JPH04127721A - 音響エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ この発明は、ダブルトーク状態かエコーパス変動状態か
を判断して音響エコーを消去する音響エコーキャンセラ
に関するものである。

［従来の技術］ 一般に、音響エコーキャンセラは、音声通信会議システ
ム等のハンズフリー通話において、スピーカとマイクロ
ホンとの間の音響結合により生ずる音響エコーを消去す
るために用いられる。この音響エコーキャンセラとして
は、例えば「適応形エコーキャンセラにおける重畳通話
検出の一方式％式％ 会」に記載されたものが知られている。この音響エコー
キャンセラを第２図を基に説明する。

相手話者からの音声信号は、受信端子１を経てＡ／Ｄ変
換器２てディジタル信号Ｘ（ｋ）（以下、ｋはサンプリ
ング時刻を表す。）に変化され、後述する各部の処理を
経てＤ／Ａ変換器３てアナログ信号に変換され、スピー
カ４から近端話者Ａに相手話者からの音声として発せら
れる。

５はマイクロホンで、近端話者Ａから発せられた音声は
このマイクロホン５て捕捉され、音声信号ｓ　（ｋ）と
してＡ／Ｄ変換器６てディジタル信号ｙ　（ｋ）に変換
され、各部の処理を経てＤ／Ａ変換器７てアナログ信号
に変換され、送信端子８を経て相手話者（遠端話者）に
送信される。

１１は適応ディジタルフィルタ（以下［ＡＤＦ］という
）、１２は送信信号線１３に設けられた加算器で、ＡＤ
ＦＩＩは受信側からのディジタル信号ｘ　（ｋ）に基づ
いて擬似エコー信号Ｖ　（ｋ）を形成し、この擬似エコ
ー信号ｙ　（ｋ）を加算器１２に出力する。加算器１２
において、マイクロホン５側から入力する音声エコー信
号であるディジタル信号ｙ（ｋ）から擬似エコー信号ｙ
（ｋ）が減算される。

ＡＤＦＩＩは、具体的には第３図に示す構成を有してい
る。

図中、Ｔ、〜ＴＮは単位遅延素子で、設定したタップ数
分だけ設けられ、受信端子１側のディジタル信号ｘ（ｋ
）が人力する。Ｂ　ｏ−Ｂ　Ｎはタップ係数発生器で、
この各タップ係数発生器Ｂｏ−ＢＮは、残差信号ｅ　（
ｋ）をフィードバックして設定されるフィルタタップ係
数り。、ｈｌ・・・ｈＬ・・・ｈＭ・・・ｈＮを出力す
る。ｃｏ−ＣＮは乗算器で、この乗算器Ｃ８〜ＣＮにお
いて各単位遅延素子Ｔ１〜ＴＮからのディジタル信号ｘ
（ｋ−ｉ）と各タップ係数発生器Ｂ。〜ＢＮからのフィ
ルタタップ係数り。、ｈ、・・・ｈＬ・・・ｈ□・−・
ｈＮとが乗算され、加算器りて加算されて、擬似エコー
信号ｙ　（ｋ）が ｙ（ｋ）＝Σｈｉ（ｋ）・ｘ（ｋ−ｉ）　　　　−（１
）として形成される。

また、タップ係数ｈ１（ｋ）は、スピーカ４とマイクロ
ホン５との間の伝達特性、即ちインパルス応答であり、
音響結合状態（以下「エコーバス」という）の変化に追
従させるため、即ち、残差信号ｅ　（ｋ）が最小となる
ようにするため、−船釣に次式で示す学習同定法によっ
て適応制御が行われる。

ｅ（ｋ）・Ｘ（ｋ−ｉ） ｈＨ（ｋ＋１）　＝　ｈｌ（ｋ）＋α・　　　　　　　
・・・（２）Σ　　ｘ２（ｋ−ｉ） α：ループゲイン（修正係数） また、第２図中、１５はダブルトーク検出器で、このダ
ブルトーク検出器１５は、上記の適応制御（係数更新）
を誤った方向に向わせないようにするために設けられた
ものである。即ち、近端話者Ａが音声を発してダブルト
ーク状態となった場合、残差信号ｅ（ｋ）が増加したよ
うに見え、このまま前記第（２）式の係数更新を行った
のでは真のエコーパスを推定できなくなり、結果として
本来の音響エコーが消去できなくなる。このため、ダブ
ルトーク検出器１５は、近端話者Ａからの信号をできる
だけ早く検出して第（２）式の更新を停止させる。

このダブルトーク検出器１５は、具体的には、受信端子
１例のディジタル信号ｘ　（ｋ）のレベルＬｘから後述
するＡ。ｏｒ、ｌを推定し、後述するＬｘからＡ。。□
を引くことて推定残差レベルＬヤ、を出力するＡに（）
ｒＩｌ推定回路１６、残差信号ｅ　（ｋ）の残差レベル
Ｌ　ＲＥＳとディジタル信号ｘ　（ｋ）のレベルＬｘに
基づいて前記ＡＣＯＭ推定回路１６の推定残差レベルＬ
　ＲＥＳを修正する修正回路１７と、残差レベルＬＲＥ
Ｓ及び推定残差レベルＬ　ＲＥＳを比較し、大きさの違
いによって前記第（２）式の更新を停止させるか、そな
まま続行させるかの制御を行う比較回路１８とから構成
されている。

ここで、残差レベルＬ　ＲＥＳは、近端話者Ａからの音
声信号ｓ　（ｋ）がないとした時の残差信号ｅ（ｋ）の
レベルである。また、推定残差レベルＬ　ＲＥＳは、前
述したように、ＡＣＯｌ”ｌ推定回路１６において、デ
ィジタル信号ｘ　（ｋ）のレベルＬｘからＡ。ＯＭを差
し引くことにより求められる。即ち、 Ｌ　ＲＥＳ　＝　Ｌ　Ｘ　　Ａ　Ｃ（ＩＨにより求めら
れる。なお、Ａｃｏ−１（Ａｅｃｈｏ＋Ａｃａｎ）で求
められる値で、Ａ　ｅｃｈｏはスピーカ４とマイクロホ
ン５との間の音響結合量、Ａｃａｎは換算器１２て打ち
消されるエコーキャンセル量である。

そして、ダブルトーク検出器１５は、残差レベルＬ　Ｒ
ＥＳと推定残差レベルＬ　ＲＥ’３とを比較回路１８で
比較し、ＬＲＥＳ＞ＬＲβとなるときダブルトーク状態
と判断し、ＡＤＦＩＩの係数更新、即ち、第（２）式の
更新を停止させるように設定されている。

以上のように構成された音響エコーキャンセラにおいて
は、相手話者からの音声がスピーカ４から発せられると
、その一部は音響エコーとしてマイクロホン５から入力
する。この信号はＡ／Ｄ変換器６によりディジタル信号
ｙ　（ｋ）に変換され、加算器１２に人力する。一方、
ＡＤＦＩＩにおいては、受信端子１側のディジタル信号
ｘ　（ｋ）を参照信号として擬似エコー信号ｙ　（ｋ）
が形成され、この擬似エコー信号ｙ　（ｋ）をエコー信
号ｙ（ｋ）から減算することにより音響エコーは消去さ
れ、得られる残差信号ｅ　（ｋ）はＤ／Ａ変換器７てア
ナログ信号に変換され、送信端子８から遠端話者へ送出
される。

さらに、通話状態においては、常時ダブルトーク検出器
１５がダブルトーク状態であるか否かを検知しており、
前述した条件でダブルトーク状態と判断したときには係
数更新を停止し、シングルトーク状態と判断したときに
は係数更新制御を行なわせる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、以上述べた従来の音響エコーキャンセラ
では、近端話者Ａが音声を発しない場合でも、スピーカ
４のボリュームを上げたり、エコーバス変動が起こった
ときにはＬ　ＲＥＳ＞　Ｌ　ＲＥＳの条件を満足してダ
ブルトーク状態と誤判定することがある。この場合、係
数更新が行なわれなくなってＡｃａｎが減少し、音響エ
コーが低減されないまま遠端話者に戻っていき、通話性
能が悪化するという問題点があった。

また、音響エコーが極端に大きくなると、ループゲイン
が増大し、いわゆるハウリングが生じて通話不能になる
という問題点がある。

この発明は、前記問題点に鑑みてなされたものであり、
ダブルトーク状態かエコーパス変動状態かを正確に判断
し、各状態に応じた最適な制御を行なうことができる音
響エコーキャンセラを提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明は、前記問題点に鑑みてなされたもので、擬似
エコー信号及び音響エコー信号を合成して残響エコーを
除去すると共に、ダブルトーク状態のとき適応フィルタ
による適応制御を停止させる音響エコーキャンセラに適
用される。

このような音響エコーキャンセラにおいて、音響エコー
が除去された後の残留パワーのうち、前段の大きさを検
知する前段パワー検知手段と、後段の大きさを検知する
後段パワー検知手段と、各パワー検知手段からの出力値
を比較し、残留パワーの後段の増加率が大きい場合にダ
ブルトーク状態と判定する比較判定手段とから構成され
たことを特徴とする。

［作用］ 前記構成により、常時、前段パワー検知手段が残留パワ
ーの前段の大きさを検知し、後段パワー検知手段が残留
パワーの後段の大きさを検知する。

そして、各パワー検知手段にって検知された各値は比較
判定手段によって比較され、いずれが大きいかを判定さ
れ、残留パワーの後段の増加率が大きい場合にダブルト
ーク状態と判定する。

［実施例コ 以下、本発明の１実施例を、第１図及び第４図（ａ）、
　（ｂ）に基づいて説明する。なお、本実施例の音響エ
コーキャンセラの全体構成は前述した従来の音響エコー
キャンセラとほぼ同様であるので、ここでは同一部材に
は同一符号を付し、その説明を省略する。

第１図は本実施例の音響エコーキャンセラの構成を示す
ブロック図、第４図（ａ）はスピーカ４とマイクロホン
５との間の音響結合を表すインパルス応答の測定例を示
す特性線図、第４図（ｂ）は第４図（ａ）のインパルス
応答に対応した残留パワー曲線を示す特性線図である。

まず、第４図（ａ）、　（ｂ）に基づいて、インパルス
応答及びこれに対応する残留パワー曲線の有する特性を
説明する。

インパルス応答による特性線は、第４図（ａ）に示すよ
うに、スピーカ４とマイクロホン５との間の伝播遅延に
相当するフラットデイレイａの後の初期振幅が大きく、
次第に減衰していく性質を一般的に有している。そして
、この性質は、エコーパスの変動に対してもあまり変ら
ず、同様の傾向を示す。残留パワー曲線は、インパルス
応答と対応しているため、即ち、ＡＤＦＩＩのフィルタ
タップ係数ｈｉ　（ｋ　）はこのインパルス応答のサン
プル系列と１対１に対応しているため、第４図（ｂ）に
示すように、第４図（ａ）の特性線とほぼ同様の特性を
有する。つまり、初期値が大きく、次第に減衰していく
特性を有する。

一方、タップ係数ｈ１（ｋ）はエコーパスの変動に対し
て適応制御により更新される。さらに、近端話者Ａの音
声信号ｓ　（ｋ）が入力される場合も更新される。即ち
、音声信号ｓ　（ｋ）の入力によって残差信号ｅ　（ｋ
）が大きくなり、前記第（２）式によってタップ係数ｈ
Ｈ（ｋ）が更新され、残留パワーが大きくなる。

つまり、エコーパスの変動に対しては残留パワーはあま
り変動せず、近端話者Ａの音声信号ｓ　（ｋ）が入力さ
れる（ダブルトーク状態となる）と太きく変動なる。具
体的には、タップ係数ｈＨ（ｋ）が適性値から離れた値
になり、残留パワーの値が乱れてくる。特に、第４図（
ａ）におけるタップ数領域の前段Ｃてはあまり変動しな
いか、後段りては大きくなってくるという特徴を有する
。

このため、残留パワーの前段Ｃと後段りての変動を監視
することで、エコーパス変動状態かダブルトーク状態か
を正確に判断することができる。

次に、本実施例の音響エコーキャンセラの構成を第１図
に基づいて有する。

本実施例の音響エコーキャンセラの全体構成は、前述し
た従来の音響エコーキャンセラとほぼ同様であるが、本
実施例では、従来のダブルトーク検出器１５の代りにＡ
ＤＦ制御回路２１を設けている。

このＡＤＦ制御回路２１は、前段パワー検知手段として
の前段タップ係数２東和回路部２２と、後段パワー検知
手段としての後段タップ係数２東和回路部２３と、これ
らの回路部２２．２３から出力された信号を比較してＡ
ＤＦＩＩを制御する比較判定手段としての判定回路２４
とから構成されている。

前段タップ係数２東和回路部２２は、第４図（ａ）にお
ける前段Ｃのタップ係数ｈｉ　（ｋ　）を２乗してたし
合わせるもので、次の演算式による。なお、タップ係数
ｈｉ　（ｋ）の２乗和をとるのは、このタップ係数ｈｉ
　（ｋ）がインパルス応答のサンプル系列と１対１に対
応しているため、タップ係数ｈ１（ｋ）の２乗和が残留
パワーと等価になるためである。

ΣｈＨ（ｋ）＝Ｈ１・・・（３） １厘０ 後段タップ係数２東和回路部２３は、第４図（ａ）にお
ける後段りのタップ係数ｈＨ（ｋ　）を２乗してたし合
わせるもので、次の演算式による。

Ｘｈｉｃｋ）＝Ｈ２＝（４） なお、Ｈｌを前段パワーレベル、Ｈ２を後段パワーレベ
ルという。

判定回路２４は、前段タップ係数２東和回路部２２から
の前段パワーレベルＨ１と後段タップ係数２乗和回路部
２３からの後段パワーレベルＨ２とを判定し、互いを比
較して、ＡＤＦＩＩを次の条件で制御する。

前段パワーレベルＨ１及び後段パワーしヘルＨ２がとも
に増減量の小さい状態で、 Ｈｌ＞ａ２Ｈ２ ａ２：闇値 の場合には、エコーパス変動状態（シングルトーク状態
）と判定する。

また、後段パワーレベルＨ２の増加量が大きい状態で、 Ｈ１≦ａ２Ｈ２ の場合には、ダブルトーク状態と判定する。なお、前段
パワーレベルＨ１の増減は大きくても小さいくてもよい
。

そして、エコーパス変動状態と判定した場合には、適応
制御を行うようにＡＤＦｌｌが制御され、ダブルトーク
状態と判定した場合には、適応制御が停止され、この停
止直前のタップ係数を保持してこのタップ係数で前記第
（１）式の演算を行い、擬似エコー信号ｙ（ｋ）が形成
される。

さらに、判定回路２４には、ダブルトーク状態と判定し
たときに、この状態から離脱するための判定機能も有し
ている。即ち、設定値しＲＥＳ（ｔｈ）と残差レベルＬ
　ＲＥＳとを比較し、Ｌ　ＲＥＳ（ｔｈ）　＞　ｌ、、
　ＲＥ３となったときに判定回路２４がＡＤＦＩＩを制
御してダブルトーク状態から離脱させる。

なお、ＡＤＦＩＩのタップ数Ｎはインパルス応答長を考
慮して決められる。即ち、第４図（ａ）より、残留パワ
ー−３０ｄＢに相当するエコーキャンセル量３０ｄＢを
得るために必要なフィルタタップ数Ｎが求められる。こ
こで、エコーキャンセル量の数値（３０ｄＢ）は−例で
、各音響エコーキャンセラによって異なる。さらに、ダ
ブルトーク状態であるか否かの判定のためのＨｏとＨ２
の比の閾値ａ２（通常、５０以上）、前段Ｃのタップの
数り及び後段りのタップの数Ｎ−Ｍ及び設定値しＲＥＳ
（ｔｈ）は、音響エコーキャンセラの種類によって異な
るため、設計モデルとなる音響結合条件に応して設定さ
れる。

次に、以上のように構成された音響エコーキャンセラの
作用について説明する。なお、この音響エコーキャンセ
ラの全体的な作用は前述した従来の音響エコーキャンセ
ラとほぼ同様であるので、ここではＡＤＦ制御回路２１
の作用についてのみ説明する。

ＡＤＦ制御回路２１は常時機能しており、その前段タッ
プ係数２東和回路部２２が第４図（ａ）における前段Ｃ
の残留パワーと等価の値を第（３）式により、また、後
段タップ係数二乗和回路部２３が後段りの残留パワーと
等価の値を第（４）式によりそれぞれ演算し、判定回路
２４でこれらの値が比較される。

そして、前段パワーレベルＨ１及び後段パワーレベルＨ
２がともに増減量の小さい状態で、Ｈｌ＞ａ２Ｈ２の場
合には、エコーパス変動状態と判定し、ＡＤＦＩＩを制
御して通常の適応制御を行わせる。

また、後段パワーレベルＨ２の増加量が大きい状態で、
Ｈ１≦ａ２Ｈ２の場合には、ダブルトーク状態と判定し
、ＡＤＦＩＩによる適応制御を停止させ、この停止直前
のタップ係数ｈｉ　（ｋ　）を保持させる。そして、こ
のタップ係数ｈＨ（ｋ）でＡＤＦｌｌに前記第（１）式
の演算を行わせて擬似エコー信号ｙ　（ｋ）を形成させ
、この擬似エコー信号ｙ（ｋ）がエコー信号ｙ　（ｋ）
から減算される。

さらに、ダブルトーク状態から離脱するときは、判定回
路２４て設定値しＲＥＳ（ｔｈ）と残差レベルＬＲＥＳ
とが比較され、Ｌ　ＲＥＳ（ｔｈ）　＞　Ｌ　ＲＥＳと
なったときにＡＤＦＩＩによる適応制御を再開させる。

以上のように、タップ係数ｈｉ　（ｋ　）の物理的性質
に着目し、前段タップ係数２果和と後段タップ係数２東
和の大きさを比較、判定することにより、ダブルトーク
状態であるかエコーパス変動状態であるかを精度よく判
定することが可能となる。

この結果、ＡＤＦＩＩによる的確な適応制御を行わせる
ことができ、音響エコーキャンセラの性能向上及び信頼
性の向上が図れる。

なお、本実施例では、残留パワーの大きざを判断するた
めの手段として、前段タップ係数２東和回路部２２と後
段タップ係数二乗和回路部２３とを用い、タップ係数を
２乗して全部をたし合せることで残留パワーに相当する
値を検出したが、本発明はこれに限らず、これら前段タ
ップ係数２東和回路部２２及び後段タップ係数二乗和回
路部２３の代りに残留パワーの前段及び後段の大きさを
直接に検出する回路を設けることて、ダブルトーク状態
であるか否かを判断するようにしてもよい。

［発明の効果コ 以上詳細に説明したようにこの発明によれば、残留パワ
ーの前段の大きさを検知する前段パワー検知手段と、後
段の大きさを検知する後段パワー検知手段と、各パワー
検知手段からの出力値を比較し、残留パワーの後段の増
加率が大きい場合にダブルトーク状態と判定する比較判
定手段とを備え、残留パワーの前段及び後段の大きさを
比較することで、ダブルトーク状態であるか否かを判定
するようにしたので、ダブルトーク状態かエコーパス変
動状態かを精度よく判断することが可能となり、この結
果、適応フィルタによる的確な適応制御を行わせること
ができ、音響エコーキャンセラの性能向上及び信頼性の
向上が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る音響エコーキャンセラの全体構成
を示すブロック図、第２図は従来の音響エコーキャンセ
ラの全体構成を示すブロック図、第３図はＡＤＦの内部
構成を示すブロック図、第４図はスピーカとマイクロホ
ンとの間の音響結合を表すインパルス応答の測定例及び
それに対応した残留パワー曲線を示す特性線図である。 １１・・・ＡＤＦ、１２・・・加算器、２１・・・ＡＤ
Ｆ制御回路、２２・・・前段タップ係数２巣和回路部、
２３・・・後段タップ係数２東和回路部、２４・・・判
定回路。 インへ°ルス応答の測定例及び残留パワーを示ず特性線
図第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 擬似エコー信号及び音響エコー信号を合成して音響エコ
   ーを除去すると共に、ダブルトーク状態のとき適応フィ
   ルタによる適応制御を停止させる音響エコーキャンセラ
   において、音響エコーが除去された後の残留パワーのう
   ち、前段の大きさを検知する前段パワー検知手段と、後
   段の大きさを検知する後段パワー検知手段と、各パワー
   検知手段からの出力値を比較し、残留パワーの後段の増
   加率が大きい場合にダブルトーク状態と判定する比較判
   定手段と から構成されたことを特徴とする音響エコーキャンセラ
   。