JPH04193072A

JPH04193072A - 電力変換器

Info

Publication number: JPH04193072A
Application number: JP2324465A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Nashiki; 政行梨木; Motosumi Yura; 元澄由良
Original assignee: Okuma Machinery Works Ltd
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 1990-11-27
Filing date: 1990-11-27
Publication date: 1992-07-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、モータ等を駆動するインバータの直流電源と
して使用されるコンバータを備えた電力変換器に関する
。

（従来の技術）モータを可変速運転するインバータの直流電源として、
モータ減速時にモータの運動エネルギーを３相交流電源
に回生ずるために第４図の様にトランジスタを用いて可
逆変換のできるコンバータを備えた電力変換器か実用化
されている。

この従来例において電力を交流゛か−ら直流に変換する
場合は、コンバータを構成するダイオード１ｄ〜６ｄの
働きによフて無制御て３相交流電圧を直流電圧Ｖｄｅに
変換している。なお、直流電圧Ｖｄｃには通常、平滑コ
ンデンサ７が接続される。この時（力行時）の３相交流
電源ラインに流れる電流ＩＲ，ｉｓ、ＩＴは第５図に示
す様な波形となる。また、モータの減速時にはこのコン
バータの負荷側から回生される電力によって直流電圧ｖ
ｄｃが上昇するが、この時ダイオードｌｄ〜６ｄは逆阻
止状態となって電力は交流側には回生さねない。

そこで、３相交流電圧の波高値を波高値検出回路８によ
って検出し、この波高値を直流電圧Ｖｄｃから減算器９
によって引き算して差電圧を求め、この差電圧が所定値
以上となった場合にトランジスタＩ仁〜６ｔによって電
力を回生させる。ここで、上記の所定値は基準電圧源１
０によって実現され、上記の差電圧と比較器１１によっ
て比較している。

回生時の３相交流電源ラインに流れる電流ｌＲ９１ｓ＋
ｉ７は第５図に示す様な波形であり、３相交流電圧の各
相の電圧関係に対応するトランジスタを選択して導通さ
せる様に制御しなければならない。そこで、３相交流電
圧をアイソレータ１２によって絶縁した後、パルス分配
回路１３に人力し、導通すべきトランジスタにＯＮ信号
を与えている。

ここて、トランジスタ１ｔ〜６ｔに流ねる電流について
説明する。この従来例ではこの電流を制御していないた
め、トランジスタ】ｔ〜５ｔに過電流か流れることか無
いように抵抗器１４によって電流を制限している。よっ
て、この抵抗器１４には損失か発生し、変換効率を悪化
させている。また、抵抗器１４の両端に生じる電圧降下
によって回生時Ｉ￥直流電圧ｖｄＣか上昇することか避
けられないか、回生電力か大きくなって直流電圧Ｖｄｃ
かトランジスタ等の耐圧以上に上昇する場合は動作の継
続ができなくなるので回生てきる電力には上限がある。

また、カ行時には抵抗器１４をバイパスして電流か流れ
る様にダイオード２９を設けているか、この電圧降下も
装置の効率を悪化させている。さらにまた、第５図の電
流波形に示す様に、特に回生時の電流はＡＣリアクトル
１５及び抵抗器１４によって決定されるが、変化率：ｄ
ｉ／ｄｔか犬きくて歪の多い電流であるので、３相交流
電源ラインに対して与える影響を軽減するためにノイズ
吸収コンデンサ１６か必須であり、しかも比較的大きな
コンデンサを必要としている。

これらの課題を解決するために第６図に示す様な電力変
換器も実用化されている。この例ではコンバータに人出
力される電流を電流検出器１７によフて検出し、この電
流か正弦波になる様にフィードバック制御している。こ
の様に電流の瞬時値を制御しているため、第４図の例で
必要であった抵抗器１４を不要とし、変換効率が良くな
る。また、電流は以下に説明する制御回路の働きによっ
て３相交流電圧と同位相の正弦波に制御されるため、３
相交流電源ラインに与えるノイズもほとん、となく、装
置の電流の力率を常に１に保つことができる。

ここで、制御回路の動作を説明する。第６図中の基準電
圧源１８は直流電圧Ｖ、の目標電圧を設定しており、減
算器１９によってこの目標電圧と直流電圧Ｖ、。の検出
値を引き算して電圧偏差信号を得ている。この電圧偏差
信号は誤差増幅器２ｏによって増幅されてベクトル回転
器２１に人力される。ベクトル回転器２１の働きは３相
交流電圧と同位相の正弦波の電流指令を発生することで
あり、アイソレータ１２を介して人力された３相交流電
圧の線間電圧波形をまず相電圧波形に変換した後、誤差
増幅器２０の出力と乗算して正弦波の電流指令を出力し
ている。

この電流指令は、減算器２２て電流検出器１７より得た
電流検出値と引き算され、さらに誤差増幅器２３て増幅
された後、ＰＷＭ制御回路２４に人力されている。この
ＰＷＭ制御回路はインバータの制御回路に一般的に用い
られているものであり、その説明は７省略する。これら
の回路の働きによってコンバータに人力される電流はベ
クトル回転器２１の出力した正弦波の電流指令の通りに
フィードバック制御され、第７図に示す様な正弦波とな
る。

（発明が解決しようとする課題）上述した後者の従来の電力変換器、では、制御回路か複
雑となって高価になるという問題かあった。

本発明は上述した事情から成されたものであり、本発明
の目的は、変換効率か良く、十分な回生電力か得られ、
３相交流Ｎ源ラインに対してノイズを与えず、かつ安価
な電力変換器を提供することにある。

（課題を解決するための手段）本発明は、モータ等を駆動するインバータの直流電源と
して使用されるコンバータを備えた電力変換器に関する
ものであり、本発明の上記目的は、複数のトランジスタ
及びこれらのトランジスタに逆並列に接続されたダイオ
ードによって構成され、交流を直流に可逆変換するコン
バータと、前記交流の各相の電圧を検出し、この検出値
に応じて導通する前記トランジスタを選択するパルス分
配手段と、前記コンバータの出力する直流電流を検出す
る電流検出手段と、前記コンバータの出力する直流電圧
を検出し、この検出値に応じて前記直流電流の指令値を
発生する電流指令発生手段と、前記直流電流の指令値と
前記検出された直流電流との偏差に応じて前記選択され
たトランジスタをＰＷＭ制御することによって前記直流
電流をフィードバック制御する電流制御手段とを具備す
ることによって達成される。

（作用）本発明にあっては、コンバータに流れる電流の瞬時値を
フィードバック制御しているため、従来必要であった抵
抗器を不要とすることかでき、変換効率を高めることか
できるｒまた、直流電圧を検出し、この検出値に応じて
制御しているため、この直流電圧を常に一定とする様に
、かつ素子耐圧に応じて許容される最大の電圧に保つこ
とができるので、十分な回生電力を得ることかできる。

さらに、３相交流電源ラインに流れる電流を比較的歪率
の低い台形波とすることができるので、３相交流電源ラ
インに対して与えるノイズを低く抑えることができる。

そして、従来例と比較して１個の電流検出器で制御を実
現しているため安価な電力変換器とすることかできる。

（実施例）第１図は本発明の電力変換器の一例を第６図に対応させ
て示す回路図てあり、同一構成箇所は同符号を付して説
明を省略する。基準電圧源１８に設定されている直流電
圧Ｖｄｃの目標値は、コンバータに使用している素子の
耐圧または負荷装置の耐圧に対して許容できる最大の値
を選定しており、例えは６００ｖ耐圧の素子を使用する
場合は４００Ｖ程度に設定している。減算器１９は上記
目標値と実際の直流電圧の検出値との偏差を演算し、こ
の偏差を誤差増幅器２０にて増幅することによってコン
バータの圧力する直流電流の指令値とする。そして、こ
のような電流指令発生回路からの直流電流の指令値は減
算器２５にて電流検出器１７からの直流電流の検出値と
引き算され、さらに誤差増幅器２６て増幅されてＰＷＭ
制御回路２７に人力される。なお、ＰＷＭ制御回路２７
は第６図の従来イタ１１て示したものとは異なるもので
あり、その出力は単相のパルス出力であって、トランジ
スタ１ｔ〜６ｔのうちどのトランジスタを導通させるか
という情報を含まない信号である。このようなコンバー
タの制御では３相交流電圧の各相の電圧関係に応じて導
通するへきトランジスタを切換えなくてはならないか、
この動作はパルス分配回路２８の働きによって実現され
る。すなわち、アイソレータ１２を介して３相交流電圧
の各相の電圧関係か人力されており、この人力に応じて
導通するへきトランジスタが選択される。

第２図は本発明の電力変換器の電圧及び電流の波形を示
す図であり、この様に各相の電流が台形波となる様に制
御されているか、この動作を同図中のａ部分を第３図に
拡大して説明する。

［区間■コ導通するトランジスタとして１を及び６ｔが選択されて
いるが、トランジスタＩｔは常時ＯＮとなっており、ト
ランジスタ６ｔをＰＷＭ制御することにより電流を制御
している。

［区間■］３相交流電圧の電圧関係が変化し、導通すべきトランジ
スタが１ｔと６ｔから３ｔと６ｔに切換えられる過渡的
区間である。直流電流の瞬時値は区間■に引きつづいて
トランジスタ６ｔによってＰＷＭ制御されており、一定
に保たれているので、トランジスタ１ｔとトランジスタ
３ｔの０Ｎ１０ＦＦのデユーティを同図の様になめらか
に推移させることによってＩＲの電流はｉｓになめらか
に転流する。

［区間■コトランジスタ６ｔは次の区間■て転流に備えて常時ＯＮ
とする。そのため、直流電流の瞬時値制御はトランジス
タ３ｔをＰＷＭ制御することによって行なわれる。

［区間■コ区間■と同様にｉＴの電流がｉ３に転流する区間であり
、トランジスタ５ｔとトランジスタ２ｔのＯＮデユーテ
ィをなめらかに推移させている。

以上の様にトランジスタのベース信号を制御することに
よって第２図に示した様に電流を台形波にすることがで
きる。

なお、第１図中に点線で示した部分はマイクロプロセッ
サを用いてソフトウェアＩＡ工里によっても実現可能で
ある。

（発明の効果）以上のように本発明の電力変換器によれは、コンバータ
の出力電圧は常に高い電圧か確保されるために、負荷ｉ
ｔであるインバータ、コンバータの電流定格を下げるこ
とか可能であり、装置を小型化することかて詮る。また
、３相交流電源ラインに与えるノイズを低く抑えられる
ことかできるので、３相交流電源ラインに接続するノイ
ズ吸収コンデンサを小さな容量とすることかできる。さ
らにまた、コンバータの出力する直流電流を一定とてき
るため、コンバータに接続される平滑コンデンサに流れ
るリップル電離を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換器の一例を示す回路図、第２
図及び第３図はその動作波形を示す図、第４図は従来の
電力変換器の一例を示す回路図、第５図はその動作波形
を示す図、第６図は従来の電力変換器の別の一例を示す
回路図、第７図はその動作波形を示す図である。ｉｔ、２ｔ、３ｔ、’４ｔ、５ｔ、６ｔ・・・トランジ
スタ、１ｄ、２ｄ。３ｄ、４ｄ、５ｄ、６ｄ、２９・・・ダイオード、７・
・・平滑コンデンサ、８・・・波高値検出回路、９，１
９，２２．２５・・・減算器、１０．１８・・・基準電
圧源、１１・・・比較器、１２・・・アイソレータ、１
３．２８・・・パルス分配回路、１４・・・抵抗器、１
５・・−ＡＣリアクトル、１６・・・ノイズ吸収コンデ
ンサ、１７・・・電流検出器、２０，２３．２６・・・
誤差増幅器、２１・・・ヘクトル回転器、２４．２７・
・・ＰＷＭ制御回路。出願人代理人　　　安　形　雄　三第２図第６区第５図、

Claims

【特許請求の範囲】１、複数のトランジスタ及びこれらのトランジスタに逆
並列に接続されたダイオードによって構成され、交流を
直流に可逆変換するコンバータと、前記交流の各相の電
圧を検出し、この検出値に応じて導通する前記トランジ
スタを選択するパルス分配手段と、前記コンバータの出
力する直流電流を検出する電流検出手段と、前記コンバ
ータの出力する直流電圧を検出し、この検出値に応じて
前記直流電流の指令値を発生する電流指令発生手段と、
前記直流電流の指令値と前記検出された直流電流との偏
差に応じて前記選択されたトランジスタをＰＷＭ制御す
ることによって前記直流電流をフィードバック制御する
電流制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換器。２、前記電流指令発生手段は、前記コンバータまたはそ
の負荷に使用されている半導体素子の耐圧に応じて設定
された所定の基準電圧と前記検出した直流電圧との偏差
に応じて前記直流電流の指令値を発生するようにした請
求項１に記載の電力変換器。