JPH04233313A - トランスバーサル等化器と入力電気信号等化方法と光波通信システム - Google Patents
トランスバーサル等化器と入力電気信号等化方法と光波通信システムInfo
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- JPH04233313A JPH04233313A JP3150952A JP15095291A JPH04233313A JP H04233313 A JPH04233313 A JP H04233313A JP 3150952 A JP3150952 A JP 3150952A JP 15095291 A JP15095291 A JP 15095291A JP H04233313 A JPH04233313 A JP H04233313A
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 9
- 230000006854 communication Effects 0.000 title claims description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 117
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 79
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 79
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 20
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 6
- 230000037431 insertion Effects 0.000 abstract 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 8
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 8
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 5
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 2
- 101150095530 CDS1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101150040536 CDS2 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
- H04L2025/03439—Fixed structures
- H04L2025/03445—Time domain
- H04L2025/03471—Tapped delay lines
- H04L2025/03477—Tapped delay lines not time-recursive
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Waveguide Connection Structure (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、伝送チャンネル中での
歪みの影響を補償するような等化を行なうための光波通
信システムに関する。
歪みの影響を補償するような等化を行なうための光波通
信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】トランスバーサル等化器は通信網に長年
に亘って使用されているが、極く最近では受信器の感度
を改善する手段として超高ビット・レートの光通信シス
テムへトランスバーサル等化器を応用することの可能性
がある。
に亘って使用されているが、極く最近では受信器の感度
を改善する手段として超高ビット・レートの光通信シス
テムへトランスバーサル等化器を応用することの可能性
がある。
【０００３】例えば、このような光通信システムへの応
用例は、「光波技術誌（Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）」、１９８７年、巻第ＬＴ−５の
３４４頁乃至３４７頁における、ビー・キャスパー（Ｂ
．Ｋａｓｐｅｒ）氏等による論文に記載されている。
用例は、「光波技術誌（Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）」、１９８７年、巻第ＬＴ−５の
３４４頁乃至３４７頁における、ビー・キャスパー（Ｂ
．Ｋａｓｐｅｒ）氏等による論文に記載されている。
【０００４】従来のトランスバーサル等化器は、幾つか
の可変遅延タップと増幅器が並列接続された構成を有し
、関連するチャンネルの周波数帯域に亘って利得及び遅
延が不均一なためにこのチャンネルの非理想的な伝送特
性によって生じるシンボル間の干渉を軽減するように使
用されている。
の可変遅延タップと増幅器が並列接続された構成を有し
、関連するチャンネルの周波数帯域に亘って利得及び遅
延が不均一なためにこのチャンネルの非理想的な伝送特
性によって生じるシンボル間の干渉を軽減するように使
用されている。
【０００５】一般的に、従来のトランスバーサル等化器
は、入力された電気信号を一連の抵抗性回路網によって
構成されている幾つかの分岐路に分岐する。ついで、各
分岐路はこの分岐路の信号を或る可変量だけ遅延し、且
つ増幅或いは減衰を行なって、元の信号中の歪みを中和
或いは補正する。
は、入力された電気信号を一連の抵抗性回路網によって
構成されている幾つかの分岐路に分岐する。ついで、各
分岐路はこの分岐路の信号を或る可変量だけ遅延し、且
つ増幅或いは減衰を行なって、元の信号中の歪みを中和
或いは補正する。
【０００６】例えば、非理想的なチャンネルから伝送さ
れたパルスが幾つかのオーバーシュート及びアンダーシ
ュートを持つことがある。アンダーシュートは、元の信
号を反転し遅延した複製信号を抵抗性結合回路網を介し
て元の信号に加えることによって消去することができる
。
れたパルスが幾つかのオーバーシュート及びアンダーシ
ュートを持つことがある。アンダーシュートは、元の信
号を反転し遅延した複製信号を抵抗性結合回路網を介し
て元の信号に加えることによって消去することができる
。
【０００７】この結果、直線特性を持つチャンネルのパ
ルス応答に従って、幾らかの数のアンダーシュート或い
はオーバーシュートを消去するように各分岐路の極性及
び各分岐路中の遅延を選択することができる。換言すれ
ば、各分岐路中の増幅量及び遅延量はそのチャンネルと
トランスバーサル等化器との総合インパルス応答が実質
的に理想的なパルス応答を持つように選択することがで
きる。
ルス応答に従って、幾らかの数のアンダーシュート或い
はオーバーシュートを消去するように各分岐路の極性及
び各分岐路中の遅延を選択することができる。換言すれ
ば、各分岐路中の増幅量及び遅延量はそのチャンネルと
トランスバーサル等化器との総合インパルス応答が実質
的に理想的なパルス応答を持つように選択することがで
きる。
【０００８】トランスバーサル等化器を用いた信号フィ
ルタリングの更に詳細な説明は、例えば、１９６９年の
「回路システム理論に関するアイ・イー・イー・イー
第七回アラートン会議（ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．
７ｔｈ Ａｌｌｅｔｏｎｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｏ
ｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｈｅｏｒ
ｙ）」、７９２頁乃至７９９頁に記載されている。
ルタリングの更に詳細な説明は、例えば、１９６９年の
「回路システム理論に関するアイ・イー・イー・イー
第七回アラートン会議（ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ．
７ｔｈ Ａｌｌｅｔｏｎｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｏ
ｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｈｅｏｒ
ｙ）」、７９２頁乃至７９９頁に記載されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】一般的に、従来のトラ
ンスバーサル等化器は、抵抗性分割回路網や結合回路網
のような、必要な損失を持った構成要素に起因する減衰
を補償するために、各チャンネル中に広帯域高利得増幅
器を必要とする。
ンスバーサル等化器は、抵抗性分割回路網や結合回路網
のような、必要な損失を持った構成要素に起因する減衰
を補償するために、各チャンネル中に広帯域高利得増幅
器を必要とする。
【００１１】これらの増幅器は各分岐路の出力端と入力
端との間の隔離性を改善する働きを持っているが、それ
ら増幅器があまりにも大きなサイズ、高コスト、及び非
縦続接続性を有することが集積化を困難にしている。更
に、これらの増幅器は、各増幅器がその中での信号の減
衰を補償するために定型的に高出力の電流源を要するの
で、実質的に複雑な構成を有する。
端との間の隔離性を改善する働きを持っているが、それ
ら増幅器があまりにも大きなサイズ、高コスト、及び非
縦続接続性を有することが集積化を困難にしている。更
に、これらの増幅器は、各増幅器がその中での信号の減
衰を補償するために定型的に高出力の電流源を要するの
で、実質的に複雑な構成を有する。
【００１２】これまで実施されてきた従来技術によるト
ランスバーサル等化器は、容認できるものではあるが、
総合的性能は相当に制約され、利得のリップルや位相の
リップルのような、これら広帯域高利得増幅器が持って
いる非理想的な特性に強く依存している。
ランスバーサル等化器は、容認できるものではあるが、
総合的性能は相当に制約され、利得のリップルや位相の
リップルのような、これら広帯域高利得増幅器が持って
いる非理想的な特性に強く依存している。
【００１３】
【課題を解決するための手段】従来技術の欠点を解決す
るトランスバーサル等化器は、進行波増幅器の増幅分岐
路中に可変利得及び可変遅延を使用することによって実
現される。特に、各分岐路の利得及び遅延を調節するこ
とによって、この進行波型トランスバーサル等化器は、
直線特性を持つチャンネルの利得リップル及び位相リッ
プルを補償するための相補性周波数応答を持つように調
節することができる。
るトランスバーサル等化器は、進行波増幅器の増幅分岐
路中に可変利得及び可変遅延を使用することによって実
現される。特に、各分岐路の利得及び遅延を調節するこ
とによって、この進行波型トランスバーサル等化器は、
直線特性を持つチャンネルの利得リップル及び位相リッ
プルを補償するための相補性周波数応答を持つように調
節することができる。
【００１５】この解決方法によって、抵抗性分割回路網
や結合回路網を使用すること無く従って高利得増幅器を
使用すること無く、トランスバーサル等化器を設計する
ことが可能となる。このように高利得増幅器や分割器及
び結合器を不要としていることにより小型化され、その
結果トランスバーサル等化器を容易に混成集積回路に組
み込むことが可能となる。
や結合回路網を使用すること無く従って高利得増幅器を
使用すること無く、トランスバーサル等化器を設計する
ことが可能となる。このように高利得増幅器や分割器及
び結合器を不要としていることにより小型化され、その
結果トランスバーサル等化器を容易に混成集積回路に組
み込むことが可能となる。
【００１６】一つの好適な実施例では、複数の増幅器が
入力ポートと出力ポートとの間に連続的に接続され、各
増幅器がそれら増幅器の寄生容量と各増幅器間に配置さ
れたインダクターとによって形成される疑似伝送線路を
有する。この関連する各増幅分岐路の遅延及び利得を適
切に選択することによって、このトランスバーサル等化
器はその入力ポートに電気信号が帰還されるエコーのよ
うな直線特性チャンネルにおける歪みを補償することが
できる。
入力ポートと出力ポートとの間に連続的に接続され、各
増幅器がそれら増幅器の寄生容量と各増幅器間に配置さ
れたインダクターとによって形成される疑似伝送線路を
有する。この関連する各増幅分岐路の遅延及び利得を適
切に選択することによって、このトランスバーサル等化
器はその入力ポートに電気信号が帰還されるエコーのよ
うな直線特性チャンネルにおける歪みを補償することが
できる。
【００１８】本発明の原理によれば、各分岐路の遅延の
調節は、増幅分岐路同士の間にそのトランスバーサル等
化器の入出力インピーダンスと整合した特性インピーダ
ンスを持つ長さの伝送線路を挿入することによってなさ
れる。所望の等化器周波数応答を得るよう各増幅器の利
得を調節するのに、種々の帰還制御回路を使用すること
ができる。このような帰還制御回路は、周波数応答或い
は位相応答に変動が有る入力信号を補償するのに望まし
い適応型等化を可能にする。
調節は、増幅分岐路同士の間にそのトランスバーサル等
化器の入出力インピーダンスと整合した特性インピーダ
ンスを持つ長さの伝送線路を挿入することによってなさ
れる。所望の等化器周波数応答を得るよう各増幅器の利
得を調節するのに、種々の帰還制御回路を使用すること
ができる。このような帰還制御回路は、周波数応答或い
は位相応答に変動が有る入力信号を補償するのに望まし
い適応型等化を可能にする。
【００２０】
【実施例】進行波増幅器の各分岐路に可変遅延及び可変
利得を使用することによって伝送チャンネル中の信号歪
みを補償する新規なトランスバーサル等化器を実現する
ことができ、その結果、シンボル間の干渉を実質的に縮
小することが可能となる。特に、各増幅分岐路中での遅
延及び利得を調節することによって、このトランスバー
サル等化器が電気信号中の歪みを補償する相補性周波数
応答を持つように調節することができる。
利得を使用することによって伝送チャンネル中の信号歪
みを補償する新規なトランスバーサル等化器を実現する
ことができ、その結果、シンボル間の干渉を実質的に縮
小することが可能となる。特に、各増幅分岐路中での遅
延及び利得を調節することによって、このトランスバー
サル等化器が電気信号中の歪みを補償する相補性周波数
応答を持つように調節することができる。
【００２３】ところで、本発明のトランスバーサル等化
器を説明する前に、分布増幅器としてより広く知られて
いる進行波増幅器の動作原理を論じることが本発明の理
解のために有益であろう。
器を説明する前に、分布増幅器としてより広く知られて
いる進行波増幅器の動作原理を論じることが本発明の理
解のために有益であろう。
【００２４】往々にして、単一の装置で生成することが
できるレベルより高いパワー・レベルを有する信号を生
成することが要望される。このことは、一般には出力信
号レベルを増大するために二以上の増幅器を並列に組み
合わせることによって達成することができる。
できるレベルより高いパワー・レベルを有する信号を生
成することが要望される。このことは、一般には出力信
号レベルを増大するために二以上の増幅器を並列に組み
合わせることによって達成することができる。
【００２５】しかしながら、高い周波数では伝送線路に
沿って伝播する信号に関連する損失及び信号歪みは、そ
の伝送線路に接続されている回路網素子が信号源の出力
インピーダンス及び伝送線路インピーダンスの双方に適
切に整合しているか否かに強く依存している。
沿って伝播する信号に関連する損失及び信号歪みは、そ
の伝送線路に接続されている回路網素子が信号源の出力
インピーダンス及び伝送線路インピーダンスの双方に適
切に整合しているか否かに強く依存している。
【００２６】従って、高利得の増幅器を設計する際には
、一般的に増幅素子のインピーダンスを伝送線路インピ
ーダンスに整合させるだけでなく、信号源の出力インピ
ーダンスにも整合させるよう、特別な注意を払う必要が
有る。
、一般的に増幅素子のインピーダンスを伝送線路インピ
ーダンスに整合させるだけでなく、信号源の出力インピ
ーダンスにも整合させるよう、特別な注意を払う必要が
有る。
【００２７】増幅素子のような回路網素子間のインピー
ダンスを整合するために抵抗性のパワー分割回路及びパ
ワー結合回路を使用することができるが、これらの回路
に関連する信号損失の為、とりわけ損失の少ない代替的
な技術の開発が提起された。各増幅素子を個々に信号源
の出力インピーダンスとインピーダンス整合させること
無く高速度の動作を得るために広く使用されている一つ
の特殊な増幅回路に、分布増幅器即ち進行波増幅回路が
有る。
ダンスを整合するために抵抗性のパワー分割回路及びパ
ワー結合回路を使用することができるが、これらの回路
に関連する信号損失の為、とりわけ損失の少ない代替的
な技術の開発が提起された。各増幅素子を個々に信号源
の出力インピーダンスとインピーダンス整合させること
無く高速度の動作を得るために広く使用されている一つ
の特殊な増幅回路に、分布増幅器即ち進行波増幅回路が
有る。
【００２９】図１に示されるように、代表的な進行波増
幅器１００は、それぞれ入力ポート１０２と出力ポート
１０３との間に並列に接続され、Ｚｏの出力インピーダ
ンス１０５を持っている信号源１０４から入力ポート１
０２へ供給される高周波電気信号を増幅する一連の増幅
器、この実施例では電界効果トランジスター（以下、Ｆ
ＥＴと言う）１０１−１、１０１−２、１０１−３を使
用している。
幅器１００は、それぞれ入力ポート１０２と出力ポート
１０３との間に並列に接続され、Ｚｏの出力インピーダ
ンス１０５を持っている信号源１０４から入力ポート１
０２へ供給される高周波電気信号を増幅する一連の増幅
器、この実施例では電界効果トランジスター（以下、Ｆ
ＥＴと言う）１０１−１、１０１−２、１０１−３を使
用している。
【００３０】各ＦＥＴ１０１−１、１０１−２、１０１
−３は、ＦＥＴ１０１−１の近くに明示された文字によ
って表わされている如く、ゲート電極Ｇ、ソース電極Ｓ
、ドレイン電極Ｄを有する。ＦＥＴ１０１−１、１０１
−２、１０１−３の入力電極、この実施例ではゲート電
極Ｇが、図示されているようにインダクター１０６−１
、１０６−２、１０６−３、１０６−４を介して縦続的
に電気接続されている。
−３は、ＦＥＴ１０１−１の近くに明示された文字によ
って表わされている如く、ゲート電極Ｇ、ソース電極Ｓ
、ドレイン電極Ｄを有する。ＦＥＴ１０１−１、１０１
−２、１０１−３の入力電極、この実施例ではゲート電
極Ｇが、図示されているようにインダクター１０６−１
、１０６−２、１０６−３、１０６−４を介して縦続的
に電気接続されている。
【００３１】同様に、各ＦＥＴの出力電極、この実施例
ではドレイン電極Ｄが、インダクター１０６−５、１０
６−６、１０６−７、１０６−８を介して出力ポート１
０３に電気接続されている。
ではドレイン電極Ｄが、インダクター１０６−５、１０
６−６、１０６−７、１０６−８を介して出力ポート１
０３に電気接続されている。
【００３２】各増幅器（ＦＥＴ）は入力されている電気
信号１４０の一部分を受信し、この電気信号１４０の特
定部分を増幅して、出力ポート１０３に現れている増幅
信号１５０を生じる。ここで、入力ポート１０２と出力
ポート１０３との間における各信号経路の信号遅延は、
最高利得を確実に得るために等しい遅延量を持っている
。即ち、図１に図示されているように、増幅分岐路１３
０−１、１３０−２、１３０−３に関連する遅延時間は
実質的に同等である。
信号１４０の一部分を受信し、この電気信号１４０の特
定部分を増幅して、出力ポート１０３に現れている増幅
信号１５０を生じる。ここで、入力ポート１０２と出力
ポート１０３との間における各信号経路の信号遅延は、
最高利得を確実に得るために等しい遅延量を持っている
。即ち、図１に図示されているように、増幅分岐路１３
０−１、１３０−２、１３０−３に関連する遅延時間は
実質的に同等である。
【００３４】適切に終端されたときに良好なインピーダ
ンス整合をもたらし、そのうえ事実上無損失である疑似
伝送線路を設定するために、進行波増幅器１００は各イ
ンダクターのインダクタンスと一緒に各ＦＥＴの入力容
量、出力容量を利用している。
ンス整合をもたらし、そのうえ事実上無損失である疑似
伝送線路を設定するために、進行波増幅器１００は各イ
ンダクターのインダクタンスと一緒に各ＦＥＴの入力容
量、出力容量を利用している。
【００３５】図２において、進行波増幅器１００の等価
回路は各ＦＥＴのゲート電極Ｇとソース電極Ｓとの間に
それぞれキャパシターＣｇｓ１、Ｃｇｓ２、Ｃｇｓ３で
表わされているような固有容量を持っている。同様に、
ＦＥＴ１０１−１、１０１−２、１０１−３のそれぞれ
に、固有ドレイン・ソース間容量Ｃｄｓ１、Ｃｄｓ２、
Ｃｄｓ３が含まれている。
回路は各ＦＥＴのゲート電極Ｇとソース電極Ｓとの間に
それぞれキャパシターＣｇｓ１、Ｃｇｓ２、Ｃｇｓ３で
表わされているような固有容量を持っている。同様に、
ＦＥＴ１０１−１、１０１−２、１０１−３のそれぞれ
に、固有ドレイン・ソース間容量Ｃｄｓ１、Ｃｄｓ２、
Ｃｄｓ３が含まれている。
【００３６】これには、勿論、それらＦＥＴ中には散逸
性要素が存在しておらず、その結果、従って各ゲート抵
抗或いは各ドレイン抵抗を無視することができることが
想定されている。
性要素が存在しておらず、その結果、従って各ゲート抵
抗或いは各ドレイン抵抗を無視することができることが
想定されている。
【００３７】当該分野の技術者は、各ＦＥＴがその等価
回路中に電流ｇｍＶを発生する電流源を有することに気
付くであろう。なお、ｇｍは相互コンダクタンスであり
、Ｖはこのようなトランジスターのゲート・ソース間容
量Ｃｇｓの端間電圧である。
回路中に電流ｇｍＶを発生する電流源を有することに気
付くであろう。なお、ｇｍは相互コンダクタンスであり
、Ｖはこのようなトランジスターのゲート・ソース間容
量Ｃｇｓの端間電圧である。
【００３８】インダクター１０６−１乃至１０６−４の
インダクタンスは、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓによっ
て等価無損失伝送線路即ち疑似的無損失伝送線路１１０
が形成され、この伝送線路１１０が信号源１０４の出力
インピーダンスＺｏに整合した特性インピーダンス、代
表的には５０オームの特性インピーダンスを持つように
選ばれる。しかしながら、これには各インダクターに異
なるインピーダンス値が要求される。
インダクタンスは、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓによっ
て等価無損失伝送線路即ち疑似的無損失伝送線路１１０
が形成され、この伝送線路１１０が信号源１０４の出力
インピーダンスＺｏに整合した特性インピーダンス、代
表的には５０オームの特性インピーダンスを持つように
選ばれる。しかしながら、これには各インダクターに異
なるインピーダンス値が要求される。
【００３９】同様に、インダクター１０６−５乃至１０
６−８のインダクタンスはドレイン・ソース間容量によ
って等価無損失伝送線路即ち疑似的無損失伝送線路１２
０が形成され、この伝送線路１２０が出力ポート１０３
から増幅された信号１５０を受信するどの回路網の入力
インピーダンスとも整合している特性インピーダンスを
持つように選ばれる。
６−８のインダクタンスはドレイン・ソース間容量によ
って等価無損失伝送線路即ち疑似的無損失伝送線路１２
０が形成され、この伝送線路１２０が出力ポート１０３
から増幅された信号１５０を受信するどの回路網の入力
インピーダンスとも整合している特性インピーダンスを
持つように選ばれる。
【００４０】伝送線路１１０、１２０は、この分野で周
知な方法で、それぞれゲート・ソース間容量Ｃｇｓ、ド
レイン・ソース間容量を利用し、且つインダクター１０
６−１乃至０６−８を利用して形成されている。このこ
とに関しては、１９６８年にマグロウー・ヒル出版社（
ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ．）から
刊行された、シリング（Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ）氏及びビ
ラブ（Ｂｅｌｏｖｅ）氏共著の「個別構成電子及び集積
化電子回路（Ｅｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｉｒｃｕｉ
ｔ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ａｎｄ Ｉｎｔｅｄｒａｔ
ｅｄ）」の第１４章、５６５頁乃至５６８頁を参照のこ
と。
知な方法で、それぞれゲート・ソース間容量Ｃｇｓ、ド
レイン・ソース間容量を利用し、且つインダクター１０
６−１乃至０６−８を利用して形成されている。このこ
とに関しては、１９６８年にマグロウー・ヒル出版社（
ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃｏ．）から
刊行された、シリング（Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ）氏及びビ
ラブ（Ｂｅｌｏｖｅ）氏共著の「個別構成電子及び集積
化電子回路（Ｅｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｉｒｃｕｉ
ｔ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ａｎｄ Ｉｎｔｅｄｒａｔ
ｅｄ）」の第１４章、５６５頁乃至５６８頁を参照のこ
と。
【００４１】従来の進行波増幅器理論では、インピーダ
ンス終端子１０７、１０８が反射波を避けるためにそれ
ぞれの伝送線路特性インピーダンスと整合される必要が
有る。従って、進行波増幅器１００の入力インピーダン
ス及び出力インピーダンスは適切に整合された伝送線路
が持つインピーダンスであり、そのためにそれら伝送線
路のロー・パス・フィルター特性を持っている。
ンス終端子１０７、１０８が反射波を避けるためにそれ
ぞれの伝送線路特性インピーダンスと整合される必要が
有る。従って、進行波増幅器１００の入力インピーダン
ス及び出力インピーダンスは適切に整合された伝送線路
が持つインピーダンスであり、そのためにそれら伝送線
路のロー・パス・フィルター特性を持っている。
【００４２】ここで、もし等価伝送線路１１０、１２０
が適切に整合されていれば、進行波増幅器１００はそれ
ぞれ伝送線路１１０、１２０の特性インピーダンスとほ
ぼ等しい入力インピーダンス及び出力インピーダンスを
持っている。
が適切に整合されていれば、進行波増幅器１００はそれ
ぞれ伝送線路１１０、１２０の特性インピーダンスとほ
ぼ等しい入力インピーダンス及び出力インピーダンスを
持っている。
【００４３】上記で言及したように、インダクター１０
６−１乃至０６−４とゲート・ソース間容量は、特性イ
ンピーダンス、
６−１乃至０６−４とゲート・ソース間容量は、特性イ
ンピーダンス、
【数１】
を持つ伝送線路の集中定数近似と等価である。なお、Ｌ
はインダクター１０６−１乃至０６−４のインダクタン
スである。
はインダクター１０６−１乃至０６−４のインダクタン
スである。
【００４４】同様に、インダクター１０６−５乃至０６
−８とドレイン・ソース間容量とが特性インピーダンス
、
−８とドレイン・ソース間容量とが特性インピーダンス
、
【数２】
を持つ伝送線路１２０を形成している。なお、Ｌはイン
ダクター１０６−５乃至０６−８のインダクタンスであ
る。
ダクター１０６−５乃至０６−８のインダクタンスであ
る。
【００４５】図３は、本発明の原理による、これまでに
詳細に論じられたものと同様な構成の、進行波を利用す
る進行波トランスバーサル等化器の実施例３００を図示
している。進行波トランスバーサル等化器３００は、入
力ポート３０２と出力ポート３０３との間に連続的に接
続された複数の増幅器３０１−１、３０１−２、３０１
−３を有するように図示されており、入力ポート３０２
へ供給される高周波電気信号に等化作用を行なって出力
ポート３０３に等化された電気信号３５０が現われるよ
うにしている。
詳細に論じられたものと同様な構成の、進行波を利用す
る進行波トランスバーサル等化器の実施例３００を図示
している。進行波トランスバーサル等化器３００は、入
力ポート３０２と出力ポート３０３との間に連続的に接
続された複数の増幅器３０１−１、３０１−２、３０１
−３を有するように図示されており、入力ポート３０２
へ供給される高周波電気信号に等化作用を行なって出力
ポート３０３に等化された電気信号３５０が現われるよ
うにしている。
【００４７】なお、本実施例の進行波トランスバーサル
等化器３００は固定利得の増幅器を利用している。しか
しながら、言うまでもなく図３に図示されている進行波
トランスバーサル等化器３００は単に説明の為である。
等化器３００は固定利得の増幅器を利用している。しか
しながら、言うまでもなく図３に図示されている進行波
トランスバーサル等化器３００は単に説明の為である。
【００４８】従って、可変利得を有する増幅器や、正（
増大）利得を有する増幅器、或いは負（減衰）利得を有
する増幅器を使用することもできる。例えば、増幅器３
０１−１、３０１−２、３０１−３は、バイポーラ・ト
ランジスタや金属電極半導体電界効果トランジスタ（Ｍ
ＥＳＦＥＴ）のような電界効果トランジスタ、或いはデ
ュアル・ゲート電界効果トランジスタ等を利用した四象
限乗算器の形態のものとすることができる。
増大）利得を有する増幅器、或いは負（減衰）利得を有
する増幅器を使用することもできる。例えば、増幅器３
０１−１、３０１−２、３０１−３は、バイポーラ・ト
ランジスタや金属電極半導体電界効果トランジスタ（Ｍ
ＥＳＦＥＴ）のような電界効果トランジスタ、或いはデ
ュアル・ゲート電界効果トランジスタ等を利用した四象
限乗算器の形態のものとすることができる。
【００４９】増幅器３０１−１、３０１−２、３０１−
３は、それぞれ、図示の如くインダクター３０６−１乃
至３０６−６を介して縦続状態に電気的な接続をされて
いる入力電極Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を持っている。増幅器３
０１−１、３０１−２、３０１−３の出力電極Ｏ１、Ｏ
２、Ｏ３は、それぞれ図示の如くインダクター３０６−
７乃至３０６−１２を介して電気的に接続されている。
３は、それぞれ、図示の如くインダクター３０６−１乃
至３０６−６を介して縦続状態に電気的な接続をされて
いる入力電極Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を持っている。増幅器３
０１−１、３０１−２、３０１−３の出力電極Ｏ１、Ｏ
２、Ｏ３は、それぞれ図示の如くインダクター３０６−
７乃至３０６−１２を介して電気的に接続されている。
【００５０】最初の増幅器の入力電極、この実施例では
増幅器３０１−１の入力電極Ｉ１はインダクター３０６
−１を介して入力ポート３０２と接続されているが、反
対に出力電極Ｏ１はインダクター３０６−７を介して出
力ポート３０３と接続されている。
増幅器３０１−１の入力電極Ｉ１はインダクター３０６
−１を介して入力ポート３０２と接続されているが、反
対に出力電極Ｏ１はインダクター３０６−７を介して出
力ポート３０３と接続されている。
【００５１】最後の増幅器、この実施例では増幅器３０
１−３が図示の如くインダクター３０６−６を介して終
端抵抗３０８と接続された入力電極Ｉ３を持ち、且つそ
の出力電極Ｏ３は同様にしてインダクター３０６−１２
を介して終端抵抗３０７と接続されている。
１−３が図示の如くインダクター３０６−６を介して終
端抵抗３０８と接続された入力電極Ｉ３を持ち、且つそ
の出力電極Ｏ３は同様にしてインダクター３０６−１２
を介して終端抵抗３０７と接続されている。
【００５２】他の形態の進行波トランスバーサル等化器
と同様に、この進行波トランスバーサル等化器３００は
、疑似伝送線路、この実施例では４４０、４５０を設定
するために、各インダクターのインダクタンスと一緒に
各増幅器の入力容量及び出力容量を利用している。
と同様に、この進行波トランスバーサル等化器３００は
、疑似伝送線路、この実施例では４４０、４５０を設定
するために、各インダクターのインダクタンスと一緒に
各増幅器の入力容量及び出力容量を利用している。
【００５３】ここで、インダクター３０６−１乃至３０
６−６は、疑似伝送線路４４０が信号源３０４の出力イ
ンピーダンスＺｏ即ちインピーダンス素子３０５にほぼ
整合した特性インピーダンスを持つように選ばれる。同
様にして、インダクター３０６−７乃至３０６−１２は
、増幅器３０１−１、３０１−２、３０１−３の出力容
量により疑似伝送線路４５０が終端抵抗３０７の出力イ
ンピーダンスと整合した特性インピーダンスを持つ状態
に構成されるように選ばれる。
６−６は、疑似伝送線路４４０が信号源３０４の出力イ
ンピーダンスＺｏ即ちインピーダンス素子３０５にほぼ
整合した特性インピーダンスを持つように選ばれる。同
様にして、インダクター３０６−７乃至３０６−１２は
、増幅器３０１−１、３０１−２、３０１−３の出力容
量により疑似伝送線路４５０が終端抵抗３０７の出力イ
ンピーダンスと整合した特性インピーダンスを持つ状態
に構成されるように選ばれる。
【００５５】進行波トランスバーサル等化器３００は、
その出力ポート３０３が従来構成のトランスバーサル等
化器１００と比較して反対側に変えられており、そのた
めに各増幅分岐路が異なる関連遅延時間を持つことがで
きる利点が有る。即ち、図示の如く増幅分岐路３３０−
１、３３０−２、３３０−３の各々が入力ポート３０２
と出力ポート３０３との間に異なる関連遅延時間を持っ
ている。
その出力ポート３０３が従来構成のトランスバーサル等
化器１００と比較して反対側に変えられており、そのた
めに各増幅分岐路が異なる関連遅延時間を持つことがで
きる利点が有る。即ち、図示の如く増幅分岐路３３０−
１、３３０−２、３３０−３の各々が入力ポート３０２
と出力ポート３０３との間に異なる関連遅延時間を持っ
ている。
【００５６】ここで、従来の進行波増幅器では、増幅段
同士の間の伝送線路の長さはそれら伝送線路がロー・パ
ス・フィルター構成を持つために変化させることができ
なかった。このような制約が、従来の進行波増幅器に遅
延線路として或る長さの伝送線路を利用することを妨げ
ていた。重要なことに、従来の進行波増幅器と反対に、
進行波トランスバーサル等化器３００は各増幅分岐路の
間に適切な遅延を持っていることによって、これまでに
説明した従来のトランスバーサル等化器と同様な方法で
トランスバーサル等化器として作用する。
同士の間の伝送線路の長さはそれら伝送線路がロー・パ
ス・フィルター構成を持つために変化させることができ
なかった。このような制約が、従来の進行波増幅器に遅
延線路として或る長さの伝送線路を利用することを妨げ
ていた。重要なことに、従来の進行波増幅器と反対に、
進行波トランスバーサル等化器３００は各増幅分岐路の
間に適切な遅延を持っていることによって、これまでに
説明した従来のトランスバーサル等化器と同様な方法で
トランスバーサル等化器として作用する。
【００５８】各増幅分岐路の遅延は、各増幅分岐路に入
力伝送線路と出力伝送線路のうちの一つ或いは両方と、
伝送線路３１０−１乃至３１０−４とを加えることによ
って適切に調節することができる。特に、伝送線路３１
０−１、３１０−２は各々が進行波増幅器３００の入力
インピーダンス、即ち終端抵抗３０８及びインピーダン
ス素子３０５と整合された特性インピーダンスを持って
いる。
力伝送線路と出力伝送線路のうちの一つ或いは両方と、
伝送線路３１０−１乃至３１０−４とを加えることによ
って適切に調節することができる。特に、伝送線路３１
０−１、３１０−２は各々が進行波増幅器３００の入力
インピーダンス、即ち終端抵抗３０８及びインピーダン
ス素子３０５と整合された特性インピーダンスを持って
いる。
【００５９】更に、伝送線路３１０−１、３１０−２は
、それぞれインダクター３０６−２と３０６−３の間及
びインダクター３０６−４と３０６−５の間に挿入され
ている。これらの間への伝送線路３１０−１、３１０−
２の挿入は、増幅分岐路同士の間のインピーダンスが、
伝送線路３１０−１、３１０−２で見られるように常に
疑似伝送線路４４０の特性インピーダンスに整合されて
いるので、直接為されている。
、それぞれインダクター３０６−２と３０６−３の間及
びインダクター３０６−４と３０６−５の間に挿入され
ている。これらの間への伝送線路３１０−１、３１０−
２の挿入は、増幅分岐路同士の間のインピーダンスが、
伝送線路３１０−１、３１０−２で見られるように常に
疑似伝送線路４４０の特性インピーダンスに整合されて
いるので、直接為されている。
【００６０】上記の教示に基づいて、当該分野の技術者
には伝送線路３１０−３、３１０−４の各々が終端抵抗
３０７に整合された特性インピーダンスを持っているこ
とを容易に認め得るであろう。更に、伝送線路３１０−
３、３１０−４は、それぞれインダクター３０６−８と
３０６−９の間及びインダクター３０６−１０と３０６
−１１の間に挿入されている。
には伝送線路３１０−３、３１０−４の各々が終端抵抗
３０７に整合された特性インピーダンスを持っているこ
とを容易に認め得るであろう。更に、伝送線路３１０−
３、３１０−４は、それぞれインダクター３０６−８と
３０６−９の間及びインダクター３０６−１０と３０６
−１１の間に挿入されている。
【００６１】図４に関して、入力ポート３０２へ供給さ
れる、文字Ａによる指示よって参照された電気信号３４
０は１ボルトのピーク電圧を持つパルスであり、更にこ
の電気信号３４０は、それぞれ−２／１０ボルトと＋１
／１０ボルトのピーク電圧を持つ二個のエコーを有する
ものと想定する。例えば、これらエコーは、増幅器やケ
ーブルやインピーダンスが正しく整合していない素子等
のような前段の回路の歪みに起因していることがある。
れる、文字Ａによる指示よって参照された電気信号３４
０は１ボルトのピーク電圧を持つパルスであり、更にこ
の電気信号３４０は、それぞれ−２／１０ボルトと＋１
／１０ボルトのピーク電圧を持つ二個のエコーを有する
ものと想定する。例えば、これらエコーは、増幅器やケ
ーブルやインピーダンスが正しく整合していない素子等
のような前段の回路の歪みに起因していることがある。
【００６３】これらのエコーは主パルスが発生した後、
時間Ｔ２、Ｔ３で生じる。それぞれの増幅分岐路３３０
−２、３３０−３の増幅分岐路３３０−１に対する遅延
時間は、遅延時間Ｔ２、Ｔ３を持つように調節すること
ができる。この結果、信号３４０は増幅分岐路３３０−
１を通じて流れ、図５にＢによる指示によって示される
ように遅延時間Ｔ１を伴なって出力ポート３０３に現わ
れる。
時間Ｔ２、Ｔ３で生じる。それぞれの増幅分岐路３３０
−２、３３０−３の増幅分岐路３３０−１に対する遅延
時間は、遅延時間Ｔ２、Ｔ３を持つように調節すること
ができる。この結果、信号３４０は増幅分岐路３３０−
１を通じて流れ、図５にＢによる指示によって示される
ように遅延時間Ｔ１を伴なって出力ポート３０３に現わ
れる。
【００６４】更に、信号３４０は同様に増幅分岐路３３
０−２、３３０−３を通じて流れ、それぞれ図６、図７
にＣ、Ｄで指示されて示されるように、遅延時間Ｔ１＋
Ｔ２、Ｔ１＋Ｔ３を伴なって出力ポート３０３に現われ
る。
０−２、３３０−３を通じて流れ、それぞれ図６、図７
にＣ、Ｄで指示されて示されるように、遅延時間Ｔ１＋
Ｔ２、Ｔ１＋Ｔ３を伴なって出力ポート３０３に現われ
る。
【００６５】増幅分岐路３３０−２、３３０−３に関連
する遅延は、遅延信号Ｃ、Ｄのピークが第一、第二のエ
コーの位置と対応する位置に一時的に現われるように調
節されている。図８にＢ＋Ｃ＋Ｄで指示されて示される
ように、三個の増幅分岐路の全てからの信号を混合する
と、それらのエコーを有効に消去することができる。
する遅延は、遅延信号Ｃ、Ｄのピークが第一、第二のエ
コーの位置と対応する位置に一時的に現われるように調
節されている。図８にＢ＋Ｃ＋Ｄで指示されて示される
ように、三個の増幅分岐路の全てからの信号を混合する
と、それらのエコーを有効に消去することができる。
【００６６】勿論、第一の増幅分岐路３３０−１即ち主
分岐路の利得に対して、増幅分岐路３３０−２、３３０
−３の個々の利得は、第一及び第二のエコーの大きさが
増幅分岐路３３０−２、３３０−３からの遅延信号Ｃ、
Ｄによって相殺されるように選ばれる。
分岐路の利得に対して、増幅分岐路３３０−２、３３０
−３の個々の利得は、第一及び第二のエコーの大きさが
増幅分岐路３３０−２、３３０−３からの遅延信号Ｃ、
Ｄによって相殺されるように選ばれる。
【００６７】例えば、増幅分岐路３３０−１、３３０−
２、３３０−３は、それぞれ＋１、＋０．２、−０．１
の利得を持つことができる。換言すると、各増幅分岐路
中の遅延及び利得を調節することによって、トランスバ
ーサル等化器３００は入力ポート３０２に供給された信
号３４０中の歪みを消去して正しい信号にすることがで
きる。
２、３３０−３は、それぞれ＋１、＋０．２、−０．１
の利得を持つことができる。換言すると、各増幅分岐路
中の遅延及び利得を調節することによって、トランスバ
ーサル等化器３００は入力ポート３０２に供給された信
号３４０中の歪みを消去して正しい信号にすることがで
きる。
【００６８】トランスバーサル等化器３００は、抵抗性
パワー分割回路網や抵抗性パワー結合回路網を必要とし
ないので、重要なこととして、各入力分岐路若しくは出
力分岐路以降に損失を生じない。
パワー分割回路網や抵抗性パワー結合回路網を必要とし
ないので、重要なこととして、各入力分岐路若しくは出
力分岐路以降に損失を生じない。
【００６９】そのうえ、トランスバーサル等化器３００
は、従来のトランスバーサル等化器で一般に使用されて
いる抵抗性分割器及び結合器での減衰を補償するための
高利得増幅器を必要としないので、従来のトランスバー
サル等化器より極めて小型化されている。従来のトラン
スバーサル等化器と比較して、トランスバーサル等化器
３００は混成集積回路として容易に組み立てることがで
きる。トランスバーサル等化器３００が、終端抵抗３０
７、３０８を取り除いたうえで十分な数を縦続接続する
ことができる。
は、従来のトランスバーサル等化器で一般に使用されて
いる抵抗性分割器及び結合器での減衰を補償するための
高利得増幅器を必要としないので、従来のトランスバー
サル等化器より極めて小型化されている。従来のトラン
スバーサル等化器と比較して、トランスバーサル等化器
３００は混成集積回路として容易に組み立てることがで
きる。トランスバーサル等化器３００が、終端抵抗３０
７、３０８を取り除いたうえで十分な数を縦続接続する
ことができる。
【００７１】このように、トランスバーサル等化器３０
０は、個別的に別々の混成集積回路に設計したり、それ
らの間に適切な伝送線路を挿入することによって縦続構
成に設計したりすることができる。
０は、個別的に別々の混成集積回路に設計したり、それ
らの間に適切な伝送線路を挿入することによって縦続構
成に設計したりすることができる。
【００７２】図９には、各増幅分岐路中に複数の増幅器
を利用するトランスバーサル等化器の別の実施例が示さ
れている。増幅分岐路４３０−１、４３０−２は各々が
反転増幅器と非反転増幅器の両方を有しており、トラン
スバーサル等化器４００は、これまでに論じられている
ように、オーバーシュートまたはアンダーシュートの何
れかを消去することができる。
を利用するトランスバーサル等化器の別の実施例が示さ
れている。増幅分岐路４３０−１、４３０−２は各々が
反転増幅器と非反転増幅器の両方を有しており、トラン
スバーサル等化器４００は、これまでに論じられている
ように、オーバーシュートまたはアンダーシュートの何
れかを消去することができる。
【００７３】特に、増幅分岐路４３０−１中の増幅器４
０１−１、４０１−２と、増幅分岐路４３０−２中の増
幅器４０１−３、４０１−４とは、正（増大）増幅と負
（減衰）増幅のうち何れかを行ない、入力ポート４０２
へ供給された電気信号４４０の等化を行なうことができ
る。
０１−１、４０１−２と、増幅分岐路４３０−２中の増
幅器４０１−３、４０１−４とは、正（増大）増幅と負
（減衰）増幅のうち何れかを行ない、入力ポート４０２
へ供給された電気信号４４０の等化を行なうことができ
る。
【００７４】換言すると、電気信号４４０を伝送線路４
１０−１、４１０−２によって遅延することができ、且
つ各増幅分岐路からの信号を混合することによって、等
化された電気信号４５０が出力ポート１０３に現われる
ように適切に反転または非反転が為される。
１０−１、４１０−２によって遅延することができ、且
つ各増幅分岐路からの信号を混合することによって、等
化された電気信号４５０が出力ポート１０３に現われる
ように適切に反転または非反転が為される。
【００７５】特に、インダクター４０６−１乃至４０６
−８は、疑似伝送線路、この実施例では４７０、４８０
を確立するために、増幅器４０１−１乃至４０１−４の
入力容量及び出力容量に従って選ばれることが留意され
なければならない。更に、増幅器４０１−１乃至４０１
−４が電圧制御利得を持っていることによって、トラン
スバーサル等化器４００を、以前の節で説明したように
適応型等化に利用することができる。
−８は、疑似伝送線路、この実施例では４７０、４８０
を確立するために、増幅器４０１−１乃至４０１−４の
入力容量及び出力容量に従って選ばれることが留意され
なければならない。更に、増幅器４０１−１乃至４０１
−４が電圧制御利得を持っていることによって、トラン
スバーサル等化器４００を、以前の節で説明したように
適応型等化に利用することができる。
【００７６】実験的に行なった実施例では、７．７Ｇｂ
／ｓの光受信器５６０及び直線性チャンネル増幅器５６
４の電気信号を等化するために、本発明の原理による四
タップ即ち四分岐路トランスバーサル等化器４００が構
成された。
／ｓの光受信器５６０及び直線性チャンネル増幅器５６
４の電気信号を等化するために、本発明の原理による四
タップ即ち四分岐路トランスバーサル等化器４００が構
成された。
【００７７】図１０において、光受信器５６０は、光波
伝送器５６２から光ファイバー５６３を通じて伝送され
る光信号５６１を受信して電気信号に変換する。この特
定実施例では、変換された電気信号を増幅する直線性チ
ャンネル増幅器５６４が、受信された電気信号をオシロ
スコープへ接続することによって観察したとき、受信さ
れた主パルスに対して時間−Ｔ、Ｔ、２Ｔにアンダーシ
ュートを持っていた。ここで、Ｔは「タイム・スロット
」と呼ばれる、一ビット期間と等価なものであり、７．
７Ｇｂ／ｓのビット周波数を持つこの実施例では、この
「タイム・スロット」はほぼ１３０ｐｓに等しい。
伝送器５６２から光ファイバー５６３を通じて伝送され
る光信号５６１を受信して電気信号に変換する。この特
定実施例では、変換された電気信号を増幅する直線性チ
ャンネル増幅器５６４が、受信された電気信号をオシロ
スコープへ接続することによって観察したとき、受信さ
れた主パルスに対して時間−Ｔ、Ｔ、２Ｔにアンダーシ
ュートを持っていた。ここで、Ｔは「タイム・スロット
」と呼ばれる、一ビット期間と等価なものであり、７．
７Ｇｂ／ｓのビット周波数を持つこの実施例では、この
「タイム・スロット」はほぼ１３０ｐｓに等しい。
【００７９】種々の設計パラメータで、電気信号５４０
のアンダーシュートを補償するためのトランスバーサル
等化器５００の設計に特別な関わりを持つものが有った
。この結果、トランスバーサル等化器５００は次のパラ
メータ、即ち、周波数範囲が１００ＫＨｚ乃至８ＧＨｚ
、タイム・スロットが１３０ｐｓ、主分岐路上のリップ
ルが±１．５ｄＢ、遅延分岐路の主分岐路に対する利得
が−１０乃至−２０ｄＢ、総合利得が０ｄＢ、入力イン
ピーダンスが５０Ω、そして出力インピーダンスが５０
Ωのパラメータを用いて設計された。
のアンダーシュートを補償するためのトランスバーサル
等化器５００の設計に特別な関わりを持つものが有った
。この結果、トランスバーサル等化器５００は次のパラ
メータ、即ち、周波数範囲が１００ＫＨｚ乃至８ＧＨｚ
、タイム・スロットが１３０ｐｓ、主分岐路上のリップ
ルが±１．５ｄＢ、遅延分岐路の主分岐路に対する利得
が−１０乃至−２０ｄＢ、総合利得が０ｄＢ、入力イン
ピーダンスが５０Ω、そして出力インピーダンスが５０
Ωのパラメータを用いて設計された。
【００８０】更に、トランスバーサル等化器５００の設
計においては、増幅分岐路５３０−１、５３０−２、５
３０−３、５３０−４の遅延時間は、各増幅分岐路が適
切な遅延時間を持つように、適切な長さの伝送線路、こ
の実施例では５０オームの同軸ケーブル５７０−１乃至
５７０−１０を増幅分岐路５３０−１、５３０−２、５
３０−３、５３０−４の間に挿入することによって調節
された。
計においては、増幅分岐路５３０−１、５３０−２、５
３０−３、５３０−４の遅延時間は、各増幅分岐路が適
切な遅延時間を持つように、適切な長さの伝送線路、こ
の実施例では５０オームの同軸ケーブル５７０−１乃至
５７０−１０を増幅分岐路５３０−１、５３０−２、５
３０−３、５３０−４の間に挿入することによって調節
された。
【００８１】伝送線路５７０−１乃至５７０−１０の各
々が、トランスバーサル等化器５００の入力インピーダ
ンス及び出力インピーダンスの両方に整合された特性イ
ンピーダンスを持っていた。それらの遅延が調節され、
その結果入力信号５４０を増幅した信号が各エコーの位
置に現われた。特に、増幅分岐路５３０−１、５３０−
２、５３０−３、５３０−４は関連する遅延時間−Ｔ、
０、Ｔ、２Ｔを持っていた。
々が、トランスバーサル等化器５００の入力インピーダ
ンス及び出力インピーダンスの両方に整合された特性イ
ンピーダンスを持っていた。それらの遅延が調節され、
その結果入力信号５４０を増幅した信号が各エコーの位
置に現われた。特に、増幅分岐路５３０−１、５３０−
２、５３０−３、５３０−４は関連する遅延時間−Ｔ、
０、Ｔ、２Ｔを持っていた。
【００８３】なお、増幅分岐路５３０−１に負の遅延を
得るために、主分岐路５３０−２が一個のタイム・スロ
ット分だけ遅延された。更に、各増幅分岐路中の適切な
インダクタンスは、マイクロストリップ伝送線路５８０
−１乃至５８０−１６を使用することによって与えられ
た。これらマイクロストリップ伝送線路の厚み、長さ及
び材質の選択は、コンピュータ・シミュレーションによ
る判断を行なって求められたインダクタンスを考慮して
選ばれた。
得るために、主分岐路５３０−２が一個のタイム・スロ
ット分だけ遅延された。更に、各増幅分岐路中の適切な
インダクタンスは、マイクロストリップ伝送線路５８０
−１乃至５８０−１６を使用することによって与えられ
た。これらマイクロストリップ伝送線路の厚み、長さ及
び材質の選択は、コンピュータ・シミュレーションによ
る判断を行なって求められたインダクタンスを考慮して
選ばれた。
【００８５】増幅分岐路５３０−１、５３０−３、５３
０−４に非反転増幅作用を与えるために増幅器５９０−
１、５９０−２、５９０−３は二増幅段構成に設計され
、増幅分岐路５３０−２に反転増幅作用を与えるために
増幅器５９０は一増幅段構成に設計された。ここで、増
幅器５９０−１、５９０−２、５９０−３は、デュアル
・ゲート電界効果トランジスターのような電圧制御増幅
器である。
０−４に非反転増幅作用を与えるために増幅器５９０−
１、５９０−２、５９０−３は二増幅段構成に設計され
、増幅分岐路５３０−２に反転増幅作用を与えるために
増幅器５９０は一増幅段構成に設計された。ここで、増
幅器５９０−１、５９０−２、５９０−３は、デュアル
・ゲート電界効果トランジスターのような電圧制御増幅
器である。
【００８７】直線性チャンネル増幅器５６４から受信さ
れた電気信号５４０中で観察されるアンダーシュートの
電圧レベルを識別して明らかにすることにより、増幅分
岐路５３０−１、５３０−３、５３０−４の利得は上記
で説明したように増幅器５９０−１、５９０−２、５９
０−３に適切なバイアスを与えることによって調節され
た。
れた電気信号５４０中で観察されるアンダーシュートの
電圧レベルを識別して明らかにすることにより、増幅分
岐路５３０−１、５３０−３、５３０−４の利得は上記
で説明したように増幅器５９０−１、５９０−２、５９
０−３に適切なバイアスを与えることによって調節され
た。
【００８８】特に、増幅分岐路５３０−１、５３０−３
、５３０−４の利得を制御するために、増幅器５９０−
１、５９０−２、５９０−３は、それぞれバイアス電圧
ｖ１、ｖ２、ｖ３でバイアスされた。
、５３０−４の利得を制御するために、増幅器５９０−
１、５９０−２、５９０−３は、それぞれバイアス電圧
ｖ１、ｖ２、ｖ３でバイアスされた。
【００８９】一旦、等化されるべき信号の特質が明らか
にされ、適当な長さの整合された伝送線路を挿入するこ
とによって各分岐路中の遅延が確立されてしまうと、そ
れらのエコーの時間位置がディジタル通信システムに対
しては不変である。しかしながら、幾つかの場合にはエ
コーの大きさが変動的であり、従って電気信号５４０中
で起きる何らかのパルス波形変化を補償するために適応
型等化を使用することが有益であろう。
にされ、適当な長さの整合された伝送線路を挿入するこ
とによって各分岐路中の遅延が確立されてしまうと、そ
れらのエコーの時間位置がディジタル通信システムに対
しては不変である。しかしながら、幾つかの場合にはエ
コーの大きさが変動的であり、従って電気信号５４０中
で起きる何らかのパルス波形変化を補償するために適応
型等化を使用することが有益であろう。
【００９１】図１１に関して、電気信号５４０中で起き
るパルス波形変化を補償するバイアス電圧ｖ１、ｖ２、
ｖ３を変化させることによりトランスバーサル等化器５
００の増幅分岐路の利得を適応性を持たせて変化させる
ために、帰還制御部７００が使用されている。
るパルス波形変化を補償するバイアス電圧ｖ１、ｖ２、
ｖ３を変化させることによりトランスバーサル等化器５
００の増幅分岐路の利得を適応性を持たせて変化させる
ために、帰還制御部７００が使用されている。
【００９２】とりわけ、エラー検出回路７０２が電気信
号５５０中で補償されていないエラー量を測定するため
に使用されており、重み付け回路７０３を介してその補
償されていないエラーを最小にするように、適宜、増幅
器５９０−１、５９０−２、５９０−３の利得を調節す
る。
号５５０中で補償されていないエラー量を測定するため
に使用されており、重み付け回路７０３を介してその補
償されていないエラーを最小にするように、適宜、増幅
器５９０−１、５９０−２、５９０−３の利得を調節す
る。
【００９３】実際上、受信された電気信号５４０中の歪
みを補償するために適切な周波数応答特性を得るように
、トランスバーサル等化器５００の総合周波数応答が正
帰還によって調節される。
みを補償するために適切な周波数応答特性を得るように
、トランスバーサル等化器５００の総合周波数応答が正
帰還によって調節される。
【００９４】このように、本発明により、上記で述べた
目的及び利益を満たす進行波型トランスバーサル等化器
が提供される。本発明をその特定実施例に関連して説明
したが、上記の説明に照らして多くの変形例がこの分野
の技術者に明白となるであろう。従って、そのような変
形例の全てが本発明の精神の中に含まれ、ここに付され
ている広い特許請求の範囲が本発明の原理に包含される
であろう。
目的及び利益を満たす進行波型トランスバーサル等化器
が提供される。本発明をその特定実施例に関連して説明
したが、上記の説明に照らして多くの変形例がこの分野
の技術者に明白となるであろう。従って、そのような変
形例の全てが本発明の精神の中に含まれ、ここに付され
ている広い特許請求の範囲が本発明の原理に包含される
であろう。
【００９５】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、抵
抗性分割結合回路網を使用すること無く従って高利得増
幅器を使用すること無く、トランスバーサル等化器を設
計することが可能となる。このように高利得増幅器や分
割器及び結合器を使用していないことにより、物理的サ
イズが小型化され、その結果トランスバーサル等化器を
容易に混成集積回路に組み立てることが可能となる。
抗性分割結合回路網を使用すること無く従って高利得増
幅器を使用すること無く、トランスバーサル等化器を設
計することが可能となる。このように高利得増幅器や分
割器及び結合器を使用していないことにより、物理的サ
イズが小型化され、その結果トランスバーサル等化器を
容易に混成集積回路に組み立てることが可能となる。
【図１】進行波増幅器の概略回路図である。
【図２】図１に示される進行波増幅器の等価回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の原理によるトランスバーサル等化器の
一実施例を示す概略回路図である。
一実施例を示す概略回路図である。
【図４】図３に示されるトランスバーサル等化器におけ
る、典型的な入力電気信号Ａの電圧対時間図である。
る、典型的な入力電気信号Ａの電圧対時間図である。
【図５】図４に示される電気信号が図３のトランスバー
サル等化器の増幅分岐路３３０−１を通じて流れ、遅延
時間Ｔ〓１ 〓を伴なって出力ポート３０３に現われ
るときの電気信号Ｂの電圧対時間図である。
サル等化器の増幅分岐路３３０−１を通じて流れ、遅延
時間Ｔ〓１ 〓を伴なって出力ポート３０３に現われ
るときの電気信号Ｂの電圧対時間図である。
【図６】図４に示される電気信号が図３のトランスバー
サル等化器の増幅分岐路３３０−２を通じて流れ、遅延
時間Ｔ１＋Ｔ２を伴なって出力ポート３０３に現われる
ときの電気信号Ｃの電圧対時間図である。
サル等化器の増幅分岐路３３０−２を通じて流れ、遅延
時間Ｔ１＋Ｔ２を伴なって出力ポート３０３に現われる
ときの電気信号Ｃの電圧対時間図である。
【図７】図４に示される電気信号が図３のトランスバー
サル等化器の増幅分岐路３３０−３を通じて流れ、遅延
時間Ｔ１＋Ｔ３を伴なって出力ポート３０３に現われる
ときの電気信号Ｄの電圧対時間図である。
サル等化器の増幅分岐路３３０−３を通じて流れ、遅延
時間Ｔ１＋Ｔ３を伴なって出力ポート３０３に現われる
ときの電気信号Ｄの電圧対時間図である。
【図８】図５、図６、図７の電気信号Ｂ、Ｃ、Ｄが混合
されて出力ポート３０３に現われるときの出力電気信号
Ｂ＋Ｃ＋Ｄの電圧対時間図である。
されて出力ポート３０３に現われるときの出力電気信号
Ｂ＋Ｃ＋Ｄの電圧対時間図である。
【図９】本発明の原理によるトランスバーサル等化器の
別の実施例を示す概略回路図である。
別の実施例を示す概略回路図である。
【図１０】本発明の原理によるトランスバーサル等化器
の更に別の実施例を示す概略回路図である。
の更に別の実施例を示す概略回路図である。
【図１１】適応型等化に関連して図１０に示されるトラ
ンスバーサル等化器を使用した光通信システムを示すブ
ロック・ダイヤグラムである。
ンスバーサル等化器を使用した光通信システムを示すブ
ロック・ダイヤグラムである。
１００ 進行波増幅器
１０１ 電界効果トランジスター（ＦＥＴ）１０２
入力ポート １０３ 出力ポート １０４ 信号源 １０５ 出力インピーダンス １０６ インダクター １０７ インピーダンス終端子 １０８ インピーダンス終端子 １１０ 疑似無損失伝送線路 １２０ 疑似無損失伝送線路 １３０ 増幅分岐路 １４０ 入力電気信号 １５０ 増幅された電気信号 ３００ 進行波トランスバーサル等化器３０１ 増
幅器 ３０２ 入力ポート ３０３ 出力ポート ３０４ 信号源 ３０５ インピーダンス素子 ３０６ インダクター ３０７ 終端抵抗 ３０８ 終端抵抗 ３１０ 伝送線路 ３３０ 増幅分岐路 ３４０ 入力電気信号 ３５０ 等化された電気信号 ４００ 進行波トランスバーサル等化器４０１ 増
幅器 ４０２ 入力ポート ４０３ 出力ポート ４０６ インダクター ４０７ 終端抵抗 ４０８ 終端抵抗 ４００ トランスバーサル等化器 ４１０ 伝送線路 ４３０ 増幅分岐路 ４４０ 疑似伝送線路 ４５０ 疑似伝送線路 ４７０ 疑似伝送線路 ４８０ 疑似伝送線路 ５００ 四分岐路トランスバーサル等化器５０２
入力ポート ５０３ 出力ポート ５３０ 増幅分岐路 ５４０ 入力電気信号 ５５０ 等化された電気信号 ５６０ ７．７Ｇｂ／ｓ光受信器 ５６１ 光信号 ５６２ 光波伝送器 ５６３ 光ファイバー ５６４ 直線性チャンネル増幅器 ５７０ 伝送線路 ５８０ マイクロ・ストリップ伝送線路５９０ 増
幅器 ７００ 帰還制御部 ７０２ エラー検出回路 ７０３ 重み付け回路
入力ポート １０３ 出力ポート １０４ 信号源 １０５ 出力インピーダンス １０６ インダクター １０７ インピーダンス終端子 １０８ インピーダンス終端子 １１０ 疑似無損失伝送線路 １２０ 疑似無損失伝送線路 １３０ 増幅分岐路 １４０ 入力電気信号 １５０ 増幅された電気信号 ３００ 進行波トランスバーサル等化器３０１ 増
幅器 ３０２ 入力ポート ３０３ 出力ポート ３０４ 信号源 ３０５ インピーダンス素子 ３０６ インダクター ３０７ 終端抵抗 ３０８ 終端抵抗 ３１０ 伝送線路 ３３０ 増幅分岐路 ３４０ 入力電気信号 ３５０ 等化された電気信号 ４００ 進行波トランスバーサル等化器４０１ 増
幅器 ４０２ 入力ポート ４０３ 出力ポート ４０６ インダクター ４０７ 終端抵抗 ４０８ 終端抵抗 ４００ トランスバーサル等化器 ４１０ 伝送線路 ４３０ 増幅分岐路 ４４０ 疑似伝送線路 ４５０ 疑似伝送線路 ４７０ 疑似伝送線路 ４８０ 疑似伝送線路 ５００ 四分岐路トランスバーサル等化器５０２
入力ポート ５０３ 出力ポート ５３０ 増幅分岐路 ５４０ 入力電気信号 ５５０ 等化された電気信号 ５６０ ７．７Ｇｂ／ｓ光受信器 ５６１ 光信号 ５６２ 光波伝送器 ５６３ 光ファイバー ５６４ 直線性チャンネル増幅器 ５７０ 伝送線路 ５８０ マイクロ・ストリップ伝送線路５９０ 増
幅器 ７００ 帰還制御部 ７０２ エラー検出回路 ７０３ 重み付け回路
Claims (33)
- 【請求項１】振幅歪み成分と位相歪み成分とを有する入
力電気信号に応答するトランスバーサル等化器において
、前記入力電気信号を受信する入力ポートと、各々が前
記入力電気信号の増幅された複製信号である増幅された
第一及び第二の電気信号を結合する出力ポートと、それ
ぞれが前記入力ポートと出力ポートに接続された疑似入
力伝送線路及び疑似出力伝送線路を有し、前記入力ポー
トと出力ポートとの間に並列に接続されて、前記第一及
び第二の電気信号を生成する前記第一及び第二の増幅分
岐路と、それぞれ、前記第一及び第二の増幅分岐路が有
する第一及び第二の関連利得と、 前記第一増幅分岐
路と接続され、増幅された前記第一電気信号を或る遅延
時間だけ遅延させる遅延手段とを有し、前記トランスバ
ーサル等化器の周波数応答特性が前記振幅歪み成分と位
相歪み成分とを実質的に補償して前記入力電気信号の等
化を行なうように、前記第一及び第二の利得が前記遅延
時間と関連を有することを特徴とする、トランスバーサ
ル等化器。 - 【請求項２】更に、複数の第一インダクターを有し、該
複数の第一インダクター及び前記第一及び第二の増幅分
岐路の入力容量とが前記疑似入力伝送線路を形成するよ
うに、前記複数の第一インダクターの各々が前記第一及
び第二の増幅分岐路の間に位置されることを特徴とする
、請求項１記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項３】更に、複数の第二インダクターを有し、該
複数の第二インダクター及び前記第一及び第二の増幅分
岐路の出力容量とが前記疑似出力伝送線路を形成するよ
うに、前記複数の第二インダクターの各々が前記第一及
び第二の増幅分岐路の間に位置されることを特徴とする
、請求項２記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項４】複数の前記第一及び第二インダクターがマ
イクロストリップ伝送線路を有することを特徴とする、
請求項３記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項５】更に、前記疑似入力伝送線路に対して第一
終端抵抗を有することを特徴とする、請求項３記載のト
ランスバーサル等化器。 - 【請求項６】前記遅延手段が、前記疑似入力伝送線路内
及び前記第一及び第二の増幅分岐路間に挿入された第一
の整合された伝送線路を有し、該第一の整合された伝送
線路が前記第一終端抵抗のインピーダンスと実質的に等
しい特性インピーダンスを持つことを特徴とする、請求
項５記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項７】更に、前記疑似出力伝送線路に対して第二
終端抵抗を有することを特徴とする、請求項３記載のト
ランスバーサル等化器。 - 【請求項８】前記遅延手段が、前記疑似出力伝送線路内
及び前記第一及び第二の増幅分岐路間に挿入された第二
の整合された伝送線路を有し、該第二の整合された伝送
線路が前記第二終端抵抗のインピーダンスと実質的に等
しい特性インピーダンスを持つことを特徴とする、請求
項７記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項９】前記第一及び第二の整合された伝送線路が
同軸ケーブルを有することを特徴とする、請求項６記載
のトランスバーサル等化器。 - 【請求項１０】前記第一及び第二の整合された伝送線路
が同軸ケーブルを有することを特徴とする、請求項８記
載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項１１】それぞれ、前記第一及び第二の増幅分岐
路が第一及び第二の増幅器を有し、該第一及び第二の増
幅器の各々が前記疑似入力伝送線路と接続された入力電
極及び前記疑似出力伝送線路と接続された出力電極を有
することを特徴とする、請求項６記載のトランスバーサ
ル等化器。 - 【請求項１２】前記第一及び第二の増幅器の各々が電圧
制御利得を持つことを特徴とする、請求項１１記載のト
ランスバーサル等化器。 - 【請求項１３】前記第一増幅器が電界効果トランジスタ
ーを有することを特徴とする、請求項１１記載のトラン
スバーサル等化器。 - 【請求項１４】それぞれ、前記第一及び第二の増幅分岐
路が第一及び第二の増幅器を有し、該第一及び第二の増
幅器の各々が前記疑似入力伝送線路と接続された入力電
極及び前記疑似出力伝送線路と接続された出力電極を有
することを特徴とする、請求項８記載のトランスバーサ
ル等化器。 - 【請求項１５】前記第一及び第二の増幅器の各々が電圧
制御利得を持つことを特徴とする、請求項１４記載のト
ランスバーサル等化器。 - 【請求項１６】前記第一増幅器が電界効果トランジスタ
ーを有することを特徴とする、請求項１４記載のトラン
スバーサル等化器。 - 【請求項１７】前記第一及び第二の増幅分岐路の各々が
反転増幅器及び非反転増幅器を有し、該反転増幅器及び
非反転増幅器の各々が前記疑似入力伝送線路と接続され
た入力電極及び前記疑似出力伝送線路と接続された出力
電極を有することを特徴とする、請求項６記載のトラン
スバーサル等化器。 - 【請求項１８】前記第一及び第二の増幅分岐路の各々が
反転増幅器及び非反転増幅器を有し、該反転増幅器及び
非反転増幅器の各々が前記疑似入力伝送線路と接続され
た入力電極及び前記疑似出力伝送線路と接続された出力
電極を有することを特徴とする、請求項８記載のトラン
スバーサル等化器。 - 【請求項１９】振幅歪み成分と位相歪み成分とを有する
入力電気信号に応答するトランスバーサル等化器におい
て、前記入力電気信号を受信する入力ポートと、各々が
前記入力電気信号の増幅された複製信号である増幅され
た第一及び第二の電気信号を結合する出力ポートと、そ
れぞれが前記入力ポートと出力ポートに接続された疑似
入力伝送線路及び疑似出力伝送線路を有し、前記入力ポ
ートと出力ポートとの間に並列に接続されて、前記第一
及び第二の電気信号を生成する前記第一及び第二の増幅
分岐路と、前記第一増幅分岐路に接続されて、その利得
を制御信号に応答して該利得の変化が前記トランスバー
サル等化器の周波数応答に対応した変化を生じるように
調節する制御利得手段と、前記第一増幅分岐路と接続さ
れ、増幅された前記第一電気信号を或る遅延時間だけ遅
延させる遅延手段と、前記出力電気信号の前記振幅歪み
成分と位相歪み成分とに応答して、前記入力電気信号の
等化を行なわせるために前記トランスバーサル等化器の
周波数応答特性が前記振幅歪み成分と位相歪み成分とを
実質的に補償する前記制御信号を発生する帰還制御手段
とを有することを特徴とするトランスバーサル等化器。 - 【請求項２０】更に、複数の第一インダクターを有し、
該複数の第一インダクターと前記第一及び第二の増幅分
岐路の入力容量とが前記疑似入力伝送線路を形成するよ
うに、前記複数の第一インダクターの各々が前記第一及
び第二の増幅分岐路の間に位置されることを特徴とする
、請求項１９記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２１】更に、複数の第二インダクターを有し、
該複数の第二インダクターと前記第一及び第二の増幅分
岐路の出力容量とが前記疑似出力伝送線路を形成するよ
うに、前記複数の第二インダクターの各々が前記第一及
び第二の増幅分岐路の間に位置されることを特徴とする
、請求項２０記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２２】複数の前記第一及び第二インダクターが
マイクロストリップ伝送線路を有することを特徴とする
、請求項２１記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２３】更に、前記疑似入力伝送線路に対して第
一終端抵抗を有することを特徴とする、請求項２２記載
のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２４】前記遅延手段が、前記疑似入力伝送線路
内及び前記第一及び第二の増幅分岐路間に挿入された第
一の整合された伝送線路を有し、該第一の整合された伝
送線路が前記第一終端抵抗のインピーダンスと実質的に
等しい特性インピーダンスを持つことを特徴とする、請
求項２３記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２５】更に、前記疑似出力伝送線路に対して第
二終端抵抗を有することを特徴とする、請求項２１記載
のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２６】前記遅延手段が、前記疑似出力伝送線路
内及び前記第一及び第二の増幅分岐路間に挿入された第
二の整合された伝送線路を有し、該第二の整合された伝
送線路が前記第二終端抵抗のインピーダンスと実質的に
等しい特性インピーダンスを持つことを特徴とする、請
求項２５記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２７】前記第一及び第二の整合された伝送線路
が同軸ケーブルを有することを特徴とする、請求項２６
記載のトランスバーサル等化器。 - 【請求項２８】それぞれ、前記第一及び第二の増幅分岐
路が電界効果トランジスターを有し、該電界効果トラン
ジスターが前記疑似入力伝送線路と接続されたゲート電
極及び前記疑似出力伝送線路と接続されたドレイン電極
を有することを特徴とする、請求項２４記載のトランス
バーサル等化器。 - 【請求項２９】それぞれ、前記第一及び第二の増幅分岐
路が電界効果トランジスターを有し、該電界効果トラン
ジスターが前記疑似入力伝送線路と接続されたゲート電
極及び前記疑似出力伝送線路と接続されたドレイン電極
を有することを特徴とする、請求項２６記載のトランス
バーサル等化器。 - 【請求項３０】それぞれ、前記第一増幅分岐路がデュア
ル・ゲート電界効果トランジスターを有し、該デュアル
・ゲート電界効果トランジスターの第一ゲートが前記疑
似入力伝送線路と接続され、該デュアル・ゲート電界効
果トランジスターのドレイン電極が前記疑似出力伝送線
路と接続され、該デュアル・ゲート電界効果トランジス
ターの第二ゲートが前記制御信号と接続されていること
を特徴とする、請求項２４記載のトランスバーサル等化
器。 - 【請求項３１】それぞれ、前記第一増幅分岐路がデュア
ル・ゲート電界効果トランジスターを有し、該デュアル
・ゲート電界効果トランジスターの第一ゲートが前記疑
似入力伝送線路と接続され、該デュアル・ゲート電界効
果トランジスターのドレイン電極が前記疑似出力伝送線
路と接続され、該デュアル・ゲート電界効果トランジス
ターの第二ゲートが前記制御信号と接続されていること
を特徴とする、請求項２６記載のトランスバーサル等化
器。 - 【請求項３２】振幅歪み成分と位相歪み成分とを有する
入力電気信号を等化する等化方法において、前記入力電
気信号を入力ポートに受信するステップと、各々が前記
入力電気信号の増幅された複製信号であり、第一及び第
二の関連利得を有する第一及び第二の増幅分岐路によっ
てそれぞれ増幅された第一及び第二の電気信号を発生す
るステップと、前記第一及び第二の増幅分岐路がそれぞ
れ前記入力ポートと出力ポートとに接続された疑似入力
伝送線路及び疑似出力伝送線路を有し、前記出力ポート
において前記増幅された第一及び第二の電気信号を一個
の出力信号に結合するステップと、増幅された前記第一
電気信号を、前記入力電気信号の前記振幅歪み成分と位
相歪み成分とを実質的に補償するように前記第一及び第
二の利得と関連を持つ遅延時間だけ遅延させるステップ
とを有することを特徴とする入力電気信号等化方法。 - 【請求項３３】光波伝送器と、光波信号に応答して電気
信号を発生する光波受信器と、前記電気信号に応答して
該電気信号を入力電気信号に増幅する直線性チャンネル
増幅器と、トランスバーサル等化器と、前記光波伝送器
と前記光波受信器とに連帯的に光結合されそれらの間に
光波信号を維持する伝送媒体とを有し、前記直線性チャ
ンネル増幅器によって前記入力電気信号に振幅歪み成分
及び位相歪み成分が導入される光波通信システムにおい
て、前記トランスバーサル等化器は、前記入力電気信号
を受信する入力ポートと、各々が前記入力電気信号の増
幅された複製信号である第一及び第二の増幅された電気
信号を結合する出力ポートと、それぞれ前記入力ポート
と出力ポートとの間に並列に接続されて、前記第一及び
第二の増幅された電気信号を生成し、各々が前記入力ポ
ート及び出力ポートにそれぞれ接続された入力疑似伝送
線路及び出力疑似伝送線路を有する第一及び第二の増幅
分岐路と、前記第一及び第二の増幅分岐路がそれぞれ第
一及び第二の関連利得を有し、前記第一増幅分岐路と接
続され、増幅された前記第一電気信号を或る遅延時間だ
け遅延させる遅延手段とを有し、前記トランスバーサル
等化器の周波数応答特性が前記振幅歪み成分及び位相歪
み成分を実質的に補償して入力電気信号の等化を行なう
ように、第一及び第二の利得が前記遅延時間と関連を有
することを特徴とする光波通信システム
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US529834 | 1983-09-06 | ||
| US07/529,834 US5055795A (en) | 1990-05-29 | 1990-05-29 | Traveling wave type transversal equalizer |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04233313A true JPH04233313A (ja) | 1992-08-21 |
Family
ID=24111433
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3150952A Pending JPH04233313A (ja) | 1990-05-29 | 1991-05-28 | トランスバーサル等化器と入力電気信号等化方法と光波通信システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5055795A (ja) |
| EP (1) | EP0459687A3 (ja) |
| JP (1) | JPH04233313A (ja) |
| CA (1) | CA2036757C (ja) |
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| CA2036757A1 (en) | 1991-11-30 |
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| US5055795A (en) | 1991-10-08 |
| EP0459687A3 (en) | 1993-05-26 |
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