JPH06311745A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH06311745A JPH06311745A JP11243493A JP11243493A JPH06311745A JP H06311745 A JPH06311745 A JP H06311745A JP 11243493 A JP11243493 A JP 11243493A JP 11243493 A JP11243493 A JP 11243493A JP H06311745 A JPH06311745 A JP H06311745A
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- JP
- Japan
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- output
- switching
- voltage
- power supply
- control circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 多出力スイッチング電源の出力を安定化す
る。 【構成】 第１のスイッチングトランジスタＱ1 によっ
て出力される第１の出力電圧Ｖ1 を、第１のＰＷＭ制御
回路ＩＣ1 によって安定化する。また、第１の出力電圧
Ｖ1 を供給する２次巻線Ｎ2 の交番電圧を降圧チョーパ
型のスイッチング回路ＳＷに供給し、第２のＰＷＭ制御
回路ＩＣ2 によってその出力電圧Ｖ2 を安定させる。第
２のＰＷＭ制御回路ＩＣ2 は第１のＰＷＭ制御回路ＩＣ
1 によって同期がかけられており、スイッチングトラン
ジスタＱ1 がオンとなった時にスイッチングトランジス
タＱ2 もオンとなるように制御されている。
る。 【構成】 第１のスイッチングトランジスタＱ1 によっ
て出力される第１の出力電圧Ｖ1 を、第１のＰＷＭ制御
回路ＩＣ1 によって安定化する。また、第１の出力電圧
Ｖ1 を供給する２次巻線Ｎ2 の交番電圧を降圧チョーパ
型のスイッチング回路ＳＷに供給し、第２のＰＷＭ制御
回路ＩＣ2 によってその出力電圧Ｖ2 を安定させる。第
２のＰＷＭ制御回路ＩＣ2 は第１のＰＷＭ制御回路ＩＣ
1 によって同期がかけられており、スイッチングトラン
ジスタＱ1 がオンとなった時にスイッチングトランジス
タＱ2 もオンとなるように制御されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は複数の電圧を必要とす
る、例えば電子機器の電源として好適なスイッチング電
源装置に関するものである。
る、例えば電子機器の電源として好適なスイッチング電
源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】整流された商用電源から、所望の直流電
圧を得るために整流電圧を断続して平滑するスイッチン
グ電源が慣用されている。複数の電圧値を同時に得るこ
とができるスイッチング電源は、一般的に絶縁トランス
を使用し、その１次側に供給されている電流をスイッチ
ングトランジスタで断続するとともに、絶縁トランスの
２次側巻線を適当な巻線比となるように設定することに
よって任意の電圧を出力することができるようになされ
ている。
圧を得るために整流電圧を断続して平滑するスイッチン
グ電源が慣用されている。複数の電圧値を同時に得るこ
とができるスイッチング電源は、一般的に絶縁トランス
を使用し、その１次側に供給されている電流をスイッチ
ングトランジスタで断続するとともに、絶縁トランスの
２次側巻線を適当な巻線比となるように設定することに
よって任意の電圧を出力することができるようになされ
ている。
【０００３】図３はこのようなスイッチング電源装置の
１例を示したもので、商用電源を整流した直流入力電圧
Ｖinが供給されている絶縁トランスＴとその１次側に流
れる電流を断続するＳＷトランジスタＱを備え、絶縁ト
ランスＴの２次側のコイルに誘起される交番電圧を整流
し、平滑する手段として整流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３、チョークコイルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 及び平滑コンデン
サＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 を備えている。なお、ＤＦはダンパ
ダイオードであり、チョークコイルＬ1 、Ｌ2、Ｌ3 と
ともに整流ダイオードＤ（１、２、３）がオフ期間に電
流を負荷側に供給している。
１例を示したもので、商用電源を整流した直流入力電圧
Ｖinが供給されている絶縁トランスＴとその１次側に流
れる電流を断続するＳＷトランジスタＱを備え、絶縁ト
ランスＴの２次側のコイルに誘起される交番電圧を整流
し、平滑する手段として整流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３、チョークコイルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 及び平滑コンデン
サＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 を備えている。なお、ＤＦはダンパ
ダイオードであり、チョークコイルＬ1 、Ｌ2、Ｌ3 と
ともに整流ダイオードＤ（１、２、３）がオフ期間に電
流を負荷側に供給している。
【０００４】２次側のコイルの巻線数Ｎ1 、Ｎ2 、Ｎ3
は１次コイルの巻線数Ｎ0 に対応して所定の巻線比とな
るように設定され、それぞれＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を出力す
るようになされている。このスイッチング電源は、スイ
ッチングトランジスタＱを所定のデューディパルスでオ
ン／オフすることによって２次側の直流出力電圧値を変
化させることができるフォワード方式のスイッチング電
源回路であり、２次側の直流出力Ｖ1 の値を抵抗Ｒ1 、
Ｒ2 で分圧するとともに、この分圧電圧と基準電圧Ｅｒ
をコンパレータＯＰで比較し、その差信号をホトカプラ
ＰＣを介してパルス幅が変化するＰＷＭ制御回路ＩＣに
供給して、前記スイッチングトランジスタＱのオン／オ
フ周期をコントロールすると出力電圧を安定化すること
ができる。
は１次コイルの巻線数Ｎ0 に対応して所定の巻線比とな
るように設定され、それぞれＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を出力す
るようになされている。このスイッチング電源は、スイ
ッチングトランジスタＱを所定のデューディパルスでオ
ン／オフすることによって２次側の直流出力電圧値を変
化させることができるフォワード方式のスイッチング電
源回路であり、２次側の直流出力Ｖ1 の値を抵抗Ｒ1 、
Ｒ2 で分圧するとともに、この分圧電圧と基準電圧Ｅｒ
をコンパレータＯＰで比較し、その差信号をホトカプラ
ＰＣを介してパルス幅が変化するＰＷＭ制御回路ＩＣに
供給して、前記スイッチングトランジスタＱのオン／オ
フ周期をコントロールすると出力電圧を安定化すること
ができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで出力電圧Ｖ1
が上記したようなフイードバックコントロールによって
制御されたとしても、他の出力端子、例えば出力電圧Ｖ
2 Ｖ3 に接続されている負荷に変動があると、これらの
出力電圧はその負荷の影響を受けて独自に変化し、この
帰還制御によって２次側の全部の電圧が安定化されると
はいえない。図４は上記したようなスイッチング電源に
おいて、特に安定化した電圧が他にも存在する場合のス
イッチング電源装置を示したもので、図１と同一部分は
同一符号とされている。
が上記したようなフイードバックコントロールによって
制御されたとしても、他の出力端子、例えば出力電圧Ｖ
2 Ｖ3 に接続されている負荷に変動があると、これらの
出力電圧はその負荷の影響を受けて独自に変化し、この
帰還制御によって２次側の全部の電圧が安定化されると
はいえない。図４は上記したようなスイッチング電源に
おいて、特に安定化した電圧が他にも存在する場合のス
イッチング電源装置を示したもので、図１と同一部分は
同一符号とされている。
【０００６】本例は特に安定化した電圧Ｖ3 を得るため
に、出力電圧Ｖ2 の整流平滑出力をさらに第２のスイッ
チング電源回路ＳＷに供給し、このスイッチング電源回
路ＳＷをＰＷＭ制御用ＩＣ2 でコントロールするように
なされている。つまり平滑された直流出力Ｖ2 を降圧型
のチョッパ型スイッチング電源回路ＳＷに供給し、この
スイッチング電源回路をＰＷＭ制御用ＩＣ2 で制御しな
がら一定の電圧Ｖ3 が得られるようにしている。しか
し、このようなスイッチング電源は部品点数が増加する
とともに、回路構成が複雑になるという問題があった。
に、出力電圧Ｖ2 の整流平滑出力をさらに第２のスイッ
チング電源回路ＳＷに供給し、このスイッチング電源回
路ＳＷをＰＷＭ制御用ＩＣ2 でコントロールするように
なされている。つまり平滑された直流出力Ｖ2 を降圧型
のチョッパ型スイッチング電源回路ＳＷに供給し、この
スイッチング電源回路をＰＷＭ制御用ＩＣ2 で制御しな
がら一定の電圧Ｖ3 が得られるようにしている。しか
し、このようなスイッチング電源は部品点数が増加する
とともに、回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は出力電圧を安定
化するために、絶縁トランスの１次コイルに流れる電流
を断続する第１のスイッチング手段、上記絶縁トランス
の２次コイルに出力される整流電圧を検出し基準バイア
スと比較す第１の比較手段、この第１の比較手段の出力
を１次側に帰還して第１のスイッチング手段を断続し、
２次側の出力を安定化する第１の制御手段、上記２次コ
イルの出力に直列接続されている第２のスイッチング素
子、上記第２のスイッチング手段の出力を平滑して第２
の電圧として出力する平滑手段、上記平滑手段の出力を
検出し基準電圧と比較する第２の比較手段及び、上記第
２の比較手段の出力によって上記第２のスイッチング手
段を断続し、上記平滑手段の出力電圧を安定化する第２
の制御手段を備えており、特に上記第１の制御手段と第
２の制御手段が同期状態でコントロールされるようにし
たものである。
化するために、絶縁トランスの１次コイルに流れる電流
を断続する第１のスイッチング手段、上記絶縁トランス
の２次コイルに出力される整流電圧を検出し基準バイア
スと比較す第１の比較手段、この第１の比較手段の出力
を１次側に帰還して第１のスイッチング手段を断続し、
２次側の出力を安定化する第１の制御手段、上記２次コ
イルの出力に直列接続されている第２のスイッチング素
子、上記第２のスイッチング手段の出力を平滑して第２
の電圧として出力する平滑手段、上記平滑手段の出力を
検出し基準電圧と比較する第２の比較手段及び、上記第
２の比較手段の出力によって上記第２のスイッチング手
段を断続し、上記平滑手段の出力電圧を安定化する第２
の制御手段を備えており、特に上記第１の制御手段と第
２の制御手段が同期状態でコントロールされるようにし
たものである。
【０００８】
【作用】１次側に設けられている第１の制御手段によっ
て２次側の直流出力電圧が安定化されるとともに、この
２次側に出力される交番信号の整流時間を第１の制御手
段と、同期している第２の制御手段でコントロールされ
る第２のスイッチング手段によって制御するようにして
いるので部品点数が節約できるようになる。
て２次側の直流出力電圧が安定化されるとともに、この
２次側に出力される交番信号の整流時間を第１の制御手
段と、同期している第２の制御手段でコントロールされ
る第２のスイッチング手段によって制御するようにして
いるので部品点数が節約できるようになる。
【０００９】
【実施例】図１は本発明のスイッチング電源装置を示し
たもので、Ｖinは図示されていない商用電源を整流した
電圧が供給されている入力電圧、Ｃ0 は平滑コンデン
サ、Ｔは絶縁トランス、Ｑ1 は１次コイルを断続スイッ
チングトランジスタでる。絶縁トランスＴの２次コイル
側に整流ダイオードＤ1 、チョークコイルＬ1 、平滑コ
ンデンサＣ1 が設けられ、ダンパーダイオードＤＦとと
もに、２次側に誘起された交番電圧を直流電圧に変換し
ている。すなわち、スイッチングトランジスタＱ1 がオ
ンとなったときに誘起される正の電圧はダイオードＤ
1 、チョークコイルＬ1 を介して平滑コンデンサＣ1 で
積分され、図示されていない負荷回路に供給される。
たもので、Ｖinは図示されていない商用電源を整流した
電圧が供給されている入力電圧、Ｃ0 は平滑コンデン
サ、Ｔは絶縁トランス、Ｑ1 は１次コイルを断続スイッ
チングトランジスタでる。絶縁トランスＴの２次コイル
側に整流ダイオードＤ1 、チョークコイルＬ1 、平滑コ
ンデンサＣ1 が設けられ、ダンパーダイオードＤＦとと
もに、２次側に誘起された交番電圧を直流電圧に変換し
ている。すなわち、スイッチングトランジスタＱ1 がオ
ンとなったときに誘起される正の電圧はダイオードＤ
1 、チョークコイルＬ1 を介して平滑コンデンサＣ1 で
積分され、図示されていない負荷回路に供給される。
【００１０】スイッチングトランジスタＱ1 がオフとな
り誘起電圧がない期間ではチョークコイルＬ1 に蓄積さ
れている電磁エネルギーがダンパーダイオードＤＦを介
して負荷及び平滑コンデンサ側に流出し、リップル成分
が少なくなるようにするフォワード方式のスイッチング
電源回路を構成している。直流出力Ｖ1 が抵抗Ｒ1 、Ｒ
2 で分圧されてコンパレータＯＰ1 の一方の端子に供給
されており、他方の端子に供給されている基準電圧Ｅｒ
1 と比較される。そして、この比較出力の信号が前記し
たホトカプラＰＣを介してＰＷＭ制御回路ＩＣ1 に入力
される。
り誘起電圧がない期間ではチョークコイルＬ1 に蓄積さ
れている電磁エネルギーがダンパーダイオードＤＦを介
して負荷及び平滑コンデンサ側に流出し、リップル成分
が少なくなるようにするフォワード方式のスイッチング
電源回路を構成している。直流出力Ｖ1 が抵抗Ｒ1 、Ｒ
2 で分圧されてコンパレータＯＰ1 の一方の端子に供給
されており、他方の端子に供給されている基準電圧Ｅｒ
1 と比較される。そして、この比較出力の信号が前記し
たホトカプラＰＣを介してＰＷＭ制御回路ＩＣ1 に入力
される。
【００１１】ＰＷＭ制御回路ＩＣ1 は、前記ホトカプラ
ＰＣの出力信号によってオン／オフ期間が変化するドラ
イブパルスをスイッチングトランジスタＱ1 に供給し、
１次コイルに流れる電流を断続する。つまり、出力電圧
Ｖ1 は基準電圧Ｅｒ1 より高くなるとオン期間が短くな
るようにドライブパルスを変調し、逆に出力電圧Ｖ1が
基準電圧Ｅｒ1 より低い場合はドライブパルスのパルス
幅が広くなるような変調を行う。そして、出力電圧が常
に一定に電圧となるように安定化する。一点鎖線で囲っ
たＳＷは、上記絶縁トランスＴの２次コイルに誘起され
ている交番電圧を直接整流してコンバートする降圧型の
チョッパ電源回路であり、本実施例ではスイッチングト
ランジスタＱ2 の断続は第２のＰＷＭ制御回路ＩＣ2 に
よってコントロールされるようになされている。
ＰＣの出力信号によってオン／オフ期間が変化するドラ
イブパルスをスイッチングトランジスタＱ1 に供給し、
１次コイルに流れる電流を断続する。つまり、出力電圧
Ｖ1 は基準電圧Ｅｒ1 より高くなるとオン期間が短くな
るようにドライブパルスを変調し、逆に出力電圧Ｖ1が
基準電圧Ｅｒ1 より低い場合はドライブパルスのパルス
幅が広くなるような変調を行う。そして、出力電圧が常
に一定に電圧となるように安定化する。一点鎖線で囲っ
たＳＷは、上記絶縁トランスＴの２次コイルに誘起され
ている交番電圧を直接整流してコンバートする降圧型の
チョッパ電源回路であり、本実施例ではスイッチングト
ランジスタＱ2 の断続は第２のＰＷＭ制御回路ＩＣ2 に
よってコントロールされるようになされている。
【００１２】第２のＰＷＭ制御回路ＩＣ2 には出力電圧
Ｖ2 を抵抗Ｒ3 、Ｒ4 で分圧し、その電圧と基準電圧Ｅ
ｒ2 をコンパレータＯＰ２で比較した信号が入力され、
その出力でＰＷＭ制御回路ＩＣ2 がスイッチングトラン
ジスタＱ2 のオン／オフ制御をする。そして、出力電圧
Ｖ2 が一定の値（５Ｖ）になるように制御するものであ
る。
Ｖ2 を抵抗Ｒ3 、Ｒ4 で分圧し、その電圧と基準電圧Ｅ
ｒ2 をコンパレータＯＰ２で比較した信号が入力され、
その出力でＰＷＭ制御回路ＩＣ2 がスイッチングトラン
ジスタＱ2 のオン／オフ制御をする。そして、出力電圧
Ｖ2 が一定の値（５Ｖ）になるように制御するものであ
る。
【００１３】この第２のＰＷＭ制御回路ＩＣ2 は前記第
１のＰＷＭ制御回路ＩＣ1 から同期信号がトランスＴＣ
を介して供給されており、この同期信号によって第１の
ＰＷＭ制御回路ＩＣ1 がスイッチングトランジスタをオ
ンに反転する時点で第２のスイッチングトランジスタＱ
2 もオンになるように制御される。しかしスイッチング
トランジスタＱ2 がオフになる点は前記出力電圧Ｖ2 の
値によって設定される。
１のＰＷＭ制御回路ＩＣ1 から同期信号がトランスＴＣ
を介して供給されており、この同期信号によって第１の
ＰＷＭ制御回路ＩＣ1 がスイッチングトランジスタをオ
ンに反転する時点で第２のスイッチングトランジスタＱ
2 もオンになるように制御される。しかしスイッチング
トランジスタＱ2 がオフになる点は前記出力電圧Ｖ2 の
値によって設定される。
【００１４】すなわち、本発明のスイッチング電源装置
は安定化する出力電圧Ｖ2 を得るために、第１の出力電
圧を得ている２次コイルの交番信号を整流する整流ダイ
オードに代えて、直接降圧型チョッパ回路を採用し、こ
のチョッパ型のスイッチング回路によって所望の安定化
された第２の出力電圧Ｖ2 を得るようにしたものであ
る。したがって、この実施例の場合は第２の出力電圧Ｖ
2 は第１の出力電圧Ｖ1より低い値に安定化されること
になる。
は安定化する出力電圧Ｖ2 を得るために、第１の出力電
圧を得ている２次コイルの交番信号を整流する整流ダイ
オードに代えて、直接降圧型チョッパ回路を採用し、こ
のチョッパ型のスイッチング回路によって所望の安定化
された第２の出力電圧Ｖ2 を得るようにしたものであ
る。したがって、この実施例の場合は第２の出力電圧Ｖ
2 は第１の出力電圧Ｖ1より低い値に安定化されること
になる。
【００１５】ところで、このようなフイードフォワード
型のスイッチング電源は、入力電圧をＶin、１次コイル
の巻線数と２次コイルの巻線数をそれぞれＮ1 、Ｎ2 、
スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間をＴon、オフ
期間をＴoff に設定すると、出力電圧Ｖout はＶout ＝
｛Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）×Ｎ2 ／Ｎ1 ｝×Ｖinとな
る。したがって、図２に示されているように２次コイル
から出力される交番信号がオン期間Ｄ1 とされていると
き、出力される電圧はほぼオン期間の平均電圧Ｖ1であ
るが、第２のスイッチングトランジスタＱ2 のオン期間
がＤ2 となるように制御するとその出力電圧はＤ1 ／Ｄ
2 となり、この電圧Ｖ2 がＰＷＭ制御回路ＩＣ2 によっ
て安定化されるたものになる。
型のスイッチング電源は、入力電圧をＶin、１次コイル
の巻線数と２次コイルの巻線数をそれぞれＮ1 、Ｎ2 、
スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間をＴon、オフ
期間をＴoff に設定すると、出力電圧Ｖout はＶout ＝
｛Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）×Ｎ2 ／Ｎ1 ｝×Ｖinとな
る。したがって、図２に示されているように２次コイル
から出力される交番信号がオン期間Ｄ1 とされていると
き、出力される電圧はほぼオン期間の平均電圧Ｖ1であ
るが、第２のスイッチングトランジスタＱ2 のオン期間
がＤ2 となるように制御するとその出力電圧はＤ1 ／Ｄ
2 となり、この電圧Ｖ2 がＰＷＭ制御回路ＩＣ2 によっ
て安定化されるたものになる。
【００１６】なお、第２の出力電圧Ｖ2 が第１の出力電
圧Ｖ1 より高い値となるようにするためには、図１で示
されているように２次コイルの巻線数をＮ3 となるよう
に巻き上げることも可能であるが、この場合は巻線Ｎ3
の方の出力を第１のスイッチングトランジスタＱ1 で制
御し、巻線Ｎ2 を第２のスイッチングトランジスタＱ2
で制御する方が好ましい。しかし、いずれにしても第１
の制御回路となる１次側のスイッチングオン期間（Ｄ
1 ）を越えるように、第２の制御回路のオン期間（Ｄ
2 ）をコントロールすることは好ましくない。
圧Ｖ1 より高い値となるようにするためには、図１で示
されているように２次コイルの巻線数をＮ3 となるよう
に巻き上げることも可能であるが、この場合は巻線Ｎ3
の方の出力を第１のスイッチングトランジスタＱ1 で制
御し、巻線Ｎ2 を第２のスイッチングトランジスタＱ2
で制御する方が好ましい。しかし、いずれにしても第１
の制御回路となる１次側のスイッチングオン期間（Ｄ
1 ）を越えるように、第２の制御回路のオン期間（Ｄ
2 ）をコントロールすることは好ましくない。
【００１７】なお、以上の実施例ではメインの出力に対
して第２の出力電圧が安定化されて取り出されるように
したが、本発明の技術を展開して上記実施例に限定され
ることなく、同様な方法で第３または第４の出力が得ら
れるに構成できることはいうまでもない。
して第２の出力電圧が安定化されて取り出されるように
したが、本発明の技術を展開して上記実施例に限定され
ることなく、同様な方法で第３または第４の出力が得ら
れるに構成できることはいうまでもない。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源装置が第２の直流出力を整流する回路として第
１のＰＷＭ制御回路に同期している第２のＰＷＭ制御回
路を設け、この制御回路によって絶縁トランスの２次側
に誘起されている交番電圧の断続比をコントロールして
いるから、整流ダイオード等が省略できると共に簡易な
回路で安定化した第２、第３の出力を得ることができる
という効果がる。
ング電源装置が第２の直流出力を整流する回路として第
１のＰＷＭ制御回路に同期している第２のＰＷＭ制御回
路を設け、この制御回路によって絶縁トランスの２次側
に誘起されている交番電圧の断続比をコントロールして
いるから、整流ダイオード等が省略できると共に簡易な
回路で安定化した第２、第３の出力を得ることができる
という効果がる。
【図１】本発明のスイッチング電源装置の実施例を示す
回路図である
回路図である
【図２】スイッチング動作の動作説明の波形図である。
【図３】従来の多出力スイッチング電源の回路図であ
る。
る。
【図４】従来の安定化された出力電圧を得るためのスイ
ッチング電源の回路図である。
ッチング電源の回路図である。
Ｔ 絶縁トランス Ｑ1 第１のスイッチングトランジスタ Ｑ2 第２のスイッチングトランジスタ ＳＷ 降圧型のチェッパ電源回路 ＩＣ1 第１のＰＷＭ制御回路 ＩＣ2 第２のＰＷＭ制御回路
Claims (3)
- 【請求項１】 絶縁型のスイッチング電源において、下
記の要件を備えていることを特徴とするスイッチング電
源装置。 （１）絶縁トランスの１次コイルに流れる電流を断続す
る第１のスイッチング手段。 （２）上記絶縁トランスの２次コイルに出力される整流
電圧を検出し、基準バイアスと比較す第１の比較手段。 （３）この第１の比較手段の出力を１次側に帰還して第
１のスイッチング手段を断続し、２次側の出力を安定化
する第１の制御手段。 （４）上記２次コイルの出力に直列接続されている第２
のスイッチング素子。 （５）上記第２のスイッチング手段の出力を平滑して、
第２の電圧として出力する平滑手段 （６）上記平滑手段の出力を検出し、基準電圧と比較す
る第２の比較手段。 （７）上記第２の比較手段の出力によって上記第２のス
イッチング手段を断続し、上記平滑手段の出力電圧を安
定化する第２の制御手段。 （８）上記第１及び第２のスイッチング手段のオン立上
がり時間を一致させるための同期手段。 - 【請求項２】 上記同期手段は上記第１及び第２の制御
手段間に設けられていることを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 上記スイッチング手段はＰＷＭ制御とさ
れていることを特徴する請求項２または３に記載のスイ
ッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11243493A JPH06311745A (ja) | 1993-04-16 | 1993-04-16 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11243493A JPH06311745A (ja) | 1993-04-16 | 1993-04-16 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311745A true JPH06311745A (ja) | 1994-11-04 |
Family
ID=14586544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11243493A Pending JPH06311745A (ja) | 1993-04-16 | 1993-04-16 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06311745A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002136141A (ja) * | 2000-10-24 | 2002-05-10 | Sanken Electric Co Ltd | 多出力型スイッチング電源装置 |
| JP2017034961A (ja) * | 2015-07-31 | 2017-02-09 | 光寶電子（廣州）有限公司 | 多出力型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1993
- 1993-04-16 JP JP11243493A patent/JPH06311745A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002136141A (ja) * | 2000-10-24 | 2002-05-10 | Sanken Electric Co Ltd | 多出力型スイッチング電源装置 |
| JP4605532B2 (ja) * | 2000-10-24 | 2011-01-05 | サンケン電気株式会社 | 多出力型スイッチング電源装置 |
| JP2017034961A (ja) * | 2015-07-31 | 2017-02-09 | 光寶電子（廣州）有限公司 | 多出力型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN106655778A (zh) * | 2015-07-31 | 2017-05-10 | 光宝电子(广州)有限公司 | 多输出交换式电源转换器 |
| CN106655778B (zh) * | 2015-07-31 | 2019-05-21 | 光宝电子(广州)有限公司 | 多输出交换式电源转换器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010626 |