JPH0638712B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPH0638712B2 JPH0638712B2 JP58180384A JP18038483A JPH0638712B2 JP H0638712 B2 JPH0638712 B2 JP H0638712B2 JP 58180384 A JP58180384 A JP 58180384A JP 18038483 A JP18038483 A JP 18038483A JP H0638712 B2 JPH0638712 B2 JP H0638712B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は出力電圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する。
に関する。
従来，この種のＤＣ−ＤＣコンバータは，第１図の回路
図に示すように，定電圧回路３と電圧変換回路５との縦
続接続により構成されている。例えば，乾電池１から与
えられる出力端子２の電圧は１．７Ｖから１．０Ｖまで
変化するが，定電圧回路３により端子４の電圧は一定電
圧１．０Ｖに安定化される。その後に電圧変換回路５に
より２倍に昇圧され，出力端子６には安定化された２Ｖ
の電圧が得られるようになっている。
図に示すように，定電圧回路３と電圧変換回路５との縦
続接続により構成されている。例えば，乾電池１から与
えられる出力端子２の電圧は１．７Ｖから１．０Ｖまで
変化するが，定電圧回路３により端子４の電圧は一定電
圧１．０Ｖに安定化される。その後に電圧変換回路５に
より２倍に昇圧され，出力端子６には安定化された２Ｖ
の電圧が得られるようになっている。
ここで第１図において，定電圧回路３を用いない場合，
すなわち，直接，電圧変換回路５を乾電池１により駆動
する場合について考察すると，帰還抵抗５−４の値が無
限大のときの出力端子６の電圧Ｖ(open)が目的の安定化
出力電圧Ｖ(STB)の２値よりも充分大きければ，上記抵
抗５−４および５−５の比により決まる帰還電圧によっ
てＶ(STB)の値は安定化される。いま，抵抗５−４およ
び５−５の値をそれぞれＲ４およびＲ５とし，トランジ
スタ５−２のベース・エミッタ間電圧をＶBEとすると，
Ｖ(STB)は， となる。しかし，実際に， 程度しかない場合には，充分帰還がかけられず，端子４
の入力電圧が変化することによって出力端子６の出力電
圧が変わってしまうことになる。このような回路に，前
記定電圧回路３を付加すると，乾電池１の電圧が変わっ
たときの電源電流の変化は，第２図のグラフに見られる
ように，ほぼ一定値Ｉ１となる。この場合の変換効率η
１は，第３図のグラフに示すように， により表わされる。この(1)式において，ＩｌおよびＶ
ｌは負荷の電流および電圧である。ＩＬ，Ｖｌ，Ｉ１は
条件が決まると，変化しない値であり，そのために，乾
電池１の電圧ＶB1が大きくなるほど効率η１が低下する
という欠点があった。
すなわち，直接，電圧変換回路５を乾電池１により駆動
する場合について考察すると，帰還抵抗５−４の値が無
限大のときの出力端子６の電圧Ｖ(open)が目的の安定化
出力電圧Ｖ(STB)の２値よりも充分大きければ，上記抵
抗５−４および５−５の比により決まる帰還電圧によっ
てＶ(STB)の値は安定化される。いま，抵抗５−４およ
び５−５の値をそれぞれＲ４およびＲ５とし，トランジ
スタ５−２のベース・エミッタ間電圧をＶBEとすると，
Ｖ(STB)は， となる。しかし，実際に， 程度しかない場合には，充分帰還がかけられず，端子４
の入力電圧が変化することによって出力端子６の出力電
圧が変わってしまうことになる。このような回路に，前
記定電圧回路３を付加すると，乾電池１の電圧が変わっ
たときの電源電流の変化は，第２図のグラフに見られる
ように，ほぼ一定値Ｉ１となる。この場合の変換効率η
１は，第３図のグラフに示すように， により表わされる。この(1)式において，ＩｌおよびＶ
ｌは負荷の電流および電圧である。ＩＬ，Ｖｌ，Ｉ１は
条件が決まると，変化しない値であり，そのために，乾
電池１の電圧ＶB1が大きくなるほど効率η１が低下する
という欠点があった。
本発明の目的は，電圧変換回路の出力側に定電流源回路
から成る定電圧回路を付加することにより，入力電圧の
変動にともなって電圧変換回路の出力に変化が生じて
も，安定化された出力電圧を供給することのできるＤＣ
−ＤＣコンバータを提供することにある。
から成る定電圧回路を付加することにより，入力電圧の
変動にともなって電圧変換回路の出力に変化が生じて
も，安定化された出力電圧を供給することのできるＤＣ
−ＤＣコンバータを提供することにある。
本発明によれば，非安定なＤＣ電源を直接高電圧に変換
する電圧変換回路と、前記電圧変換回路の出力側に設け
られ、この電圧変換回路の出力を電源とする定電流源回
路と、この定電流源回路の電流駆動回路をなすトランジ
スタのコレクタと前記電圧変換回路と出力端との間に接
続された負荷回路をなす抵抗と、前記トランジスタのコ
レクタから入力し、前記電圧変換回路の制御入力端子に
帰還出力する設定回路を有し、前記設定回路を介して前
記コレクタ電圧を前記電圧変換回路に帰還することによ
り前記電圧変換回路の出力電圧を定電圧とすることを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
する電圧変換回路と、前記電圧変換回路の出力側に設け
られ、この電圧変換回路の出力を電源とする定電流源回
路と、この定電流源回路の電流駆動回路をなすトランジ
スタのコレクタと前記電圧変換回路と出力端との間に接
続された負荷回路をなす抵抗と、前記トランジスタのコ
レクタから入力し、前記電圧変換回路の制御入力端子に
帰還出力する設定回路を有し、前記設定回路を介して前
記コレクタ電圧を前記電圧変換回路に帰還することによ
り前記電圧変換回路の出力電圧を定電圧とすることを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
次に，本発明によるＤＣ−ＤＤコンバータについて実施
例を挙げ，図面を参照して説明する。
例を挙げ，図面を参照して説明する。
第４図は，本発明による第１の実施例の構成を示す回路
図である。この例は，乾電池１１と，スイッチ１２と，
スイッチ１２を介して入力電圧の与えられる自己励振形
の電圧変換回路１６と，電圧変換回路１６の出力側に接
続される定電圧回路１７と，電圧変換回路１６の入力端
子１４と制御入力端子１５との間に接続された抵抗１３
とにより構成されている。そして，定電圧回路１７は、
電圧変換回路１６の出力端１８と１９との間に、定電流
回路をなす抵抗１７−１、１７−２およびトランジスタ
１７−４、１７−５とこの定電流源回路の電流駆動回路
をなすトランジスタ１７−５のコレクタに接続されたコ
レクタ負荷用の抵抗１７−３とを設け、，さらに，トラ
ンジスタ１７−５のコレクタにベースが接続され，コレ
クタが上記電圧変換回路１６の制御入力端子１５に接続
された帰還信号伝達用のトランジスタ１７−６を設ける
ことによって形成されている。
図である。この例は，乾電池１１と，スイッチ１２と，
スイッチ１２を介して入力電圧の与えられる自己励振形
の電圧変換回路１６と，電圧変換回路１６の出力側に接
続される定電圧回路１７と，電圧変換回路１６の入力端
子１４と制御入力端子１５との間に接続された抵抗１３
とにより構成されている。そして，定電圧回路１７は、
電圧変換回路１６の出力端１８と１９との間に、定電流
回路をなす抵抗１７−１、１７−２およびトランジスタ
１７−４、１７−５とこの定電流源回路の電流駆動回路
をなすトランジスタ１７−５のコレクタに接続されたコ
レクタ負荷用の抵抗１７−３とを設け、，さらに，トラ
ンジスタ１７−５のコレクタにベースが接続され，コレ
クタが上記電圧変換回路１６の制御入力端子１５に接続
された帰還信号伝達用のトランジスタ１７−６を設ける
ことによって形成されている。
なお，電圧変換回路１６は、周知技術として，例えば，
第５図の回路図に見られるように構成されている。スイ
ッチ１２をＯＮにすると，乾電池１１からの電圧が入力
端子１４に与えられて自動的に発振を始め，昇圧コイル
１６−２の出力側に高電圧を発生させる。この発生電圧
は，ダイオード１６−３とコンデンサ１６−４とにより
整流され，出力端子１８と１９との間に昇圧された直流
の高電圧として取り出される。
第５図の回路図に見られるように構成されている。スイ
ッチ１２をＯＮにすると，乾電池１１からの電圧が入力
端子１４に与えられて自動的に発振を始め，昇圧コイル
１６−２の出力側に高電圧を発生させる。この発生電圧
は，ダイオード１６−３とコンデンサ１６−４とにより
整流され，出力端子１８と１９との間に昇圧された直流
の高電圧として取り出される。
ここで，再び第４図の定電圧回路１７を参照し，抵抗１
７−１の値をＲ１，抵抗１７−２の値をＲ２，抵抗１７
−３の値をＲ３，トランジスタ１７−４のベース・エミ
ッタ間電圧をＶＦ１，コレクタ電流をＩC1，トランジス
タ１７−５のベース・エミッタ間電圧をＶＦ２，コレク
タ電流をＩC2，トランジスタ１７−６のベース・エミッ
タ間電圧をＶＦ３とすると，出力端子１８および１９間
の出力電圧Ｖoutは， となる。従って，抵抗値Ｒ１，Ｒ２およびＲ３を選ぶこ
とにより，ベース・エミッタ間電圧ＶＦ１，ＶＦ２，Ｖ
Ｆ３，コレクタ電流ＩC1およびＩC2の値が決まり，かく
して出力電圧Ｖoutが任意の値に設定可能となる。さら
に，抵抗１７−２の値Ｒ２を， に選ぶことにより，出力端子１８の電圧が変化してトラ
ンジスタ１７−４のコレクタ電流ＩC1が変わっても，コ
レクタ電圧は変わらないから，トランジスタ１７−５の
コレクタ電流ＩC2は一定になる。従って，上記(2)式に
より，抵抗１７−３の値Ｒ３を出力電圧Ｖoutが所望の
値になるように選べばよい。なお，上記(3)式における
２６ｍＶの値はKT／ｑによって算出される。ここに，Ｋ
はボルツマン定数，Ｔは絶対温度，そしてｑは電荷を示
す。
７−１の値をＲ１，抵抗１７−２の値をＲ２，抵抗１７
−３の値をＲ３，トランジスタ１７−４のベース・エミ
ッタ間電圧をＶＦ１，コレクタ電流をＩC1，トランジス
タ１７−５のベース・エミッタ間電圧をＶＦ２，コレク
タ電流をＩC2，トランジスタ１７−６のベース・エミッ
タ間電圧をＶＦ３とすると，出力端子１８および１９間
の出力電圧Ｖoutは， となる。従って，抵抗値Ｒ１，Ｒ２およびＲ３を選ぶこ
とにより，ベース・エミッタ間電圧ＶＦ１，ＶＦ２，Ｖ
Ｆ３，コレクタ電流ＩC1およびＩC2の値が決まり，かく
して出力電圧Ｖoutが任意の値に設定可能となる。さら
に，抵抗１７−２の値Ｒ２を， に選ぶことにより，出力端子１８の電圧が変化してトラ
ンジスタ１７−４のコレクタ電流ＩC1が変わっても，コ
レクタ電圧は変わらないから，トランジスタ１７−５の
コレクタ電流ＩC2は一定になる。従って，上記(2)式に
より，抵抗１７−３の値Ｒ３を出力電圧Ｖoutが所望の
値になるように選べばよい。なお，上記(3)式における
２６ｍＶの値はKT／ｑによって算出される。ここに，Ｋ
はボルツマン定数，Ｔは絶対温度，そしてｑは電荷を示
す。
このような回路定数の選定によって，トランジスタ１７
−５のコレクタからトランジスタ１７−６のベースに帰
還信号が送られると，トランジスタ１７−６の出力信号
により電圧変換回路１６の発振周波数が制御されて，安
定化した変換電圧が出力端子１８および１９間に得られ
る。すなわち，この変換された電圧は抵抗１７−１，１
７−２および１７−３の値Ｒ１，Ｒ２およびＲ３によっ
て決まり，乾電池１１の電圧変動には左右されないこと
が判る。これによれば，トランジスタ１７−６の帰還量
が小さくなった場合でも，上記(2)式の関係により出力
電圧が決まるから，従来技術のように出力電圧の安定化
をそこなうことはない。さらに，乾電池からの供給電圧
が大きくなった場合には，もち上げられる電圧（変換電
圧対電池電圧の割合）は小さくなり，結果として消費電
流は少なくて済むという利点がある。なおトランジスタ
１７−５はそのコレクタ出力を電圧変換回路１６に帰還
する機能およびベース・エミッタ間電圧値ＶＦ３を設定
する機能を備えているが、以上の説明から分かるよう
に、その帰還機能は出力電圧の安定化に寄与することが
比較的に少ないのに対し、電圧ＶＦ３の設定は両端の電
圧値を特定するのに重要な役割を果たしている。従って
トランジスタ１７−６は、負荷抵抗１７−３及びこれを
通る電流ＩC2と共に、電圧設定手段の１つであると言っ
て良い。
−５のコレクタからトランジスタ１７−６のベースに帰
還信号が送られると，トランジスタ１７−６の出力信号
により電圧変換回路１６の発振周波数が制御されて，安
定化した変換電圧が出力端子１８および１９間に得られ
る。すなわち，この変換された電圧は抵抗１７−１，１
７−２および１７−３の値Ｒ１，Ｒ２およびＲ３によっ
て決まり，乾電池１１の電圧変動には左右されないこと
が判る。これによれば，トランジスタ１７−６の帰還量
が小さくなった場合でも，上記(2)式の関係により出力
電圧が決まるから，従来技術のように出力電圧の安定化
をそこなうことはない。さらに，乾電池からの供給電圧
が大きくなった場合には，もち上げられる電圧（変換電
圧対電池電圧の割合）は小さくなり，結果として消費電
流は少なくて済むという利点がある。なおトランジスタ
１７−５はそのコレクタ出力を電圧変換回路１６に帰還
する機能およびベース・エミッタ間電圧値ＶＦ３を設定
する機能を備えているが、以上の説明から分かるよう
に、その帰還機能は出力電圧の安定化に寄与することが
比較的に少ないのに対し、電圧ＶＦ３の設定は両端の電
圧値を特定するのに重要な役割を果たしている。従って
トランジスタ１７−６は、負荷抵抗１７−３及びこれを
通る電流ＩC2と共に、電圧設定手段の１つであると言っ
て良い。
第６図および第７図のグラフは，第４図の実施例により
それぞれ得られる電池電圧の変化に対する電源電流およ
び効率の変化特性を示したものである。このグラフから
判るように，電池の電圧が高くなるにしたがって電源電
流は減少し，その結果，効率は電源電圧に関係なく一定
に保たれる。例えば，電池電圧１．４Ｖのとき，従来の
回路による効率η１に対して３０％の改善が得られる。
この実施例によれば，電池電圧の変動範囲１．０〜１．
７Ｖ，安定化出力電圧を２．０Ｖに設定したときの入力
電圧に対する電圧変動率を約３％／Ｖにすることが可能
となり，従来の回路における約８％／Ｖと比べて約１／
２．６の改善が得られた。
それぞれ得られる電池電圧の変化に対する電源電流およ
び効率の変化特性を示したものである。このグラフから
判るように，電池の電圧が高くなるにしたがって電源電
流は減少し，その結果，効率は電源電圧に関係なく一定
に保たれる。例えば，電池電圧１．４Ｖのとき，従来の
回路による効率η１に対して３０％の改善が得られる。
この実施例によれば，電池電圧の変動範囲１．０〜１．
７Ｖ，安定化出力電圧を２．０Ｖに設定したときの入力
電圧に対する電圧変動率を約３％／Ｖにすることが可能
となり，従来の回路における約８％／Ｖと比べて約１／
２．６の改善が得られた。
第６図、第７図により本願発明の効果を説明したが、こ
こで効果が生じる理由について少し説明する。
こで効果が生じる理由について少し説明する。
本願および一般的な自励型のＤＣ−ＤＣコンバータは、
電圧変換回路が負荷へ十分電力を供給できるように帰還
がかかっている。
電圧変換回路が負荷へ十分電力を供給できるように帰還
がかかっている。
このため負荷が一定の場合、入力電圧（電池電圧）が高
いときには電圧変換回路の発振周波数が低くなり、これ
によって電源電流値を小さくする。一方、入力電圧（電
池電圧）が低いときには電圧変換回路の発振周波数が高
くなり、これにより入力電流値を大きくする。このよう
に、電池電圧に応じて入力電流を制御しているので第
６、７図のような効果を生ずる。
いときには電圧変換回路の発振周波数が低くなり、これ
によって電源電流値を小さくする。一方、入力電圧（電
池電圧）が低いときには電圧変換回路の発振周波数が高
くなり、これにより入力電流値を大きくする。このよう
に、電池電圧に応じて入力電流を制御しているので第
６、７図のような効果を生ずる。
第８図は，本発明による第２の実施例の構成を示す回路
図である。この例は，定電圧回路におけるトランジスタ
としてNPN型からPNP形への変更と，これに対応して電源
電圧を基準にし，負側の電圧が安定化されている点に第
１の実施例との相違があるが，その他の構成および動作
に関しては，第の実施例と変わりがない。
図である。この例は，定電圧回路におけるトランジスタ
としてNPN型からPNP形への変更と，これに対応して電源
電圧を基準にし，負側の電圧が安定化されている点に第
１の実施例との相違があるが，その他の構成および動作
に関しては，第の実施例と変わりがない。
第９図は，本発明による第３の実施例の構成を示す回路
図である。この回路は，トランジスタ３４−５のコレク
タ負荷として抵抗３４−３に直列にダイオード特性をも
たせたトランジスタ３４−６を接続した点に第１の実施
例との相違があるが，その他の構成および動作に関して
は第１の実施例と変わりがない。このトランジスタ３４
−６の挿入は，周囲温度の変動により生ずる出力電圧の
変化を抑圧するために役立てられるもので，トランジス
タ３４−６に流れるダイオード電流の温度変化により変
わる傾向がコンバータ回路自体の温度変化により生ずる
出力電圧の変化を補償するようにはたらく。なお，この
例では，温度補償用としてダイオード接続されたトラン
ジスタを用いたが，これに限定されることなく，補償す
るのに好ましい温度変化特性を有するダイオード，サー
ミスタ等を用いてもよいし，あるいは，その使用個数を
増やしてもよいことは言うまでもない。
図である。この回路は，トランジスタ３４−５のコレク
タ負荷として抵抗３４−３に直列にダイオード特性をも
たせたトランジスタ３４−６を接続した点に第１の実施
例との相違があるが，その他の構成および動作に関して
は第１の実施例と変わりがない。このトランジスタ３４
−６の挿入は，周囲温度の変動により生ずる出力電圧の
変化を抑圧するために役立てられるもので，トランジス
タ３４−６に流れるダイオード電流の温度変化により変
わる傾向がコンバータ回路自体の温度変化により生ずる
出力電圧の変化を補償するようにはたらく。なお，この
例では，温度補償用としてダイオード接続されたトラン
ジスタを用いたが，これに限定されることなく，補償す
るのに好ましい温度変化特性を有するダイオード，サー
ミスタ等を用いてもよいし，あるいは，その使用個数を
増やしてもよいことは言うまでもない。
以上の説明により明らかなように，本発明によれば電圧
変換回路の出力側に定電圧回路を接続し，この定電圧回
路を介して電圧変換回路を制御することによって，帰還
量が少ない場合にも安定化した昇圧電圧が得られること
は勿論，電池電圧の変化範囲において，効率を一定にす
ることができ，さらに温度補償まで容易に得られる点，
出力電圧の安定性および信頼性の向上に対して得られる
効果は大きい。
変換回路の出力側に定電圧回路を接続し，この定電圧回
路を介して電圧変換回路を制御することによって，帰還
量が少ない場合にも安定化した昇圧電圧が得られること
は勿論，電池電圧の変化範囲において，効率を一定にす
ることができ，さらに温度補償まで容易に得られる点，
出力電圧の安定性および信頼性の向上に対して得られる
効果は大きい。
第１図は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す
回路図，第２図は，第１図の例における電源電流対電池
電圧の変化特性を示すグラフ，第３図は，第１図の例に
おける効率対電池電圧の変化特性を示すグラフ，第４図
は，本発明による第１の実施例の構成を示す回路図，第
５図は，第４図の実施例における電圧変換回路の具体例
を示す回路図，第６図は，第４図の実施例における電源
電流対電池電圧の変化特性を示すグラフ，第７図は，第
４図の実施例における効率対電池電圧の変化特性を示す
グラフ，第８図は，本発明による第２の実施例の構成を
示す回路図，第９図は，本発明による第３の実施例の構
成を示す回路図である。 図において，１１，２１，３１は乾電池，１３，２２，
３２は抵抗，１６，２３，３３は電圧変換回路，１７，
２４，３４は定電圧回路，１７−１〜１７−３，２４−
１〜２４−３，３４−１〜３４−３は抵抗，１７−４〜
１７−６，２４−４〜２４−６，３４−４〜３４−７は
トランジスタである。
回路図，第２図は，第１図の例における電源電流対電池
電圧の変化特性を示すグラフ，第３図は，第１図の例に
おける効率対電池電圧の変化特性を示すグラフ，第４図
は，本発明による第１の実施例の構成を示す回路図，第
５図は，第４図の実施例における電圧変換回路の具体例
を示す回路図，第６図は，第４図の実施例における電源
電流対電池電圧の変化特性を示すグラフ，第７図は，第
４図の実施例における効率対電池電圧の変化特性を示す
グラフ，第８図は，本発明による第２の実施例の構成を
示す回路図，第９図は，本発明による第３の実施例の構
成を示す回路図である。 図において，１１，２１，３１は乾電池，１３，２２，
３２は抵抗，１６，２３，３３は電圧変換回路，１７，
２４，３４は定電圧回路，１７−１〜１７−３，２４−
１〜２４−３，３４−１〜３４−３は抵抗，１７−４〜
１７−６，２４−４〜２４−６，３４−４〜３４−７は
トランジスタである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 森 泰啓 東京都港区芝５丁目33番１号 日本電気株 式会社内 (56)参考文献 特開 昭48−54460（ＪＰ，Ａ) 実開 昭54−184438（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】非安定なＤＣ電源を直接高電圧に変換する
電圧変換回路と、 前記電圧変換回路の出力側に設けられ、この電圧変換回
路の出力を電源とする定電流源回路と、 この定電流源回路の電流駆動回路をなすトランジスタの
コレクタと前記電圧変換回路と出力端との間に接続され
た負荷回路をなす抵抗と、 前記トランジスタのコレクタから入力し、前記電圧変換
回路の制御入力端子に帰還出力する設定回路を有し、 前記設定回路を介して前記コレクタ電圧を前記電圧変換
回路に帰還することにより前記電圧変換回路の出力電圧
を定電圧とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、前記負荷回路が前記抵抗に直列に
接続されたダイオード特性を有する少なくとも１個の素
子とで構成されたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (8)
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|---|---|---|---|
| JP58180384A JPH0638712B2 (ja) | 1983-09-30 | 1983-09-30 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| US06/651,413 US4633379A (en) | 1983-09-30 | 1984-09-17 | DC-DC converter having feedback type switching voltage converting circuit |
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