のロールオフ 係数を有する）に結合され、かつナイキストろ波されかつ復調された信号内に存 在する得られたデータは推計的勾配ビット復元ブロック（１３３）により復元さ れる。

上に述べた送信機（１００）と同様に、上に一般的に示された機能はＤＳＰにお いて容易に実施でき、かつまたは当業者によく知られかつ理解されており、従っ てこれ以上の説明はここでは行わない。

第２Ａ図は、提案されたπ／４差分ＱＰＳＫ送信機（２００）を示す。前と同様 に、４レベルデータソース（２０１）を想定すると、加算器（２０２）はこのデ ータを単位サンプル遅延（２０３）を通って処理されたフィードバック信号と加 算し、前記単位サンプル遅延（２０３）は差分エンコーダを実現するために協働 する。位相変調器（２０４）は次に前記エンコードされた信号をｅｊφの関数と して処理し、それによって、この実施例では、シンボルごとに１サンプルで複素 同相及び直角位相成分を発生する。前記同相及び直角位相成分は次にナイキスト ろ波され（２０６）（この場合ロールオフ係数＝０．　２）かつ適切なキャリア 周波数（２０８）と混合されて（２０７）所望の変調を生じさせる。

第２Ｂ図は、上に述べた送信機（２００）によって発生される信号を受信しかつ 復調するのに適した本発明によるπ／４差分ＱＰＳＫ受信機を示す。該受信機（ ２２５）は変調信号（２２６）を受信しかつ捕捉された信号をナイキストろ波す る（２２７）。ナイキストフィルタ（２２７）は０．２のロールオフ係数を有す る。位相復調器（２２８）は該ナイキストろ波された信号を逆タンジェントの関 数として処理し、かつ次にその位相復調された信号を差分デコーダ（ｄｉｆｆｅ ｒｅｎｔｉａｌ　ｄｅｃｏｄｅｒ）（２２９）に供給する。該差分デコーダ（２ ２９）は前記位相復調された信号及び単位サンプル遅延（２３２）によって処理 された前記位相復調信号を受信する差分加算器（２３１）を含む。得られた信号 は次に積分及びダンプフィルタ（２３３）で処理される。推計的勾配ビット復元 機構（２３４）は次に前記デコーダされた情報を処理して、第１Ｂ図に関して上 に概略的に示された４レベルデータ出力を生じさせる。

π／４差分ＱＰＳＫ変調のための送信機（２００）及び受信機（２２５）の双方 に対して上に概略的に説明したブロックは当業者に比較的良く理解されており、 かつ、電力増幅器、送信エレメント、その他のような送信機及び受信機を完成さ せるのに適した他の構成要素も当業者によく理解されている。従って、ここでは これ以上の説明は行なわない。

上に説明した定エンベロープ及び不定エンベロープ受信機及び送信機は本質的に 互いに両立性がない。例えば、前記第１の送信機（１００）によって提供される ４レベルＦＳＫ　ＦＭ変調は前記第２の受信機（２２５）を使用して適切に復元 しかつデコードすることはできない。従って、特定のシステムにおいて使用する ために一方又は他方の送信機／受信機（１００／１２５または２００／２２５） を選択することは前に選定されていない送信機／受信機を後に両立性をもって選 択することを不可能にする。

次に第３Ａ図〜第３Ｃ図を参照して、このジレンマに対する解決方法を提案する 。

まず、第３Ａ図において、１２．５ｋＨｚのチャネルで４レベルＦＳＸ　ＦＭ変 調を送信するのに適した定エンベロープ送信機が総括的に参照数字３００で示さ れている。

この定エンベロープ送信機（３００）は入力された４レベルデータ（３０１）を Ｏ８２のロールオフ係数を有する累乗コサイン（ｒａｉｓｅｄ　ｃｏｓｉｎｅ） ナイキストフィルタ（３０２）によって処理する。当業者は前に説明した本発明 の送信機はナイキストフィルタを含み送信機及び受信機の双方において累乗コサ イン関数は平方根関数となっているが、ここでは累乗コサイン関数はそのように 制限されないことに注意を要する。送信機および受信機の間にナイキストろ波を 分配する代わりに、この実施例では、全てのナイキストろ波は送信端において行 なわれている。

ナイキストろ波に続き、差分エンコーダ（３０３）が前記ナキストろ波された信 号を帯域制限フィルタ（３０４）においてπｆＴ／（ｓｉｎ（πｆＴ））の関数 として処理する。この実施例では、特定の設計上の問題はこのフィルタ（３０４ ）のインパルス応答を計算することを含む。

Ｈ（ω）＝理想的なナイキスト累乗コサインフィルタの周波数応答とし、 正規化コーナ周波数は１ラジアン／秒とする。

正規化シンボル時間（Ｔによって示される）はπ秒とする。

Ｈ（ω）＝１、この場合１ω１≦１−α、Ｈ（ω）＝　（１／２）＋ （１／２）ｃｏｓ　（π（１ω１−１＋α）／２α）、この場合、１−α〈１ω １≦１＋α Ｈ（ω）＝０、この場合、１＋αく１ω１、とすると、前記フィルタのインｌく ルス応答は逆フーリエ変換を使用して次のように表すことができる。

ｈ　（ｔ）　＝　（１／２π）　ｆ　Ｈ（ω）　ｅ””ｄωＨ（ω）は偶関数で あるから、上記式は次のようになる。

ｈ　（ｔ）＝　（１／π）ｆ　Ｈ（ω）ｃｏｓ　（ωｔ）ｄω１−α ＝　（１／π）ｆ　ｃｏｓ（ωｔ）ｄω１＋α ＋　（１／２π）ｆ　Ｃ０５（ωｔ）ｄω１−α １−α ／′２α）　ｃｏｓ　（ωｔ）ｄω 次に、積法前、ｃｏｓ　（ｘ）ｃｏｓ　（ｙ）＝０．５ｃ。

ｓ　（ｘ＋ｙ）＋０．５ｃｏｓ　（ｘ−ｙ）を使用し、力λつ積分を行なうと次 式が得られる。

ｈ　（ｔ）＝　（ｓｉｎ　（（１−ａ’）ｔ））／　（、ｒｔ）−ｓｉｎ　（（ １−ａ）ｔ））／　（２πｔ）［４π（（π／２α）＋１）］ ＋（ｓｉｎ（π−（１＋α）１） ＋５ｉｎ（（１−α）１））／ ［４π　（（π／２α）−１）］ 次に、ｓ　ｉｎ　（π＋ｘ）　＝−ｓ　ｉｎ　（ｘ）を使用し、かつ代数的に各 項を再編成すると次の結果が得られる。

ｈ　（ｔ）　＝　（π／（８α２ｔ））　（ｓｉｎ　（（１＋α）ｔ）＋５ｉｎ （（１−α）１））／ （（π／（２α））２−ｔ２） 最後に、ｓ　ｉｎ　（ｘ＋ｙ）　＋Ｓ　ｉ　ｎ　（ｘ−ｙ）　＝２　ｓ　ｉｎ　 （ｘ）ｃｏｓ　（ｙ）を使用すると次式が得られる。

ｈ　（ｔ）＝　（πｓ　ｉｎ　（ｔ）ｃｏｓ　（αｔ））　／（１（π　−４α ２ｔ２）） フィルタ関数ｈ　（ｔ）は今やＤＳＰの実施例において離散的な時間インターバ ルでサンプルしナイキスト累乗コサイン有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ を実現できる。

次に、整形フィルタ（ｓｈａｐｉｎｇ　ｆ　ｉ　１ｔｅｒ）ｆ　（ｔ）につき考 察する。もしＦ（ω）が該整形フィルタ（３０４）の周波数応答に等しいものと すれば、かつＴが上記Ｈにおいて使用された正規化システムに対するπ秒に等し い９６００ｂｐｓに対し２０８□　３３３マイクロセカンドに等しいシンボル時 間に等しいものとすれば、すべての周波数に対して次式が成立する。

Ｆ　（ω）　＝　（ωＴ／２）　／　（ｓ　ｉ　ｎ　（ωＴ／２）　）ナイキス トフィルタＨ（ω）に対する０、２のロールオフ係数により、−１，２π〈ωＴ ＜１．２πはＦ（ω）に対する注目周波数範囲となる。そのようなフィルタ関数 は初等微積分掌によって直接積分することはできない。逆フーリエ積分を計算す るために数値的な方法を使用することができるが、かなりの困難性を伴なう。計 算をスピードアップするために離散的フーリエ変換方法を用いることができ、あ るいはこの変換のＦＦＴバージョンを使用することができる。そのような方法は 十分な処理能力を利用できることを想定すると適切なものである。しかしながら 、この実施例では、他の方法が好ましい。ここでは、関数Ｆはコサイン項のフー リエ級数によって近似され次に時間領域に変換される。初めに、Ｆを近似する適 切な時間インターバルを選択する。これはプラスまたはマイナス１．２πに等し いかそれ以上でありかつプラスまたはマイナス２πより小さくなければならず、 その理由はＦの特異点がＷＴがπに等しい場合に存在するからである。プラスま たはマイナス１．３３３３πは有用なインターバルを構成するが、その理由はこ れによって８の係数によってＨをオーバサンプルする場合に各サンプルが６サン プル離れるようにすることができるからである。

以上のことを憇頭において、次式が成立する。

Ｆ　（ｘ）＝πｘ／ｓ　ｉｎ　（πｘ）＝ｆｏ＋　Σ　ｆｋｃｏｓ　（２πｋｘ ／１．３３３３３）ｋ＝１ この場合、Ｘ＝正規化周波数＝ｆＴ＝ωＴ／（２π）である。

上式はフーリエ級数展開であり次のようになる。

ｆｏ＝０．　７５　ｆ　Ｆ　（ｘ）　ｄｘｆｋ＝１．　５　ｆ　Ｆ　（Ｘ）　ｃ ｏｓ（２πｋｘ／１．３３３３３）　ｄｘこれらの積分は数値的に容易にめられ る。最初の１２項は以下の表に示されている。

表１ ２　０．１８９０４３ ３　−０．０９８２１０２ ４　０．０５９４４８１ ５　−０．０３９６０５９ ６　０．０２８１７９１ ７　−０．０２１０３０４ ８　０．０１６２７４６ ９　−０．０１２９５７１ １０　０．０１０５５４１ １１　−０．００８７５９２８ 関数Ｆ　（ｘ）およびそのフーリエ級数近似をプロットすることにより、十分に 近い関係を確認することができる。

上記級数は、勿論ナイキストフィルタのカットオフの直前の帯域のエツジ近（で はエラーが約２％になるが、前記ナイキストフィルタの通過帯域の大部分の場所 で所望の値の１％以内になる。

次に、前記級数に対して逆フーリエ変換を次のように行うことができる。

ｆ　（ｔ）＝　（１／２ｒ）ｆＦ　（ω）ｅｊ（１）ｔｄω＝（１／２π）ｆ　 （ｆｏ＋　Σ　ｆｋｃｏｓ　（ｋｃｔ＋Ｔ−”　ｋ＝１ ＝　（１／２π）（ｆｏδ（１） ＋　Σ　（ｆｋ／２）δ（ｔ＋０．７５ｋＴ）ｋ＝１ ＋　Σ　（ｆｋ／２）δ（ｔ−０，７５ｋＴ））ｋ＝１ この場合、ディラックデルタ関数はδ（１）として表現されている。

シンボルごとに８個のサンプルでサンプリングすることにより、非ゼロサンプル が０．７５Ｘ８＝６サンプルインターバルで得られる。ゼロ番目のサンプルの中 間はｆＯの振幅を有しかつ残りのサンプルはｆ、／２の振幅を有し、ｋはプラス またはマイナス１、プラスまたはマイナス２、プラスまたはマイナス３、以下同 様である。これは次に上のようにして計算されたｈ　（ｔ）関数と継続接続（ｃ ａｓｃａｄｅｄ）して必要なフィルタを作成することができる。

ろ波に続き、積分機能（３０６）が差分エンコードプロセスを完了させる。次に 、信号が、０．２５の偏移指数（ｄｅｖｉａｔｉｏｎ　１ｎｄｅｘ）を維持しな がら、ｅｊ　（φ＋ｃ′）ｊ）の関数として周波数変調される。得られた変調信 号は次に特定の用途に従って適切に増幅されかつ送信される。

第３Ｂ図は、６．２５ｋＨｚの帯域幅を有するπ／４差分ＱＰＳＫ信号の送信に 使用するのに適した不定エンベロープ送信機（３２５）を示す。加算器（３２７ ）は４レベルデータ入力（３２６）を受信しかつフィードバック信号（３２８） と加算する。これは第２Ａ図に関して前に概略的に示したように差分エンコーダ プロセスを与える。また第２Ａ図に示されるように、位相変調器（３２９）が信 号を処理しかつシンボルごとに１サンプルで複素同相および直交位相成分を提供 する。これらの成分は次に累乗コサインナイキストフィルタ（３３１）において ろ波される。上に述べた定エンベロープ送信機（３００）と同様に、この累乗コ サインナイキストフィルタ（３３１）は０．　２のロールオフ係数を有し、信号 を累乗コサインの平方根の関数として処理しない。その代わり、ソースから行先 へのすべてのナイキスト処理が送信機（３２５）において行われる。

ナイキストろ波に続き、ミキサ（３３２）が前記情報信号を適切なキャリア周波 数（３３３）と混合しかつ所望のπ／４差分ＱＰＳＫ変調が得られる。

第３Ｃ図は、上に説明した送信機（３００および３２５）のいずれかから変調信 号を受けかつデコードするために使用するのに適した受信機を示す。受信した変 調信号（３５１）はルーズな（ｌｏｏｓｅ）ＩＦフィルタ（３５２）に結合され る。このＩＦフィルタの設計は受信機（３５０）の広い周波数変調信号（１２， ５ｋＨｚのチャネルで与えられる）または狭いリニア変調信号（６，２５ｋＨｚ のチャネルで与えられる）を適切に受信するための能力に大きく影響する。特に 、前記ＩＦの設計は６．２５ｋＨｚのチャネル間隔を可能にするのに十分狭い阻 止帯域幅を持つ一方で、符号量干渉を避けるために十分広くかつ十分平坦な通過 帯域幅を受入れなければならない。フィルタ設計に対する制約は６．２５ｋＨｚ のチャネルにおける９６００ビット／秒のスループットを有するシステムに対し て第４図に示されている。前に述べたように、０．２のロールオフ係数を有する ナイキスト累乗コサインフィルタが送信機に見られる。阻止帯域幅の制限は６． ２５ｋＨｚであり、一方通過帯域幅の制限は、 （１＋α）（９６００／２）＝５．７６ｋＨｚを超えるよう設計される。

非常に過酷な遷移比率（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ　ｒａｔｉｏ）のため、 ｒ＝（阻止帯域幅／通過帯域幅）＜　（６，２５１５，７６）＝１．　０８５ となり、必要なフィルタ係数の数はそのようなフィルタを単一の有限インパルス 応答構成で実施する場合に約３５０である。計算の複雑さはフィルタ係数の数に 正比例するから、この方法は明らかに欠点を有している。この実施例では、ルー ズなＩＦフィルタ（３５２）はＤＳＰの実施例において２つのＦＩＲフィルタを 使用する。特に、デシメートフィルタが初めに後続のフィルタへの導入のために サンプルレートを低減するのに十分なだけ帯域幅を狭め、後続のフィルタが急峻 なフィルタロールオフを提供する。この実施例では両方のＦＩＲフィルタは等し いリップルの設計となっている。第１のＦＩＲフィルタは８０ｄＢの阻止帯域排 除を有し、４．６８ｋＨｚの阻止周波数および３ｋＨ２の通過周波数を有してい る。第２のＦＩＲフィルタは３゜００ｋＨｚの阻止周波数および２．’８８ｋＨ ｚの通過周波数を有している。両方のＦＩＲフィルタのパラメータは次の表２に 見られる。

表２ パラメータ　ＦＩＲＩ　ＦＩＲ２ ｆ　＝サンプル周波数　３８．４ｋＴｏ　７．６８ｋＨｚｆ　＝通過帯域コーナ 周波数　３．００ｋＨｚ　２．８８ｋＨｒｆ２＝阻止帯域コーナ周波数　４．６ ８ｋＨｚ　３．０ＯｋＴ。

ｒ＝遷移比率＝　ｆ　１／ｆ　２１．５６　１．０４１６５阻止帯域排除　１０ ０ｄＢ　５７．５ｄＢ通過帯域リップル　０．００１２ｄＢ　０．４ｄＢフイル タ係数の数　１２８　１２８ 第２のＦＩＲフィルタは６．２５ｋＨｚのチャネルに対する要求仕様よりも優れ た遷移比率を達成するが、これは前に述べたものよりも少ないフィルタ係数によ って行われている。

ＩＦろ波に続き、周波数復調器（３５３）が定エンベロ−プ情報を復調する。こ のため、周波数復調器は逆タンジェントブロック（３５４）、差分加算器（３５ ６）および単位サンプル遅延経路（３５７）を含んでおり、これらについては本 発明の４レベルＦＳＫ受信機（１２５）に対して上に概略的に説明した。

受信機（３５０）はまたπ／４差分ＱＰＳＫ受信機（２５５）について上に説明 したような差分デコーダ（３５８）を含んでおり、該差分デコーダ（３５８）は 単位サンプル遅延経路（３５７）および差分加算器（３５６）と積分およびダン プフィルタ（３５９）とを組合わせ含んでいる。

該積分およびダンプフィルタは本質的に所定のサンプル期間にわたり積分を行い かつ次の積分ウィンドウを準備するために履歴データ（ｈｉｓｔｏｒｉｃａｌ　 ｄａｔａ）をダンプするリニアフィルタを含む。該積分およびダンプフィルタの インパルス応答は第５Ａ図に見られ、該第５Ａ図においては縦軸は正規化された 振幅を表しかつ横軸は正規化された時間を秒で表しＴ、＝１秒である。対応する 周波数応答（よく知られた５ｉｎ（πｆＴ）／（πｆＴ）のフィルタ応答を反映 する）は第５Ｂ図に見られ、該第５Ｂ図においては縦軸は前と同様に正規化され た振幅を表しかつ横軸はヘルツでの正規化された周波数を表しＴ＝１秒である。

この積分およびダンプフィルタ（３５９）においては、両側の突出部のいくらか の部分は周波数応答からろ波除去され、従って帯域制限フィルタを提供する。完 全な符号の復元を達成するためには、−（１＋α）／（２Ｔ）Ｈｚ〜（１＋α） ／（２Ｔ）Ｈｚの範囲における周波数応答が保持されなければならない。１／Ｔ Ｈｚにおけるスペクトルのヌルを活用することにより、応答は１／ＴＨｚにおけ るローパスフィルタのカットオフに制限される。得られた周波数応答が第５Ｃ図 に見られ、該第５Ｃ図においても縦軸および横軸は第５Ｂ図について前に述べた のと同じである。

このフィルタ（３５９）に対するインパルス応答は逆フーリエ変換によって直接 計算できる。閉形式の解はサイン積分関数５ｉ（ｘ）に関して次のように表現で きる。

Ｈ（ｘ）　＝帯域制限されたフィルタの周波数応答＝（ｓｉｎ（πｘ））／（π ｘ）　ｌｘｌ＜１−Ｏｌ　ｘ　ｌ≧１ とすると、Ｈ（ｘ）の逆フーリエ変換であるｈ　（ｔ）は、ω＝２πＸとすると 、Ｈ（ω）は偶関数であるから、次のように表わされる。

２π ｈ（１）ＩＩ／π）　ｆ　（２／ω）ｓｉｎ　（ω／２）ｃｏｓ　（ｃｃ＞ｌ） 　ｄω〇 三角法の等式を用いると次のようになる。

１ｔ）ｌｌ／π）　ｆ　Ｉ（１／ω）　５ｉｎ（（ｊ＋ｌ／２）　ω）一５ｉｎ （（１−１／２１ｃｔ＋）ｌ　ｄωさらに、変数を代入すると次式力（得られる 。

ｈ　（ｔ） ２π（１＋１／２） ＝　（１／π）（ｓ　ｉｎ　（２π（ｔ＋１／２））−ｓｉｎ（２π（ｔ−１／ ２））） この場合、 ５ｉ（ｘ）＝　ｆ　（ｓｉｎ（ｔ）／１）ｄｔ続いて、推計的勾配ビット復元（ ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃｇｒａｄｉｅｎｔ　ｂｉｔ　ｒｅｃｏｖｅｒｙ）機構（３ ６１）が再び使用されて出力としての４レベルデータが復元される。

このように構成することによって、当業者には数多くの顕著な点が明らかになる であろう。第１に、受信機はナイキストろ波を提供しない。すべてのナイキスト ろ波は送信機で行われる。（ロールオフ比率はナイキストフィルタにおいて制御 されるべき重要な変数を構成する。ナイキストフィルタを使用した従来技術の送 受信機においては、この比率は送信フィルタおよび受信フィルタの双方に対して 同じでなければならない。ここでは、受信機はこの変数と独立であり、かつ前記 ロールオフ比率に対する異なる値を使用する異なる送信機からの信号を受信でき る。）第２に、受信機は効率的に、４レベルＦＳＫ　ＦＭまたはπ／４差分ＱＰ ＳＫリニア変調のような、定エンベロープ信号または不定エンベロープ信号を復 調しかつ復元することができる。第３に、この受信機は異なるチャネル幅、この 場合は、それぞれ、１２．５ｋＨｚおよび６．２５ｋＨｚ、にも、かかわらず、 これらの別々の変調形式を収容することができる。

上に説明したアーキテクチャにより、システムオペレータは前に述べた両立性あ る受信機と結合された４レベルＦＳＫ　ＦＭ送信機を使用することによりデジタ ルシグナリングの利点を実現するよう選択できる。リニア伝送技術がπ／４差分 ＱＰＳＫ送信機の経済的な配備を実行可能にした場合には、オペレータはそのよ うな送信機を定エンベロープ送受信機のために使用されるのと同し両立性ある受 信機と組合わせてシステムに導入することができる。異なる変調形式および異な る帯域幅の要求にもかかわらず、同じ受信機基盤によりこれらの異なるユニット の間での両立性ある通信ができるようになる。

国際調査報告 フロントページの続き （７２）発明者　ヒベン・ブラッドリー　エムアメリカ合衆国イリノイ州　６０ １３７、グレン・ニリン、ヒル・アベニュー　４３７（７２）発明者　ジオルコ ・エリツク　エフアメリカ合衆国イリノイ州　６０１９３、シャンバーブ、サウ ス・フィーザント・ウオーク・ドライブ　８１０ （７２）発明者　ジャスパー・ステイーブン　シーアメリカ合衆国イリノイ州　 ６０１９３、ホッフマン・エスティン、ハマン・コート

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. １．無線送受信機であって、 Ａ）ナイキストフィルタを含む送信機、およびＢ）ナイキストフィルタを含まな い受信機、を具備する無線送受信機。
2. ２．無線送受信機であって、 Ａ）少なくともナイキストフィルタを具備し、かつ、ｉ）定エンベロープ信号、 および ｉｉ）不定エンベロープ信号、 の内の少なくとも１つを送信する送信機、そしてＢ）ナイキストフィルタを含ま ず、 ｉ）定エンベロープ信号、および ｉｉ）不定エンベロープ信号、 の双方を受信しかつ適切に復調するための受信機、を具備する無線送受信機。
3. ３．無線送受信機であって、 Ａ）少なくともナイキストフィルタを具備し、かつｉ）第１のスペクトル帯域幅 を占有する定エンベロープ信号、および ｉｉ）前記第１のスペクトル帯域幅と異なる第２のスペクトル帯域幅を占有する 不定エンベロープ信号、の内の少なくとも１つを送信する送信機、そしてＢ）ナ イキストフィルタを含まず、 ｉ）第１のスペクトル帯域幅を占有する定エンベロープ信号、および ｉｉ）前記第２のスペクトル帯域幅を占有する不定エンベロープ信号、 の双方を受信しかつ適切に復調するための受信機、を具備する無線送受信機。
4. ４．無線送受信機であって、 Ａ）送信機であって、 ｉ）ナイキストフィルタ、 ｉｉ）前記ナイキストフィルタに結合され入力情報信号をろ波して変調された信 号の位相値を所定量だけ選択的に回転させる差分符号化手段、そしてｉｉｉ）前 記差分符号化手段に動作可能に結合され前記変調された信号を出力するための周 波数変調手段、を具備する請求の前記送信機、そして Ｂ）ナイキストフィルタを含まず、 ｉ）第１のスペクトル帯域幅を占有する定エンベロープ信号、および ｉｉ）第２のスペクトル帯域幅を占有する不定エンベロープ信号であって、前記 第１のスペクトル帯域幅は該第２のスペクトル帯域幅と異なるもの、の双方を受 信しかつ適切に復調するための受信機、を具備する無線送受信機。
5. ５．無線通信システムであって、 Ａ）第１の複数の送受信機であって、各送受信機は、ｉ）少なくともナイキスト フィルタを備えかつ第１のスペクトル帯域幅を占有する定エンベロープ信号を送 信するための送信機、 ｉｉ）ナイキストフィルタをもたず、 ａ）前記第１のスペクトル帯域幅を占有する定エンベロープ信号、および ｂ）前記第１のスペクトル帯域幅と異なる第２のスペクトル帯域幅を占有する不 定エンベロープ信号、の双方を受信しかつ適切に復調するための受信手段、を具 備する、前記第１の複数の送受信機、Ｂ）第２の複数の送受信機であって、各々 の送受信機は、 ｉ）少なくともナイキストフィルタを含みかつ前記第２のスペクトル帯域幅を占 有する不定エンベロープ信号を送信するための送信機、そして ｉｉ）ナイキストフィルタをもたず、 ａ）前記第１のスペクトル帯域幅を占有する定エンベロープ信号、そして ｂ）前記第２のスペクトル帯域幅を占有する不定エンベロープ信号、 の双方を受信しかつ適切に復調するための受信機手段、を具備する、前記第２の 複数の送受信機、を具備し、前記第１の複数の送受信機からの送受信機は前記第 ２の複数の送受信機からの送受信機と両立性をもって通信可能な、無線通信シス テム。