JPH06268559A - ダイバーシチ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 位相差検波に対して合成ダイバーシチを、ブ
ランチ（受信系）の数に関係なく可能とする。 【構成】 各ブランチの受信信号は各信号処理部３１_i
（ｉ＝１，２，…ｋ）において検出器１９で受信レベル
Ｗ_i が検出されると共に、位相差検波器３２で位相差検
波され、これはそれぞれサンプル保持回路３３，３４に
シンボルタイミングでサンプル保持され、位相差検波出
力ΔΨ_i は加算器３５₁ 、３５₂ 、３５₃、３５₄ で隣
接シンボルの取り得る位相差３π／４、π／４、−π／
４、−３π／４との差がとられる。これら差が１シンボ
ル期間内に順次取出されて絶対値がとられ、その各絶対
値に対し、受信レベルＷ_i が乗算器３８で乗算されて信
号処理部３１_i の出力とされる。各信号処理部３１₁ 〜
３１_k の出力が、前記取り得る位相差ごとに合成器３９
で合成され、その４つの合成出力中の最小のものの取り
得る位相差がデータ判定部４１で判定されて符号として
出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は例えばディジタル移動
通信においてマルチパスフェージングによる伝送品質の
劣化を改善するために用いられ、複数のアンテナからの
受信信号を位相差検波後に受信レベルに応じて重み付け
して合成する検波後合成ダイバーシチ受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル移動通信ではマルチパスフェ
ージングにより受信信号の振幅および位相は激しく変動
し、伝送品質は大きく劣化する。フェージングの影響を
軽減する技術として２つ以上の受信波を利用するダイバ
ーシチ受信がある。ダイバーシチ受信は、フェージング
の相関が小さい複数の受信波を用いることにより、一方
の受信波のレベルが落ち込んでも他のレベルの高い受信
波を利用して良好な品質を実現する技術である。ダイバ
ーシチ受信には検波前合成と検波後合成がある。検波後
合成は、検波前合成に比べフェージングによる受信信号
の高速な位相変動に追従して同相合成する機能が不要な
ので実用的である。

【０００３】検波後ダイバーシチ受信には、選択合成法
や最大比合成法がある。選択合成法は受信レベルが最も
大きいブランチ（受信系）のシンボル判定結果を選択す
る。選択合成法ではシンボル毎に常に最も受信レベルが
大きい１ブランチの信号しか利用しないのに対し、最大
比合成法では各ブランチの受信波を受信レベルに応じて
重み付けして合成することにより、より大きな伝送特性
の改善効果が得られる。文献〔１〕Ａｄａｃｈｉ，Ｆ．
ａｎｄ Ｏｈｎｏ，Ｋ．，“ＢＥＲ ｐｅｒｆｏｒｍａ
ｎｃｅ ｏｆ ＱＤＰＳＫ ｗｉｔｈ ｐｏｓｔｄｅｔ
ｅｃｔｉｏｎｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ
ｉｎ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏｃｈａｎｎｅｌ
ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏ
ｌ．，ｖｏｌ．４０，ｐｐ．２３７−２４９，Ｆｅｂ．
１９９１．では、π／４シフトＱＤＰＳＫ遅延検波に、
検波後ダイバーシチを適用した場合のレイリーフェージ
ング下での誤り率特性を解析しており、その効果は文献
〔２〕Ａｄａｃｈｉ，Ｆ．ａｎｄ Ｏｈｎｏ，Ｋ．“Ｐ
ｏｓｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＭＲＣ ｄｉｖｅｒｓｉｔ
ｙ ｆｏｒ π／４−ｓｈｉｆｔ ＱＤＰＳＫ ｍｏｂ
ｉｌｅ ｒａｄｉｏ，”Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔ
ｔ．，ｖｏｌ．２７，ｐｐ．１６４２−１６４３，Ａｕ
ｇ．１９９１．において実験により確認されている。

【０００４】図３に従来のＱＤＰＳＫ信号を位相差検波
した場合の２ブランチ位相合成ダイバーシチ受信機の構
成を示す。図に示していないが２つのアンテナからの受
信信号はそれぞれ中間周波信号に変換されて入力端子１
１₁ ，１１₂ より信号処理部１２₁ ，１２₂ にそれぞれ
入力される。信号処理部１２₁ では受信信号をリミタ１
３で振幅制限し、局部発振器１４の信号を用い、位相検
波器１５で位相検波する。位相検波器１５の検波出力は
サンプリング回路１６においてシンボルタイミングでサ
ンプリングされ、加算器１７へ供給されると共に１シン
ボル遅延回路１８へも供給される。加算器１７で現シン
ボルタイミングの位相検波出力と、１シンボル前の位相
検波出力との位相差が検波される。位相検波器１５、サ
ンプリング回路１６、遅延回路１８は位相差検波回路を
構成している。この位相差検波出力は受信レベル検出器
１９の出力Ｗ_K が乗算器２１で掛算され重み付けされ
る。このように処理された信号処理部１２₁ 、１２₂ の
出力は合成器２２で合成される。データ判定器２３は合
成器２２の出力に応じて符号判定をする。

【０００５】直交遅延検波では各ブランチの検波出力の
同相成分および直交成分をそれぞれ受信レベルで重み付
けてベクトル合成するが、位相合成では各ブランチの位
相差検波出力を受信レベルで重み付けて〔−π，π〕の
範囲内でスカラー合成する。すなわち、ｔ＝ｎＴ（Ｔ：
シンボル長）における各ブランチの位相差検波出力をΔ
Ψ_k （ｎ）とし、各ブランチの重み係数をＷ_k とする
と、合成出力ΔΨ（ｎ）は次式で与えられる。

【０００６】 ΔΨ（ｎ）＝ΣＷ_k ΔΨ_k （ｎ）ｍｏｄ ２π （１） Σはｋ＝１から２まで しかし、｜ΔΨ₁ （ｎ）−ΔΨ₂ （ｎ）｜＞πの場合は
式（１）に基づいて各ブランチの位相差を合成すると、
例えば図４に示すようにベクトル合成の場合は合成ベク
トルΔΨ（ｎ）は点線で示す方向となるが、合成ベクト
ルΔΨ（ｎ）は実線で示すように点線と反対側の位相に
合成されてしまう。このため次式のようにΔΨ₂ （ｎ）
を修正してから式（１）による合成をしなければならな
い。

【０００７】 ΔΨ₂ （ｎ）＋２π， ΔΨ₁ （ｎ）−ΔΨ₂ （ｎ）＞πのとき ΔΨ₂ （ｎ）−２π， ΔΨ₁ （ｎ）−ΔΨ₂ （ｎ）＜−πのとき （２） このようにして、位相差検波出力を｜ΔΨ₁ （ｎ）−Δ
Ψ₂ （ｎ）｜＞πの場合はΔΨ₂ （ｎ）を修正し、その
後、受信レベルで重み付けて合成することにより、位相
差検波において２ブランチダイバーシチ受信機が構成で
きる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】前述のように、移動通
信ではフェージングによる伝送品質劣化を改善する技術
が必要であり、ダイバーシチ受信は実用的な方法であ
る。文献〔１〕〔２〕からブランチ数の増加にともない
改善効果も大きくなる。しかし（１）式による合成は位
相平面上のスカラー合成を構成しているが、±πで位相
平面が不連続となるから、位相差検波後の式（１）
（２）の合成で２ブランチにのみ適用可能であり、これ
よりブランチ数を多くしても伝送特性の改善が見込めな
い。位相差検波は直交検波よりも高周波部分の構成が簡
単であり、位相差検波後合成においてもブランチ数に応
じた改善効果が得られることが望まれる。

【０００９】この発明はこのような問題を解決し、位相
差検波においてブランチ数に係わらずダイバーシチ合成
を可能とするダイバーシチ受信機を提供することを目的
とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明によれば複数の
アンテナにより受信される各受信信号つまり各ダイバー
シチブランチの受信信号はそれぞれ位相差検波器により
位相差検波され、また、各ダイバーシチブランチ（受信
系）の受信レベルが受信レベル検出器でそれぞれ検出さ
れ、各ダイバーシチブランチの位相差検波出力は理想位
相点との差がそれぞれとられ、これらの各差の絶対値が
とられ、これらの差の絶対値は各ブランチごとにその検
出した受信レベルに従った重み付けがなされ、各ブラン
チからの同一理想位相点について重み付けされた差絶対
値が合成器で合成され、その合成器出力が最小となる理
想位相点を判定してその理想位相点を示す符号がデータ
判定回路から出力される。

【００１１】

【作用】この発明では前述のように理想的位相点と、位
相差検波出力との位相差の絶対値を受信レベルで重み付
けて合成しているため、位相平面上で不連続となる問題
は生じない。したがって、ブランチ数によらず合成ダイ
バーシチを実現することができ、フェージング下で伝送
特性の改善ができる。

【００１２】

【実施例】π／４シフトＱＤＰＳＫにこの発明を適用し
た実施例を図１に示す。この実施例ではｎ個のダイバー
シチブランチを設けた場合で図に示していないが、ｋ個
のアンテナからの受信信号はそれぞれ中間周波信号とさ
れて入力端子１１₁ 〜１１ _k より、この発明にもとづく
信号処理部３１₁ 〜３１_k にそれぞれ入力される。信号
処理部３１₁ 〜３１_k は同一構成であり、信号処理部３
１₁ について説明する。入力端子１１₁ よりの信号は受
信レベル検出器１９へ供給されて、その受信レベルが検
出されると共にリミッタ１３へも分岐供給されて、振幅
が制限され、位相差検波器３２へ供給される。

【００１３】位相差検波器３２は図３中の局部発振器１
４と、位相検波器１５と、サンプリング回路１６と、加
算器１７と、１シンボル遅延回路１８とにより構成され
る。位相差検波器３２の位相差検波出力ΔΨ₁ （ｎ）
と、受信レベル検出器１９の検出受信レベルとはそれぞ
れサンプル保持回路３３、３４においてシンボルタイミ
ングでサンプル保持される。サンプル保持回路３３にサ
ンプル保持されたｎＴ時点での位相差検波出力ΔΨ
₁ （ｎ）は加算器３５₁ 、３５₂ 、３５₃ 、３５₄ にお
いて、それぞれ理想位相点３π／４、π／４、−π／
４、−３π／４との差がとられる。この例ではπ／４シ
フトＱＤＰＳＫであるから、隣接シンボル間のとり得る
位相差は３π／４、π／４、−π／４、−３π／４の何
れかであって、これらが理想位相点となる。

【００１４】加算器３５₁ 〜３５₄ からの位相差検波出
力と、各理想位相点との差はスイッチ３６を、シンボル
周波数１／Ｔよりも十分速い（少くとも４倍以上速い）
高速クロックで順次切替えて絶対値回路３７へ供給され
て、それぞれの絶対値がとられる。これら絶対値回路３
７の出力は乗算器３８でサンプル保持回路３４の出力Ｗ
₁ （ｎ）が掛算されて重み付けされ、Ｗ₁ （ｎ）・｜Ψ
₁ （ｎ）−３π／４｜，Ｗ₁ （ｎ）・｜Ψ₁ （ｎ）−π
／４｜，Ｗ₁ （ｎ）・｜Ψ₁ （ｎ）＋π／４｜，Ｗ
₁ （ｎ）・｜Ψ₁ （ｎ）＋３π／４｜が信号処理部３１
₁ から順次出力される。

【００１５】同様にして信号処理部３１_k からＷ
_k （ｎ）・｜Ψ_k （ｎ）−３π／４｜，Ｗ _k （ｎ）・｜
Ψ_k （ｎ）−π／４｜，Ｗ_k （ｎ）・｜Ψ_k （ｎ）＋π
／４｜，Ｗ _k （ｎ）・｜Ψ_k （ｎ）＋３π／４｜が順次
出力される。合成器３９で信号処理部３１₁ 〜３１_k 出
力の対応理想位相点について合成される。つまり理想位
相点３π／４について、Ｗ₁ （ｎ）・｜Ψ₁ （ｎ）−３
π／４｜＋Ｗ₂ （ｎ）・｜Ψ ₂ （ｎ）−３π／４｜＋…
＋Ｗ_k （ｎ）・｜Ψ_k （ｎ）−３π／４｜と合成され、
他の理想位相点についても同様にそれぞれ合成される。
これら合成出力はデータ判定部４１へ供給される。デー
タ判定部４１では各シンボル周期ごとに４つの理想位相
点に対する合成出力の内で、出力値が最小となる理想位
相点を判定し、その理想位相点を示す符号を出力する。

【００１６】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
位相差検波においてブランチ数に係わらず合成ダイバー
シチを実現することができる。計算機シミュレーション
により確認したこの発明の効果をπ／４シフトＱＤＰＳ
Ｋの場合について図２に示す。シンボル長Ｔで正規化し
たフェージングピッチｆ_D Ｔ＝１．９×１０^-3である。
横軸は平均Ｅ_b ／Ｎ₀ 、縦軸は平均誤り率である。□の
プロットがこの発明の特性であり、その他は直交遅延検
波であり、×のプロットはダイバーシチを適用しない場
合の特性であり、Δのプロットは選択ダイバーシチの特
性、○のプロットは最大比合成ダイバーシチの特性であ
る。実線および破線は文献〔１〕によるＱＤＰＳＫ遅延
検波における理論特性曲線であり、Ｌはブランチ数であ
る。この図からこの発明のダイバーシチによれば遅延検
波における最大比合成ダイバーシチとほぼ同等の改善効
果があり、選択ダイバーシチよりも大きなダイバーシチ
利得が得られており、フェージング下での伝送品質改善
に効果的である。ブランチ数Ｌを３にすると、ブランチ
数が２よりも特性がよくなり、ブランチ数を多くする
程、ダイバーシチ効果が大きくなる。また理論特性とほ
ぼ同一特性を示している。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による検波後合成ダイバーシチ受信機
の実施例を示すブロック図。

【図２】各受信方式における平均Ｅ₀ ／Ｎ₀ に対する誤
り率特性を示す図。

【図３】従来の２ブランチ位相合成ダイバーシチ受信機
を示すブロック図。

【図４】位相合成出力において実際と方向が反転する例
を示す信号ベクトル図。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のアンテナにより受信される各受信
   信号をそれぞれ位相差検波器で、位相差検波後に合成す
   るダイバーシチ受信機において、 上記各アンテナの受信レベルを検出する受信レベル検出
   器と、 上記各位相差検波器からの位相差検波出力と理想位相点
   との差をとる手段と、 その各差の絶対値をとる手段と、 上記差の絶対値をそれぞれ対応する上記検出受信レベル
   に従った重み付をする手段と、 これら重み付けられた絶対値を上記各理想位相点ごとに
   合成する合成器と、 その合成器の出力中の最小となる理想位相点を判定して
   その理想位相点を示す符号を復調データとして出力する
   データ判定回路と、 を備えることを特徴とするダイバーシチ受信機。