JPH0449848A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、力率を改善したスイッチングレギュレータに
関するものである。

交流電源から直流負荷に対して安定化した直流電圧を供
給するスイッチング１．ｙギブ、レータに於いては、交
流電源の交流電圧を整流し、その整流出力電圧をバイポ
ーラ・トランジスタやＭＯＳ　！−ランリスタ等のスイ
ッチング素子を介Ｌ７てトランスの〜巻線線番こ加え、
そのトラ゛′スの二次巻線に誘起する電圧を整流平滑化
して、直情負荷ｔこ供給する直流電圧とし、その直流電
圧が設定電圧となるように、スイッチング素子のオン期
間等を制御するものである。

又スイッチングＬ／ギュレータに於いては、スイッチン
グろこ伴ってパルス状の電流が流れるから、交流電圧の
基本波成分の少ない電流となり、力率が低下することに
なる。そこで、正弦波に近い電流が流れるように制御し
て、力率を改善することが要望されている。

［従来の技術］ 従来例の力率改善構成を備えたスイッチングｌノギス。

レークは１、例えば、第４図に示す構成を有するもので
あり、５１ばダイオードＤ１．１〜Ｄ　１４からなる整
流回路、５２は一次巻線５２ａとりセント巻線５２ｂと
ニー次巻線５２ｃとからなるトラン・ス５．５３は、イ
ンダクタンス、５４．５５は電界効果トランジスタ、５
Ｇは抵抗等からなる′を流検出器、５７はダイオードＤ
１５．Ｄ１６とインダクタンスｌ−２１１とコンデンサ
Ｃ１ｌとからなる整流平滑回路、５８は誤差増幅器６１
と比較器６２と鋸歯状波発生器（３３と出カドランジス
タロ４゜６５とパルス１〜ランス６６等とからなる出力
安定化回路、５９は基準電圧Ｖｒ２と誤差増幅器６７６
９とｂ；１器’７　Ｏａ乗算器６８と鋸歯状波発生器７
１、と出力トランジスタ７２．７３とからなる力率改善
回路、２６０は交流電源、Ｌ１２．Ｃ１３は入力フィル
タを構成するインダクタンスとコンデンサ、ｒ′）１７
．ＤｌＢはダイオード、ＣＩ２はコニ／デンサである。

交流電源６０の交流電圧は２、インダクタンス１．１２
とｊンデンザＣ１３とからなる入力フィルタを介し、て
整流回路５１に加えられて整流され、その整流出力電圧
は、インダクタンス５３とダイオドＤ１７とを介して、
４１〜ランス５２の一次巻線５２ａとりセント巻線５２
ｂとの接続点に加えられ、電界効果トランジスタ５４に
よってトランス５２の一次巻線５２ａに流れる電流がス
イッチングされる。この一次巻線５２ａに流れる電流の
スイ・１．チングにより二次巻線５２ｃに誘起された電
圧Ｖｓは、整流平滑回路５７により整流されて平温化さ
れ、直流負荷に供給する直流電圧Ｖｄとなる。又電界効
果１−ランジスタ５４がオフとなった時に、リセ・ノド
巻！５２ｂに誘起された電圧がダイオ−Ｆ’ＤＩ８を介
して流れることにより、トランス５２の鉄心の磁気飽和
を防止する為のりセントが行われる。

出力安定化回路５８では、誤差増幅器６１により直流電
圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒｌとの差の誤差信号が比較器６２
に加えられ、鋸歯状波発生器６３からの鋸歯状波信号と
比較され、比較出力信号により出カドランジスタロ４．
６５が制御されて、その出力信号により電界効果トラン
ジスタ５４のオン期間が制御され、直流電圧Ｖｄの安定
化が行われる。

又電界効果トランジスタ５５がオンとなると、インダク
タンス５３にこの電界効果トランジスタ５５を介し７　
を流が流れてエネルギが蓄積され、電界効果１〜ランジ
スタ５５がオフとなると、インダクタンス５３に蓄積さ
れたエネルギにより、ダイオードＤ１７を介してコンデ
ンサＣＩ２が充電される。このコンデンサＣ１２の充電
電圧が、オンとなった電界効果トランジスタ５４を介し
て、トランス５２の一巻線綿５２ａに加えられる。

又コンデンサＣ１２の端子電圧Ｖｃと基１！電圧Ｖｒ２
との誤差信号が誤差増幅器６７から乗算器６８に加えら
れ、整流回路５１で全波整流された整流出力電圧と乗算
され、誤差増幅器６１ｍ乗算出力信号と電滓検出器５６
の検出出力信号とが加えられ、差分信号が比較器１０Ｌ
こ加えられて、鋸歯状波発生器７１の鋸歯状波信号と比
較され、比較出力信号により出力トランシースタ７２，
７３が制御され、その出力信号によりコンデンサＣ１２
の端子電圧ＶＣ２が設定値となるようＣコミ界効果トラ
ンジスタ５５のオン期間が制御される。それによって、
交流電源６０から供給される電流が正弦波に近づくこと
になり、力率が改善される。

第５図は従来例の動作説明図であり、整流回路５１によ
り全波整流された整流出力電圧ａが（ａ）に示す場合、
コンデンサＣＩ２の端子電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒ２との
差分と、整流出力電圧ａとを乗算器６８により乗算する
と、例えば、（ロ）に示す波形となる。この乗算出力信
号すと電流検出器５６の検出出力信号との差分と鋸歯状
波発生器７１の鋸歯状波信号Ｃとは、例えば、（Ｃ）に
示す波形となる。従って、比較器７０の出力信号ｄは（
ｄ）に示すものとなり、この出力信号ｄにより出力トラ
ンジスタ７２．７３のオン、オフが制御され、それに従
って電界効果トランジスタ５５０オン、オフが制御され
る。

この時、電界効果トランジスタ５５のオフ期間をＴｏｆ
ｆ、鋸歯状波発生器７１の鋸歯状波信号Ｃの周期をＴ、
整流回路５１の整流出力電圧を■とすると、コンデンサ
Ｃ１２の端子電圧Ｖｃは、Ｖｃ−（ＴＩ／Ｔｏ　ｆ　ｆ
）−Ｖとなる。従って、コンデンサＣ１２の端子電圧Ｖ
ｃが上昇した時は、電界効果トランジスタ５５のオフ期
間Ｔｏｆｆを長くし、反対にコンデンサＣＩ２の端子電
圧Ｖｃが低下した時は、電界効果トランジスタ５５のオ
フ期間Ｔｏｆｆを短くするように制御することになる。

それによって、交流電源６０から供給される電流ｅは、
（ｅ）に示すように、正弦波に近いものとなり、力率を
改善することができる。

又げ）は鋸歯状波発生器６３の鋸歯状波信号ｆと誤差増
幅器６１の出力信号との一例を示し、比較器６２からは
、鋸歯状波信号ｆのレベルが誤差信号のレベルより高い
時に“ｌｏ“となる信号ｇが出力される。（ｇ）はこの
信号ｇを示すものである。又（５）は電界効果トランジ
スタ５４のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、（ｉ）はダ
イオードＤ１５．　　Ｄ１６による整流出力電圧Ｖｔを
示す。

この場合の鋸歯状波発生器６３の鋸歯状波信号ｆの周期
をＴ２とし、電界効果トランジスタ５４のオン期間をＴ
ｏｎとすると、直流電圧Ｖｄは、Ｖｄ＝　（Ｔｏｎ／Ｔ
２）　　・Ｖｔとなる。従って、直流電圧Ｖｄが上昇し
た時は、オン期間Ｔｏｎを短くし、反対に直流電圧Ｖｄ
が低下した時は、オン期間Ｔｏｎを長くするように、電
界効果トランジスタ５４を制御することになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述の従来例のスイッチングレギュレータは、スイッチ
ングに伴うパルス状の入力電流を、インダクタンス５３
とコンデンサＣ１２と電界効果トランジスタ５５と力率
改善回路５９とを用いて連続的な電流とし、交流電源６
０から見た力率を改善するものであるが、出力安定化回
路５８と力率改善回路５９とにそれぞれ鋸歯状波発生器
６３゜７１を設けており、又誤差増幅器や比較器等を設
けているから、回路規模が大きくなり、コストアップと
なる欠点があった。

本発明は、力率改善及び出力安定化の為の回路規模を簡
単化することを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスイッチングレギュレータは、力率改善回路と
出力安定化回路とを統合として、回路規模を簡単化した
ものであり、第１図を参照して説明する。

交流電源の交流電圧を整流する整流回路１の整流出力電
圧を、トランス２の一次巻線２ａとリセット巻線２ｂと
の接続点に、インダクタンス３を介して加え、トランス
２の一次巻線２ａに流れる電流をスイッチングする第１
のスイッチング素子４と、リセット巻線２ｂに流れる電
流をスイッチングする第２のスイッチング素子５と、整
流回路１の出力電流を検出する抵抗等からなる電流検出
器６と、トランス２の二次巻線２ｃに誘起した電圧を整
流して平滑化する整流平滑回路７と、この整流平滑回路
７の出力電圧を設定電圧と比較して誤差信号を出力する
出力電圧検出回路８と、この出力電圧検出回路８の誤差
信号と整流回路１の整流出力電圧との乗算を行う乗算器
９と、この乗算器９の乗算出力信号と電流検出器６の検
出出力信号との差を出力する誤差増幅器１０と、この誤
差増幅器１０の出力信号と鋸歯状波発生器１１の鋸歯状
波信号とを比較する比較器１２と、鋸歯状波信号に同期
して反転動作を行うフリップフロップ１３と、このフリ
ップフロップ１３の正負の出力端子Ｑ、　Ｑの出力信号
と比較器１２の比較出力信号との論理和信号により、第
１、第２のスイッチング素子４．５を制御するオア回路
１４．１５とを備えているものである。

〔作用〕

鋸歯状波発生器１１からの鋸歯状波信号が比較器１２に
入力されると共に、その鋸歯状波信号に同期した信号が
フリップフロップ１３に加えられ、フリップフロップ１
３の出力端子Ｑ、　Ｑの出力信号はパ１″、　０”を反
転することになる。この時、比較器１２の出力信号が“
１”であると、第１、第２のスイッチング素子４，５は
同時にオンとなり、トランス２の一次巻線２ａとリセッ
ト巻線２ｂとにインダクタンス３を介して電流が流れ、
一次巻線２ａとリセット巻線２ｂとに流れる電流による
磁束は互いに打ち消し合うので、二次巻線２ｃには電圧
は誘起されず、インダクタンス３にエネルギが蓄積され
る。

比較器１２の出力信号がパ０”の時は、フリップフロッ
プ１３の出力端子Ｑ、　Ｑの何れか一方の出力信号がパ
１”となり、例えば、出力端子Ｑの出力信号が“１”の
場合、スイッチング素子５はオフとなるが、スイッチン
グ素子４のオン状態が継続し、インダクタンス３の蓄積
エネルギがトランス２の一次巻線２ａに供給され、二次
巻線２ｃに電圧が誘起される。又フリップフロップ１３
の出力端子Ｑの出力信号が１”の場合は、スイッチング
素子４がオフとなるが、スイッチング素子５のオン状態
が継続し、インダクタンス３の蓄積エネルギがトランス
２のリセット巻線２ｂに供給され、二次巻線２ｃに電圧
が誘起される。

又整流平滑回路７の出力電圧が出力電圧検出回路８に於
いて設定電圧と比較され、誤差信号が乗算器９に加えら
れて、整流回路ｌの整流出力電圧と乗算され、その乗算
出力信号と電流検出器６の検出出力信号とが誤差増幅器
１０に加えられ、比較器１２に於いて鋸歯状波発生器１
１の鋸歯状波信号と比較されるから、整流平滑回路７の
出力電圧が設定電圧より上昇すると、誤差信号が大きく
なり、乗算器９０乗算出力信号も大きくなり、誤差増幅
器１０の出力信号も大きくなる。従って、比較器１２か
ら出力される″１“の期間が短くなり、第１．第２のス
イッチング素子４，５が同時にオンとなる期間が短くな
り、インダクタンス３に蓄積されるエネルギも小さくな
るから、整流平滑回路７の出力電圧が設定電圧となる。

又出力電圧が設定電圧より低下した場合は、前述の場合
と反対となり、第１．第２のスイッチング素子４５が同
時にオンとなる期間が長くなり、インダクタンス３に蓄
積されるエネルギも大きくなって、出力電圧は設定電圧
となる。

従って、スイッチングによりパルス状の電流を、インダ
クタンス３に蓄積されるエネルギの放出により供給し、
インダクタンス３には交流波形に対応した電流を流すこ
とができるので、力率を改善することができる。又第１
．第２のスイッチング素子４，５０オン期間を制御する
ことにより、出力電圧を安定化することができる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例にっし・て詳細ムこ
説明する。

第２図は本発明の実施例の回路図であり、２】はダイオ
−１’Ｄｌ〜Ｄ４からなる整流回路、２２は一次巻線２
２ａ、リセット巻紘２２ｂ、二次巻線２２ｃからなるト
ランス、２３はインダクタンス、２４．２５は第１．第
２のスイ・ノチング素子としての電界効果トランジスタ
、２６は抵抗等からなる電流検出器、２７はダイオード
Ｄ５．Ｄ６インダクタンスＬ、コンテχ／ザＣ１からな
る整流平滑回路、２８は誤差増幅器３９、比較器４０．
ホトカプラ４１．ｉ準電圧４２等からなる出力電圧検出
回路、２９は乗算器、３０は誤差増幅器、３１は鋸歯状
波発生器、３２は比較器、３３はフリップフロップ、３
４．３５はオア回路、３６は交流電源、３７．３８は入
力フィルタを構成するインダクタンス及びコンデンサ、
Ｒ１，Ｒ２は抵抗。

Ｃ２はコンデンサである。

交流電源３６の交流電圧が入力フィルタを介して整流回
路２１に加えられて整流され、インダクタンス２３を介
してトランス２２の一次巻線２２ａとリセット巻線２２
ｂとの接続点に加えられ、トランス２２の二次巻線２２
ｃに誘起された電圧は、整流平滑口１２７により整流さ
れて平滑化され、直流電圧Ｖｄが直流負荷に供給される
。この直流電圧Ｖｄは、電界効果トランジスタ２４のオ
ン期間を制御することにより安定化される。このような
動作は従来例と同様である。

本発明に於いては、前述のように、力率改善回路と出力
安定化回路とを統合したものであり、出力電圧検出回路
２８により直流電圧Ｖｄと基準電圧４２との差を示す誤
差信号が求められ、乗算器２９により整流出力電圧と乗
算され、その乗算出力信号と電流検出器２６の検出出力
信号との差信号が比較器３２に加えられ、鋸歯状波発生
器３１の鋸歯状波信号と比較され、比較器３２からの差
信号レベルが鋸歯状波信号レベルより大きい時に“１゛
°の信号が出力される。この“″１パの比較出力信号は
、出力電圧検出回路２８による誤差信号の大きさと、整
流出力電圧波形と、整流出力電流の大きさとに対応した
ものとなる。

又鋸歯状波信号は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１゜Ｒ２と
による微分回路により微分され、その微分出力信号がフ
リップフロップ３３のクロック端子ＣＫに加えられるか
ら、フリップフロップ３３の出力端子Ｑ、　Ｑの１１＋
ＺＩＩＱ”は、鋸歯状波信号の周期に従って反転される
。なお、フリップフロップ３３のクロック端子ＣＫに加
えるクロック信号は、鋸歯状波信号の立下りに同期にし
たものであれば良いので、他の手段によって形成するこ
とも可能である。

又オア回路３４からフリップフロップ３３の出力端子Ｑ
の出力信号と比較器３２の比較出力信号とが電界効果ト
ランジスタ２５のゲートに加えられ、又オア回１３５か
らフリップフロップ３３の出力端子Ｑの出力信号と比較
器３２の比較出力信号とが電界効果トランジスタ２４の
ゲートに加えられる。従って、°°１”の比較器３２の
比較出力信号により、電界効果トランジスタ２４．２５
は同時にオンとなり、トランス２２の一次巻線２２ａに
電流Ｉ、が流れ、リセット巻線２２ｂに電流Ｉ２が流れ
る。この場合、電流Ｉ、、１．による磁束は互いに打ち
消し合う方向となるから、二次巻線には電圧が誘起され
ない。そして、インダクタンス２３には、Ｉ＋　＋Ｉｚ
−ＩＬの電流が流れてエネルギが蓄積される。

次に比較器３２の比較出力信号が°″ＯＩ＋となり、且
つフリップフロップ３３の出力端子Ｑの出力信号が°’
ｏ”、出力端子Ｑの出力信号が１１１　Ｉ＋の時、電界
効果トランジスタ２４はオンを継続し、電界効果トラン
ジスタ２５はオフとなり、インダクタンス２３の蓄積エ
ネルギがトランス２２の一次巻線２２ａに供給されるか
ら、二次巻線２２ｃに電圧が誘起される。

次に比較器３２の比較出力信号が“１”となって電男効
果トランジスタ２４．２５が同時にオンとなり、次に比
較器３２の比較出力信号がＯ°“となると、フリップフ
ロップ３３は反転動作しているから、フリップフロップ
３３の出力端子Ｑは“１”、出力端子Ｑは“′０゛とな
り、電界効果トランジスタ２４はオフとなるが、電界効
果トランジスタ２５はオンを継続し、インダクタンス２
３の蓄積エネルギがリセット巻線２２ｂに供給され、ト
ランス２２の鉄心の磁気飽和を防止する為のりセントが
行われると共に、二次巻線２２ｃに電圧が誘起される。

前述の動作を繰り返すことにより、直流電圧Ｖｄの安定
化を行わせると共に、インダクタンス２３によるエネル
ギの蓄積、放８により、整流出力電流を交流波形に対応
して変化させることができるから、交流電源３６から見
た力率を改善することができる。

第３図は本発明の実施例の動作説明図であり、（ａ）は
鋸歯状波信号ａ１と誤差増幅器３０の出力信号ａ２とを
示し、（ｂ）は鋸歯状波信号ａ１に同期したクロック信
号、（Ｃ）、　（ｄ）はフリップフロップ３３の出力端
子Ｑ、　Ｑ、（ｅ）は比較器３２の比較出力信号、げ）
はオア回路３５の出力信号、（９）はオア回路３４の出
力信号、（５）は電界効果トランジスタ２４を介して流
れる電流１　、　、（ｉ）は電界効果トランジスタ２５
を介して流れる電流１．０−例を示す７（ｂ）に示すク
ロック信号は、鋸歯状波発生器３１の鋸歯状波信号ａ、
を、第２図に示すような微分回路により微分して得るこ
とも可能であり１、このクロック信号によりフリップフ
ロップ３３の出力端子Ｑ、　　Ｑの出力信号は、（Ｃ）
、　（ｄ）に示すように、鋸歯状波信号に同期して反転
する。又比較器３２の出力信号は、誤差増幅器３０の出
力信号ａ、のレベルが鋸歯状波信号ａ１のレベルより大
きい時に、“１”となる場合を示し、この“１”の期間
に、電界効果トランジスタ２４．２５が同時にオンとな
り、インダクタンス２３にエネルギが蓄積される。

比較器３２の出力信号が０”となった時に、フリップフ
ロップ３３の出力端子Ｑ、　　Ｑは何れか一方が“０”
、他方が１”となっており、例えば、出力端子Ｑの出力
信号が“′１”の場合、電界効果トランジスタ２４０オ
ン状態が継続され、前述のように、インダクタンス２３
の蓄積エネルギがトランス２２の一次巻線２２ａに供給
され、ニ次ＳＩ！２２ｃに電圧が誘起される。又フリッ
プフロップ３３の出力端子Ｑの出力信号が“１“の場合
は、電界効果トランジスタ２５のオン状態が継続され、
インダクタンス２３の蓄積エネルギがリセット巻線２２
ｂに供給され、二次巻線２２ｃに電圧が誘起される。

従って、（ｅ）に示す比較器３２の比較出力信号が“１
″の期間ｔ　＋　に、インダクタンス２３にエネルギが
蓄積され、“０゛の期間１，２に於いて蓄積エネルギが
放出される。又インダクタンス２３に流れる電流ＩＬ　
　（−ＩＩ　＋１２　）は、ＯＪに於ける点線で示す波
形となり、リセット巻線２２ｂを有効に利用して、力率
改善及び出力安定化を図ることができる。

本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではなく
、種々付加変更することが可能であり、例えば、オア回
路３４．３５等はスイッチング素子の構成乙こ対応した
論理回路とすることができるものである。

〔発明の効果］ 以上説明したように、本発明は、従来例の力率改善回路
と出力安定化回路とを統合したことにより、回路規模を
縮小することが可能となり、コストダウンを図ることが
できる。

又第１．第２のスイッチング素子４．５を同時にオンと
して、トランス２の一次巻線２ａとリセット巻線２ｂと
に同時に電流を流し、二次巻線２Ｃに電力を伝達しない
状態に於いてインダクタンス３にエネルギを蓄積し、そ
の蓄積エネルギを、第１のスイッチング素子４をオンと
することにより、トランス２の一次巻線２ａに、又第２
のスイッチング素子５をオンとすることにより、トラン
ス２のリセット巻線２ｂにそれぞれ供給して、二次巻線
２ｃに電力を伝達するものであり、インダクタンス３に
流れる電流を交流波形に従って制御することにより、力
率を改善することができる。

又第１．第２のスイッチング素子４．５のオン期間を制
御することにより、整流平滑回路７の出力電圧を安定化
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の実施例
の回路図、第３図は本発明の実施例の動作説明図、第４
図は従来例の回路図、第５図は従来例の動作説明図であ
る。 １は精流回路、２はトランス、３ばインダクタンス、４
，５は第１．第２のスイッチング素子、６は電流検出器
、７は整流平滑回路、８は出力電圧検出回路、９は乗算
器、１０は誤差増幅器、１１は鋸歯状波発生器、１２は
比較器、１３はフリ・ノブフロ・ノブ、１４．１５はオ
ア回路である。 特許出願人　　冨十通電装株式会社 代理人弁理士　　　相　谷　昭　司

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流電源の交流電圧を整流する整流回路（１）の整流出
   力電圧をトランス（２）の一次巻線とリセット巻線との
   接続点にインダクタンス（３）を介して加え、前記トラ
   ンス（２）の一次巻線に流れる電流をスイッチングする
   第１のスイッチング素子（４）及び前記リセット巻線に
   流れる電流をスイッチングする第２のスイッチング素子
   （５）と、 前記整流回路（１）の出力電流を検出する電流検出器（
   ６）と、 前記トランス（２）の二次巻線に誘起した電圧を整流し
   て平滑化する整流平滑回路（７）と、該整流平滑回路（
   ７）の整流出力電圧と設定電圧とを比較して誤差信号を
   出力する出力電圧検出回路（８）と、 該出力電圧検出回路（８）の誤差信号と前記整流回路（
   １）の整流出力電圧との乗算を行う乗算器（９）と、 該乗算器（９）の乗算出力信号と前記電流検出器（６）
   の検出出力信号との差を出力する誤差増幅器（１０）と
   、 該誤差増幅器（１０）の出力信号と鋸歯状波発生器（１
   １）の鋸歯状波信号とを比較する比較器（１２）と、 前記鋸歯状波信号に同期して反転動作を行うフリップフ
   ロップ（１３）と、 該フリップフロップ（１３）の正負の出力端子の出力信
   号と前記比較器（１２）の比較出力信号との論理和出力
   信号により、前記第１及び第２のスイッチング素子（４
   、５）を制御するオア回路（１４、１５）とを備えた ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。