CN102468865A - 一种小区搜索粗同步的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种小区搜索粗同步的方法及装置，所述装置包括差分预处理的模块，同步位置估计装置，其中所述差分预处理模块包括：滤波器和加法器，滤波器对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器；加法器利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)输出至同步位置估计装置。本发明可大幅度降低直流分量对小区搜索粗同步的影响，且不受射频器件本身补偿能力和在非同步模式下非理想特性的限制，大幅提高了小区搜索粗同步的鲁棒性。

Description

一种小区搜索粗同步的方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及移动通信系统中的一种小区搜索粗同步的方法和装置。

背景技术

TD-SCDMA技术(时分同步码分多址接入，Time Division SynchronousCode Division Multiple Access)是第三代移动通信技术(3G)的三大主流标准之一，具有广泛的应用前景。在TD-SCDMA系统中，用户设备(UE，UserEquipment)在初始上电后需要搜寻可能存在的小区，并选择合适的小区登录。只有在UE登录到小区后，才能够获取本小区更详细的信息并获取邻近小区的信息，也只有在登录到小区后，才可以监听寻呼或发起呼叫。通常把从开机搜索到登录到合适小区的过程定义为小区初始搜索过程，简称ICS(InitialCell Search)。

TD-SCDMA系统的小区初始搜索过程，首先需要获知同步码的粗略位置，也就是进行子帧同步，简称为粗同步。现有技术中，粗同步的实现方法包括两种：一种是根据TD-SCDMA子帧功率分布特性搜索的能量窗法；另一种是在整个子帧范围内与32个Sync-DL码(下行同步码)作相关的相关法。其中，相关法由于运算量巨大且在多径和同频小区干扰的环境中性能明显退化，缺乏实用价值。

如图1所示，在TD-SCDMA的帧结构中，下行同步码(Sync-DL)的左边有32码片(chips)的保护间隔GP(Guard Period)，右边有96码片的保护间隔GP，Sync-DL本身为64码片。应用能量窗法时，由于GP的功率很小，因此从接收功率的时间分布上看，与GP相比Sync-DL段的功率较大。当用Sync-DL段功率之和除以两边的64码片(两边各32码片)功率之和时，可以得到较大的估计因子。用此方法可判断出下行导频时隙(DwPTS)的大致位置。因此，可以利用接收信号的功率形状建立功率“特征窗”的方法来搜索DwPTS的大致位置。

由于在进行小区搜索粗同步过程时，子帧同步尚未建立，自动增益控制(AGC)无法进入同步模式，且受到邻近移动台的影响，上下行时隙之间的功率可能存在着巨大的差异。为了在数字基带上获取合理量化的下行同步码信号及其附近的GP，现有技术尝试多种可能的AGC增益，并在每种AGC增益场景下，都进行特征窗搜索，以所有AGC增益场景下获取的特征窗最优值作为子帧同步码位置的估计位置。

此外，直流分量对现有小区搜索粗同步具有较大的影响。近年来射频器件从整体解决方案的成本和稳定性考虑，大都采用基于零中频方案的设计，直流分量是零中频射频方案引入的一个固有问题。为了减少残余直流分量对基带接收性能的影响，一般射频器件中的VGA(可编程增益放大器)等模块的内部配置有用于直流残余补偿的装置。但是，由于小区搜索粗同步过程尚未确定子帧定时，不能按照时隙独立进行AGC增益控制，致使小区搜索粗同步过程中，射频器件中的基带信号时常处于饱和限幅状态，直流分量补偿误差较大不能有效工作。此时启用射频芯片的直流分量补偿，常导致特定应用场景下出现直流输出残余过大，信号附带毛刺等副作用。

现有技术中的小区搜索粗同步中，利用下行同步码功率较前后信号的功率高的特征窗方法完成下行同步码位置的判断。较小残余直流分量的引入，会使得下行同步码和空隙位置的功率同等数值上升，会降低下行同步码较空隙位置特征值计算的比值。当残余直流分量增大到致使部分信号饱和限幅后，由于和直流分量同相的信号限幅比例大于和直流反向的信号限幅比例，非对称限幅致使信号的功率计算有所减小，进一步降低了下行同步码较空隙位置的特征值计算比值。当残余直流非常严重，与直流分量同相的信号大都被限幅时，下行同步码信号部分的功率计算值甚至会小于仅仅是直流部分的功率计算值，导致基于特征窗进行的小区搜索粗同步方法完全失效。

图2给出了不同信噪比情况下，直流分量对下行同步码定时位置特征值计算结果的影响。其中，下行同步码信号幅度为1，横坐标为信号功率和噪声功率的比值(SNR)，纵坐标是下行同步码位置处的特征值计算结果，限幅幅度为1。图2中，所示的四根曲线分别对应了无直流分量和直流分量幅度相对于满幅度0.2～0.6时的特征值。可见，当不存在直流分量时，随着信噪比的提高，特征值计算结果逐渐增大，在较高信噪比情况下，可以计算出非常明显的特征值。存在直流分量后，特征值计算结果都较无直流分量时的计算结果偏小，尤其是在直流分量较大的场景下，即便是信噪比很高的情况下，也几乎无法计算出有效的特征值，致使基于特征窗的小区搜索粗同步方法失效。

因此，如何实现小区搜索粗同步，成为需要解决的技术问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种小区搜索粗同步的方法和装置，用于在移动通信系统中，消除直流分量的影响，实现小区搜索粗同步。

为了解决上述问题，本发明提出了一种小区搜索粗同步的方法，包括：

对接收到的信号r(n)进行预差分处理，采用r(n)-r(n-M)的方式进行预差分处理获得预处理后的接收信号r’(n)；

根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步，确定下行同步码的位置；

其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。

所述根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步确定下行同步码的位置，是按照如下步骤进行：将经过预处理后的信号按照虚子帧为单位计算每个码片上的信号功率；根据所述信号功率，对每个假定的下行同步码所在位置计算下行同步码能量特征值；以最大能量特征值所在位置作为小区搜索粗同步得到的下行同步码所在位置。

所述预差分时延M的取值为2。所述预处理后的接收信号r’(n)表示为：

r′(n)＝r(n)-r(n-M)

＝[x(n)+α+η₁(nT_s)]-[x(n-M)+α+η₁((n-M)T_s)]

＝[x(n)-x(n-M)]+η′₁(nT_s)

其中，r(n)为接收到的信号在第n个码片上的采样值；M预差分时延；x(n)为通过信道后的信号在第n个码片上的采样值；η₁(nT_s)为噪声在第n个码片上的采样值；直流分量表示为α＝α_x+α_y·j。

本发明还提供一种小区搜索粗同步的装置，包括：差分预处理的模块，同步位置估计装置，其中：

所述差分预处理模块，用于对接收的信号r(n)进行延迟处理，利用接收的信号r(n)与延迟处理后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r’(n)输出至同步位置估计装置；

所述同步位置估计装置，用于根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步，确定下行同步码的位置；

其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。

所述差分预处理模块包括：滤波器和加法器，其中：滤波器，用于对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器；加法器，用于利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)输出至同步位置估计装置。

所述滤波器是延迟器组，延迟器组包括依次串联的一个或多个延迟器。所述预差分时延M的取值为2。

本发明还提供一种差分预处理的模块，包括：滤波器和加法器，

所述滤波器，用于对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器；

所述加法器，用于利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)输出至同步位置估计装置；其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。所述滤波器是延迟器组，延迟器组包括依次串联的一个或多个延迟器。所述预差分时延M的取值为2。

本发明的小区搜索粗同步方法及装置，是一种改进的TD-SCDMA小区搜索粗同步方案。本发明增加了对进行小区搜索粗同步的数据进行预处理的步骤，即将数据进行差分运算后再使用现有方法进行小区搜索粗同步计算，由于预处理的作用，使得本发明的估计结果不受数据中所含直流分量的影响。本发明与现有技术相比大幅度降低了直流分量对小区搜索粗同步的影响，且不受射频器件本身补偿能力和在非同步模式下非理想特性的限制，大幅提高了小区搜索粗同步的鲁棒性。

附图说明

图1是TD-SCDMA系统的帧结构中下行同步码示意图；

图2是直流分量对特征值计算结果的影响示意图；

图3是应用本发明的预差分处理后计算出的特征值示意图；

图4是应用本发明的预差分处理后的幅频响应示意图；

图5是本发明的小区搜索粗同步装置的结构图；

图6是本发明的小区搜索粗同步装置的具体实施例的结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下结合附图对本发明作进一步地详细说明。

本发明针对现有技术中采用能量窗方法进行粗同步估计时，受直流分量影响及在非同步模式下非理想特性的限制。本发明的改进的TD-SCDMA小区搜索粗同步方法，增加了对进行小区搜索粗同步的数据进行预处理的步骤，即将数据进行差分运算后再使用现有粗同步估计方法进行小区搜索粗同步计算，由于预处理的作用，使得本发明的估计结果不受数据中所含直流分量的影响。本发明与现有方法相比，大幅度降低了直流分量对小区搜索粗同步的影响，大幅提高了小区搜索粗同步的鲁棒性。

本发明的一种小区搜索粗同步的方法，包括：

对接收到的信号r(n)进行预差分处理，采用r(n)-r(n-M)的方式进行预差分处理获得预处理后的接收信号r’(n)，所述n表示码片序号，M表示预差分时延；根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步，确定下行同步码的位置。

所述预处理后的接收信号r’(n)是经过本发明提供的预差分处理后获得的用于小区搜索粗同步计算特征值的数据。预处理后的接收信号r’(n)，可以定义为：

r′(n)＝r(n)-r(n-M)

＝[x(n)+α+η₁(nT_s)]-[x(n-M)+α+η₁((n-M)T_s)]

＝[x(n)-x(n-M)]+η′₁(nT_s)

其中，r(n)为接收到的信号在第n个码片(chip)上的采样值；M为本发明定义的预差分时延；x(n)为通过信道后的信号在第n个码片上的采样值；η₁(nT_s)为噪声在第n个码片上的采样值；直流分量表示为α＝α_x+α_y·j。

在获取预处理后的接收信号r’(n)后，根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步确定下行同步码的位置时，还可包括以下步骤：

首先，将经过预处理后的信号按照虚子帧为单位计算每个码片上的信号功率；

然后，对每个假定的下行同步码所在位置计算下行同步码能量特征(中间64个码片的能量除以两边各32个码片的能量和)；

最后，以最大特征值所在位置作为小区搜索粗同步得到的下行同步码所在位置。

经过理论分析，虽然信号和噪声都与预差分处理之前有所不同，但并未影响粗同步特征值计算结果的有效性。本发明改进后的粗同步估计方法完全消除了直流分量对小区搜索粗同步特征值计算的影响。如图3所示，在M＝2时，仿真了针对TD-SCDMA终端小区搜索粗同步特征值计算结果受到直流分量的影响程度，仿真结果同样证实了本发明的改进方法对直流分量并不敏感，在不同程度的直流分量下都可以得到较为有效的特征值计算结果。

在实现复杂程度上，本发明用r′(n)＝r(n)-r(n-M)取代了r(n)，每个同步符号样点仅增加了一次减法运算，非常适合软硬件实现。且本发明由于未启用射频直流分量补偿，不会引入射频补偿带来的残余分量以及毛刺等非理想因素，有利于进一步提高小区搜索粗同步性能。

在本发明中，差分结果依然满足功率累加条件的这一特性，可以消除直流分量的影响。进行预处理时，可以将同步符号通过1-Z^M的滤波器。此处滤波器是一种通用的结构，表述了多个延迟器及其不同增益的组合，后续实施时采用的延迟器仅是滤波器结构的一种具体应用特例。进行预处理，由于该滤波器在Z＝1有一个零点，因此经过预处理后的信号抵消了直流分量。此外，由于TD-SCDMA基带信号的有效成分主要集中在480kHz以内，高频段有用信号功率谱密度较小，在Z＝-1处引入另一个零点，可以在一定程度上抑制带外噪声对估计性能的影响，却不用额外增加任何实现复杂度。图4是1-Z²的幅频响应示意图，M＝2是本发明提供的一种典型应用参数。

如图5所示，本发明的小区搜索粗同步的装置，包括：差分预处理的模块，同步位置估计装置，其中所述差分预处理模块包括：滤波器和加法器，

滤波器对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器；

加法器利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)输出至同步位置估计装置；

其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。

所述滤波器是延迟器组，延迟器组包括依次串联的一个或多个延迟器。

差分预处理的模块用于实现差分预处理。接收的信号r(n)分别输入到延迟器组和加法器，延迟器组对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器，加法器利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)。所述预处理后的接收信号r’(n)可以送入现有的同步位置估计装置，继续进行粗同步估计即可获得下行同步码所在位置。

如图6所示，给出了M＝2时的预差分处理的模块结构图。延迟器组采用两级串联的延迟器，两级串联的延迟器对输入数据进行延迟产生r(n-2)数据。加法器配置为减运算方式，被减数输入端接输入数据r(n)，减数输入端接延迟后的数据r(n-2)，减运算所得差，也就是输出端输出的差分运算结果，连接到现有同步位置估计装置的输入端。

本发明采用滤波器与加法器的组合来实现差分预处理模块，通常滤波器是由乘法器及若干寄存器组成，实现复杂度较高。本发明采用延迟器组，优选的实施方式下，仅采用2个串联的延迟器作为延迟器组，该延迟器组作为滤波器配合加法器实现差分预处理功能，通过差分预处理可以在一定程度上抑制带外噪声对估计性能的影响，却不用额外增加任何实现复杂度。因而，本发明具有结构简单，可极大简化硬件实现的方案，同时具有抑制直流分量效果明显的显著特点。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种小区搜索粗同步的方法，包括：

对接收到的信号r(n)进行预差分处理，采用r(n)-r(n-M)的方式进行预差分处理获得预处理后的接收信号r’(n)；

根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步，确定下行同步码的位置；

其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步确定下行同步码的位置，是按照如下步骤进行：

将经过预处理后的信号按照虚子帧为单位计算每个码片上的信号功率；

根据所述信号功率，对每个假定的下行同步码所在位置计算下行同步码能量特征值；

以最大能量特征值所在位置作为小区搜索粗同步得到的下行同步码所在位置。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

所述预差分时延M的取值为2。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

所述预处理后的接收信号r’(n)表示为：

r′(n)＝r(n)-r(n-M)

＝[x(n)+α+η₁(nT_s)]-[x(n-M)+α+η₁((n-M)T_s)]

＝[x(n)-x(n-M)]+η′₁(nT_s)

其中，r(n)为接收到的信号在第n个码片上的采样值；M预差分时延；x(n)为通过信道后的信号在第n个码片上的采样值；η₁(nT_s)为噪声在第n个码片上的采样值；直流分量表示为α＝α_x+α_y·j。

5.一种小区搜索粗同步的装置，包括：差分预处理的模块，同步位置估计装置，其中：

所述差分预处理模块，用于对接收的信号r(n)进行延迟处理，利用接收的信号r(n)与延迟处理后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r’(n)输出至同步位置估计装置；

所述同步位置估计装置，用于根据预处理后的接收信号r’(n)进行小区搜索粗同步，确定下行同步码的位置；

其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述差分预处理模块包括：滤波器和加法器，其中：

滤波器，用于对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器；

加法器，用于利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)输出至同步位置估计装置。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，

所述滤波器是延迟器组，延迟器组包括依次串联的一个或多个延迟器。

8.如权利要求5或6所述的装置，其特征在于，

所述预差分时延M的取值为2。

9.一种差分预处理的模块，包括：滤波器和加法器，

所述滤波器，用于对接收的信号r(n)进行延迟处理后输出至加法器；

所述加法器，用于利用接收的信号r(n)与延迟后的接收信号r(n-M)进行预差分处理，得到预处理后的接收信号r′(n)＝r(n)-r(n-M)输出至同步位置估计装置；

其中，所述n表示码片序号，M表示预差分时延，M为自然数。

10.如权利要求9所述的模块，其特征在于，

所述滤波器是延迟器组，延迟器组包括依次串联的一个或多个延迟器，所述预差分时延M的取值为2。

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