JPH0346004A - 周期的擾乱の影響の消去方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、特に＠御ループに操作端と制御対象との間
で侵入する既知の可変の周波数を有する周期的擾乱の影
響を消去するための方法に関するものである。このよう
な周波数可変の擾乱量はたとえば、駆動においては、構
造により条件付けられる磁束非対称性により回転機中に
惹起される回転数比例のモーメントリップルであり、ま
た電磁的に軸受けされた回転子においては、回転する不
平衡力により惹起される１つの周期的軸受負荷成分であ
る。

ドイツ連邦共和国特許第２６５８６９２号明細書では、
磁気的回転子軸受けの際に、このような不平衡力の作用
を制御ループにより変換された回転子固定の座標系のな
かで補償することが提案されている。

この方法では、不平衡力の影響が作用ループのなかで制
御対象を経ての作用ループのなかで調節器により除去さ
れ、このことは、周期的不平衡力により惹起される位置
変化が、それが位置調節器により除去され得る以前に、
先ず一回＠御ループを通過しなければならないことを意
味する。この方法によれば、擾乱量の適度の速い周波数
変化しか有効に予防され得ない。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明のｉ＊ｕは、制御対象を経ての調節作用ループな
しに有効な並列な擾乱型消去であって、特に擾乱量の周
波数変化の際により迅速な反応を可能にする擾乱型消去
を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

この課題は、本発明によれば、主請求項に示されている
措置により解決される。

本発明の基本思想は、擾乱量に関係する１つの信号を選
択し、また選択された信号から複素ベクトル計算により
擾乱量補償のために必要な補正信号を形成することであ
る０本発明によりもたらされる主要な利点は、それぞれ
使用される制御ループに完全に無関係に動作すること、
すなわち容易に既存の制御ループに付加され得ること、
または調節が本発明による擾乱型消去に完全に無関係に
設計かつ構成され得ることである。

（実施例〕 以下、他の実施例を含めて、本発明による方法を実施す
るための他の請求項に示されている装置を図面により一
層詳細に説明する。

本発明による方法の一般的原理を示す第１図のブロック
図では、既知の角周波数ωの周期的な擾乱量ｚ−ｚ（ω
）が、−船釣な伝達関数Ｆ１およびＦｌを有する２つの
伝達要素の間に侵入する。

以下では伝達関数、すなわちラブラース演算子Ｓの関数
は統一的にＦで示されており、また“”を付されている
値または信号は、それらにより元々存在する量または信
号が良好にシ果ユレートされることを意味する。擾乱量
２を選択するため、伝達関数Ｆ１を有する伝達要素の入
力量および伝達関数Ｆ１を有する伝達要素の出力量が伝
達関数ＦｋおよびＦ３を有する２つの別の伝達要素を介
して混合要素Ｍに供給される。伝達関数Ｆｋはそれぞれ
個別の場合を支配する要求に適合されている任意の実現
可能な伝達関数であってよい、混合要素Ｍの出力端に擾
乱量２にのみ関係する信号が生ずるように、伝達関数Ｆ
ｋ　、ＦｋおよびＦｋを有する伝達要素を介して混合要
素Ｍの入力端に到達する信号Ｕの影響が補償されなけれ
ばならず、この補償は伝達関数Ｆ−１ＦｈおよびＦ８の
積から成るように選定されている伝達関数Ｆ１により行
われる。伝達関数Ｆｋを有する伝達Ｗ５１の出力量は負
の作用極性で混合要素Ｍの第２の入力端に供給される。

その際にＦｌおよびＦ５は実際に存在する伝達関数Ｆｋ
およびＦｋのモデルにより行われるシミニレ−シランを
意味する。こうして場合によっては伝達関数Ｆ５を有す
る別の伝達要素を介して導かれる混合要素Ｍの出力信号
は専ら擾乱量２に関係する信号２′であり、この信号２
関係式 ％式％ 伝達関数Ｆｋまたは’Ｆｂが不安定な極またはその固有
運動の点であまりに遅い極を有する場合には、これらの
望ましくない極を、それが形式の上でＦｋのなかのＦ□
の等位置の付加された零位置にくらべて短縮され、従っ
てまたＦｋのなかで実現されなくてよいように、零位置
として伝達関数Ｆｋのなかで実現することが有利である
。その他の点では伝達関数ＦｋおよびＦＣは、選択され
た量２′が一方では、パラメータの不正確さが場合によ
っては存在する際にも、可能なかぎり迅速に整定するよ
うに、また他方では２′の測定擾乱が遠ざけられるよう
に選定する必要がある。

これらのこうして選択された量２′から、加電点ｌへの
重畳の後に擾乱量２を補償する信号が得られるように、
選択された量２′に対して、伝達関数 を有するべき別の伝達要素が設けられなければならない
、しかし、ＦＩＩの分母中に示されている個々の伝達関
数の各々が実現可能であるという事実、すなわちその分
子次数がその分母の次数よりも少なくとも１つの次数だ
け低いという事実の考慮のもとに、このような所望の伝
達関数は通常の構成要素により実現可能でないであろう
、なぜならば、その分子多項式の次数がその分母多項式
の次数よりも大きいからである。

それにもかかわらず、所望の伝達関数の複素周波数応答
の実部および虚部が周波数ωのそのつどの値に関係して
準備される、すなわち計算され、もしくはメモリのなか
に呼出し可能に格納され、また選択された信号２′の基
本振動成分に相当する少なくとも１つの信号およびこれ
にくらべて９０°位相の進んだ信号がそれによって振幅
重み付けされ、またこれらの２つの振幅重み付けされた
信号が次いで加算されることによって、擾乱量２も選択
された信号２′も、周波数が既知であり、従ってまた意
のままになる周期的な正弦波状の量であることを顧慮し
て、それぞれ現在の周波数に対する所望の伝達特性を実
現することが可能である。その際に複素周波数応答は公
知の仕方で、伝達関数のなかでラブラース演算子Ｓを複
素周波数ｊωにより置換することにより、伝達関数から
生ずる０選択された信号２′はいまそれに応じて、参照
符号Ｋを付されている伝達ブロックのなかでこれらの演
算を受ける。すなわち、正弦波状に経過する量２′から
、９０°位相の進んだ信号Ｊｚ１が形式される。信号２
′がたとえばｚ’ｗｚ′、、。

・ｓｌｎωｔであれば、複素ベクトル計算の規則に従っ
て、これにくらべて９０”位相の進んだ信号は！’−６
””′″−Ｊ　’　Ｚ’　−Ｚ’　ｓａｇ’　Ｃｏｇω
ｔの形態を有する。

複素補正周波数応答の実部および虚部 は周波数のそのつどの現在の値に相応して求められ、ま
た信号２′またはｊ−２″と乗算される。

結果は補正装置にの出力量２“のなかに存在し、それに
よって加算点ｌにおける重畳によりそれぞれ作用する擾
乱量２（ω）がその侵入個所において正確に補償され得
る。

選択された信号２′が擾乱量補償せずに擾乱量消去して
、たとえば擾乱量のない制御実際値を得るために、加算
点２に重畳されるべきであれば、これは参照符号に゛を
付されている補正装置に供給される。この補正装置は前
記の仕方と同様に複素補正周波数応答 Ｆｇ　’　（１ｍ）″１ｇ（ｊω〉・Ｆｋ（Ｊω）を周
波数選択的に実現する。

擾乱量補償の精度にとって、加算点１、伝達関数Ｆ１お
よびＦＣを有する伝達要素ならびに補正１ｆｆＫを含ん
でいる信号ループのなかで、補償すべき擾乱の現在の周
波数に対して値ｌのループ増幅率および値０°の位相回
転が存在することは本質的に重要である。それによりパ
ラメータ不正確さ、たとえば伝達関数ＦｋおよびＦｋの
シミニレ−シラン誤差が除かれる。

第２図には回転数制御を例として本発明による方法の応
用が示されている。増幅率Ｖを有する比例増幅器により
構成された回転数調節器３の出力量は、時定数Ｔ、を有
する一次の遅れ要素の伝達関数Ｆ　ａ　−１／　（１＋
　ｓ　Ｔｏ　）を有する操作端４に作用する。操作端４
は伝達関数Ｆ＆−１／ｓ・Ｔ、を有する駆動電動機に作
用する０回転数詞節１３の入力端に負帰還された制御量
ｙ（電動機の回転数）には、参照符号ＭＳＴを付されて
いる測定値擾乱が重畳される。操作端４と駆動電動機５
との間には、第２図中に示されているように、直流成分
２．と、それぞれ存在する駆動回転数ｙに関係する周波
数の周期的な成分りとから成る擾乱量２が侵入する。す
なわち擾乱量２は一般に下記のように記述され得る。

Ｚ　−Ｚ　＊＋　Ｚ　ｔ−Ｅ　ａ−Ｚ　ｅ＋Ａ＊ｔａ（
６）ｔ＋φ）ここでＡは振幅、ωｔ＋φは周期的擾乱の
位相を意味する（ωは角周波数）。

本発明による方法の第１のステップは、擾乱量にのみ関
係する信号２゛の選択を必要とする。従って、操作端４
の入力量Ｕが第１のフィルタＦ１１を介して混合要素に
減纂的に、また駆動電動機５から威る制御対象の出力量
が第２のフィルタＦ！２を介してこの混合要素Ｍに加算
的に供給される。第１図による原理的な作用の仕方と関
連して既に述べたように、両フィルタＦｉｌおよびＦｌ
２は、操作端４の入力量Ｕが混合要素Ｍの出力端に作用
を惹起し得ず、従ってそこに擾乱量２に関係する信号２
′のみが生ずるように選定されている。従って、第１の
フィルタＦｌｌの伝達関数Ｆ。

は第２のフィルタＦＩ２の伝達関数Ｆよと人力量Ｕから
制御対象５の出力量までの伝達関数Ｆ。

Ｆｋとの積に等しく選定されていなければならない、そ
の際にフィルタＦＩ２の伝達関数Ｆ８の選定は自由であ
り、そのつどの要求に適合され得る。

前記のように、伝達関数Ｆ重の分子により制御対象５の
伝達関数の分母を補償することは目的にかなっている。

従って、伝達関数Ｆｋの分子は形態ｓ−Ｔｇをとり、そ
の際に係数Ｔやにより駆動電動機５の電動機時定数Ｔ、
がシ湾ユレートされなければならない、伝達関数Ｆ８が
実現可能であるように、その分母多項式Ｎｐｔ（ｓ）の
次数かその分子の次数よりも少なくとも１つの次数だけ
大きいことが必要である。従って、示されている例では
、伝達関数Ｆｋの分母多項式Ｎｒｘ（ｓ）に対して下式
がたてられ得る。

Ｎｒｔ（ｓ）−ａｍ　＋ａ、ｓ＋ｓ” その際に係数ａ、およびａｌは、測定値擾乱ＭＳＴが関
心のある周波数範囲内で十分に抑制されるように選定さ
れ得る。フィルタＦＩ２の伝達関数Ｆｉ　−ｓ　−Ｔｗ
　／Ｎｒｔ　（ｓ）の決定によりフィルタＦｌｌの伝達
関数はＦｌ−１／（１＋ｓＴ０）・Ｎ、ｔ（Ｓ）となり
、また擾乱量２と混合要素Ｍの出力端において選択され
た信号２′との間に電動機時定数Ｔ、の十分に良好なシ
ミュレーションの際に伝達関数ｚ　’　／　ｚ　＝　１
　／　Ｎｖｘ　（Ｓ　）が生ずる。

混合要素Ｍの出力端において選択された信号２と加算点
１に供給される信号２″との間に伝達関数 が予め考慮されるならば、それぞれ生ずる擾乱量２の正
ｉ童な補償がその侵入個所において遠戚され得る。その
ために必要な複素周波数応答Ｆ＊　　（ｊω）を準備す
る補正要素Ｋが用いられる。

補正要素には、図示されている例では、３つの積分器６
．７および８を含んでいる１つの擾乱量観測器と、補正
周波数応答Ｆｋの周波数選択的な実現のために擾乱量観
測器のサインまたはコサイン状出力信号の振幅重み付け
を行う２つの関数発生器ＦＧＩおよびＦｅ２とから戒っ
ている。積分器６ないし８から成る擾乱量ａｓ器により
、補正要素Ｋに供給される選択装置２′が完全に、すな
わちその直流成分２．に関してもその交流成分ｚ１に関
してもシミュレートされなければならない。

このシミュレートされた信号は参照符号２′を付されて
いる０選択された信号２′の直流成分をシミュレートす
る積分器６と、直列に配置されており振動要素に負帰還
されている２つの他の積分器７および８とはそれ自体は
通常の仕方で誤差信号ｅ、すなわち供給された信号２′
とシミュレートされた信号２゛との差が係数ｈｅ、ｈ＋
およびり。

の規範に従って、信号２′とそのシミュレーション２′
との間の合致が生じ、また誤差信号ｅが零になるように
追従される。積分器７および８から成る振動要素の周波
数は積分器７および８に乗算的に供給される量ωにより
決定される。置ωは制御量、すなわち電動機５の回転数
ｙの実際値に比例して、もしくは回転数目標値ｙ０に比
例して選定され得る。負帰還系数り、は周波数重み付け
されて第２の積分器７の入力端に作用する。負帰還係数
ｈｅ、ｂ＋およびｈｌの選定に関しては関係式ｈ＝ｍｈ
＋−ｈａが守られるならば、ｈ、により１つの観測雑種
が５−−ｈ、に固定され得る。

負帰還係数ｈ１は観測器のダンピングＤ＝ｈ＋／２を決
定する。これは第２図に示されている擾乱量観測器の実
施例では負帰還係数ｈ１の周波数重み付けの結果として
すべての周波数に対して一定であり、その際にこの実施
例は、負帰還係数り。

およびｈｌが擾乱周波数ωに無関係に任意に選定可能な
定数値として固定され得るという利点をも有する。

積分器７の出力端には、選択された置２′の交流成分を
シミュレートする正弦波状信号Ａ’５ｉｎ（ω（＋φ′
）が生じ、この信号は選択された置２′の積分器６によ
りシミュレートされた直流酸分に加算されてこの信号を
シミュレートする量２′を生ずる。積分器７の前に設け
られている積分器８は、選択された量２′の交流成分よ
りも９の形態の信号を生ずる。積分器７および８の出力
信号はいま補償のために必要な補正周波数応答Ｆ。

（ｊω）の実現のために周波数ωにより制御される関数
発生器ＦＧＩおよびＦｅ２の出力信号により振幅重み付
けされる。これは２つの乗算器１１または１２を使用し
て行われる。第２図の例では関数発生器ＦＧＩは、基礎
とされている分母多項式Ｎｒ＊（ｓ）−ａｓ　＋ａ＋　
　−ｓ＋ｓ”　　（ここでＳ−ｊω）において、その実
部、すなわち関数Ｒｅ　［Ｆｂ（ｊω）］　ｓｍ３．−
（１＋　ａ　ｔ　−Ｔ０）・（１３”を実現し、また関
数発生器ＦＧ２はその虚部、すなわち関数 １　ｍ　［Ｆｍ（ｊａ＋）］　−（ａｓ　・Ｔ＠＋　ａ
　Ｉ）−Ｔ１１（１）”を実現する。関数発生器ＦＧＩ
およびＦｅ２はアナログ演算回路であってよいが、現在
の技術では市販のディジタル信号プロセッサ、たとえば
テキサス・インスツルメント社の信号プロセッサＴＭＳ
３２０ｘｘによっても実現され得る０乗算器１１および
１２の出力信号は加算され、またこうして生じた選択さ
れた信号２′の周波数応答補正された交流成分に相当す
る和信号ｚ、＃に、積分器６の出力信号から導き出され
たもう１つの直流成分ｚ、′が加算され、それによって
擾乱量補償のために必要な信号２“が得られる。積分器
６の出力信号を重み付けする係数Ｆｋ（０）はω＝０に
対する補正周波数応答Ｆｋ（ｊω）の値から生し、また
選択された例では値ａ、を有する。

第３図には、選択された量２′の基本振動成分に追加し
てもう１つの別のより高い次数の高調波をその周波数ス
ペクトルからシミュレートし、また相応に補正して利用
し得る補正要素にの構成が示されている。それに応じて
擾乱量観測器は１つの追加的な積分器対７′、８’によ
り拡張され、この積分器対は本来の積分器対７．８と同
じく誤差信号ｅにより追従され、また周波数００代わり
にｎ倍の周波数ｎ・ωにより予制御されている。

負帰還係数の選定は類似である。すなわちｈ□−り、・
・ｈ、かつり、、−ｈＩａ・ｈ、が威り立ち、その際に
ｈ　、、−２Ｄの値により基本振動のダンピングＤが、
またｈ　、、−２０，の値により第（ｎ−１）調波に対
するダンピングＤ１１が決定可能である。

すべての積分器の入力端にいま誤差信号ｅに係数り、で
比例する１つの別の負帰還信号が作用し、その際にこの
信号はそれぞれ位相の進んだ信号を追従する両積分器８
．８′において周波数重み付けされ、またその他の両積
分器７．７′において直流酸分をシミュレートする積分
器６の負帰還系数ｈ６により重み付けされて作用する。

この係数り、は第（ｎ−１）！ｉｆ波に対してはｈａ　
−１ｓ　　’　ｈｊｊ　’　１１１ｍ　　ここでｎ−２
，３・・・に選定される１両関数発生器ＦＧ１．および
ＦＧ２１の機能および作用の仕方は関数発生器ＦＧＩお
よびＦＧ２の場合と同様である。差異は、それらにより
形威すべき関数では変数００代わりに、いまは複素周波
数応答Ｆｍ（ｊｎ・ω）の実部および虚部を準備すべき
であるから、変数ω・ｎが生ずることだけである。

第４図には、２つの互いに垂直な軸Ｘまたはｙのなかで
不平衡を有する電磁軸受けされた回転子の位置制御にお
ける本発明による方法の１つの応用が示されている。各
輸に沿う制御のために、位置調節器３ｘまたは３ｙ１操
作端４ｘまたは４ｙおよび制御対象５ｘまたは５ｙから
成る制御ループが設けられている。すなわち第２図の場
合と原理的に同じ装置が各軸に対して存在しており、ま
た周期的な擾乱が相応の仕方で２つの互いに垂直な輪の
なかで混合要素ＭｙまたはＭｙのなかで２目およびＺ　
　ＩＦに選択され得る。フィルタＦｉｌ。

およびＦＩ２．またはＦｌｌｙおよびＦＩ２．の選定は
前記の仕方で行われる。特にフィルタＦ１２、またはＦ
Ｉ２．の伝達関数の分子多項式を有する第４図による装
置では、そのつどの制御対象５ｘまたは５ｙの分母多項
式Ｎ、（ｓ）が補償される。それに加えて、項Ｚｒ　　
（ｓ）を有するこの伝達関数の分母は、それぞれＸおよ
びｙ方向に生ずる擾乱成分ｚ０．またはｔｏｙの直流酸
分を抑制する成分を含んでいる。この直流酸分は、第４
図の例ではＰｌｉ１節器として構成されている位置調節
器３Ｋまたは３ｙにより消去され、もしくは状態制御の
際には観測器によりシミュレートされ、またそこから補
償のために重畳される。

第５図により明らかにされるように、擾乱量の原因は角
周波数ωで回転する不平衡であり、また２つの互いに垂
直な軸Ｘおよびｙのなかでその互いに垂直な成分ｚ１．
またはｚｔｙが測定技術的に検出され、または信号ｔ’
ｌ□またはｚ′１．に選択される。それによって本発明
による周波数補正のために必要な基本振動成分がこれら
に比べて９０１だけ位相の進んだ信号を含めて既に得ら
れる。なぜならば、一方の混合要素ＭｙまたはＭｙの出
力端における基本振動成分に他方の軸に対応付けられて
いる混合要素ＭｙまたはＭｙがそれに対して９０°だけ
位相の進んだ振動酸分を供給するからである。従って、
第２図中に使用された擾乱量観測器は必要でなく、また
混合要素Ｍ８またはＭ。

の出力信号はそれぞれ直接に２つの関数発生器ＦＧ１お
よびＦＧ２から第４図中に示された仕方で与えられ、ま
た相応に加算して重畳信号ｚ＃８またはｚ　ＩＩ、を形
威し得る。関数発生器ＦＧＩおよびＦＧ２からは、第４
図に示されている例では、複素周波数応答 ｐｍＯω）　　　−Ｎｏ（ｊ　　ω）　・　Ｎｒ（ｊ　
　ω）／（Ｚｅ（ｊｄ）−Ｚｍ（ｊａ＋）　・Ｚｒ（ｊ
ω））の実部または虚部を準備しなければならない。

第４図による装置において、周期的操作端作動により周
期的擾乱量を制御対象から隔てることを省略し、またそ
の代わりに（軸受空隙変動がその許容差以内にとどまる
ことを前提として）擾乱量への操作端反応を阻止するこ
とだけに要求を制限したい場合には、第４図による実施
例と異なり、選択された信号２′１．およびｚ′１．は
擾乱補償して擾乱量の侵入個所の前に作用するのではな
く、擾乱消去して制御対象５ｘまたは５ｙの出力量Ｙ。

またはＹ、のなかに作用する。これは第１図の基本的ブ
ロック回路図中に破線で記入されている変形例に相当す
る。その場合、補正要素にの関数発生器ＦＧＩおよびＦ
Ｇ２は補正周波数応答Ｆ　＊（ｊ　ω）　＝　Ｎｒ（ｊ
　ａ＋）／（Ｎｓ（ｊ　ω）　・Ｚ　ｒ（ｊ　（＋３）
）の実部および虚部を形成しなければならない、この変
形例により回転子回転数の範囲内でいわゆる“柔らかい
軸受１が実現され、他方において第４図中に示されてい
る変形例は電磁的に軸受けされた回転子に対する“剛固
な軸受”を成している。

第６図には、概要を示されているロールスタンド１３に
おける運転のための位置制御が示されている・このロー
ルスタンドは半径Ｒ６を有する上側支えロールと、半径
Ｒｕを有する下側支えロールと・いずれも直径がより小
さい作業ロールと、上側支えロールの位置変更を行う油
圧ピストンと、それに付属しておりスタンドフレームに
支えられている油圧シリンダとから戒っている０弾性的
なスタンドフレームはシンボル的にばね定数ＣＧを有す
るばねにより示されている。ロール空隙内でばね定数Ｃ
，を有する等価な材料ばねが対応付けられているロール
材は両作業ロールにより最初の厚みり、から最後の厚み
り、へ圧延される。上側および下側支えロールのロール
偏心の原因は不均等なロール摩耗と、熱応力による変形
と、設定された回転軸線からのロールの幾何学的シリン
ダ軸線の偏差とにある。それらはΔＲ０またはΔＲ１１
により、すなわち理想的な支えロール半径Ｒ８またはＲ
ｕからの偏差として表されている。これらの偏差の影響
の和は（全）ロール偏心ΔＲとして表され、また周期的
に作用する擾乱量２を表す。

一般に駆動電動機と連結された回転計発電機の形態の支
えロール回転数ωに対する測定値発信器、油圧ピストン
から及ぼされるロール力ＷＫに対する測定値発信器、ま
た上側支えロールを移動させる油圧ピストンの相対位置
Ｓに相当するロール設定位置に対する測定値発信器が設
けられている。

参照符号１４を付されているのは、油圧ピストンに弁を
介して圧力油を与える駆動要素である。駆動要素１４に
対する操作信号は位置調節器１５の出力信号のなかに存
在し、その目標値は信号Ｓ１である。ヨーロッパ特許第
１７００１６８１号明細書には、なかんずく、このよう
な位置制御の際に測定値信号Ｓ、ロール力ＷＫに相当す
る測定値信号および回転数測定信号ωをロール偏心補償
器（そこでは参照符号ＲＥＣＯを付されている）に供給
し、またこの補償器の出力信号を測定値信号Ｓから差し
引くことが提案されている。それによってロール偏心の
影響の十分な補償が達成され得るのは、測定値の十分に
小さいリップルおよび油圧装置の特に良好な動特性が前
提とされ得るときのみである。

第６図には、これらの前提が満たされていない場合に対
してロール偏心の影響を消去するための公知のロール偏
心補償器の本発明による改良が示されている。この場合
、ロール偏心補償器の他の入力側の信号供給とならんで
、ロール偏心ΔＲをモデル的にシミュレートする積分器
対１７．１８または１９．２０の出力信号がそれぞれ乗
算器２１．２２．２３．２４に供給されており、またこ
れらの乗算器の第２の入力端に補正周波数応答の実部お
よび虚部に対する周波数制御される関数発生器ＰＣ１、
ＦＧ２から信号が供給されている。

乗算器の出力信号の和が位置調節器１５の目標値Ｓ１に
重畳される。

入力側でロール偏心補償器１６は２つのフィルタＦＩＬ
およびＦＩ２の出力信号を供給される。

フィルタＦＩ２は伝達関数Ｆｋを有するロール力ＷＫの
測定値に対する平滑フィルタである０位置制御ループの
入力量は伝達関数Ｆｋ・Ｆｋを有するフィルタＩｌｌを
介して導かれ、その際にＦ。

−Ｐ　　ＩＩ　　’　　Ｆ’ｓｔ／　　（１＋　Ｆｍ　
　　’　　Ｆ’ｓｖ）　　は１ｍＫ　ｍ１ｍ１し−プの
シ果ユレートされた伝達関数であり、ここでｈおよびＦ
ｋは位置調節器１５または操作端１４のシミュレートさ
れた伝達関数である。フィルタ１１２の出力信号は乗算
器２５によりスタンドばね定数Ｃ０および材料ばね定数
Ｃ，の逆数値の和により重み付けされており、またこう
してロール空隙の伝達特性が補償されるので、混合要素
の出力端には、それぞれ作用する擾乱量、すなわち偏心
ΔＲにのみ関係している量２′が現れる。

この量２′は次いで、積分器１７．１８または１９．２
０から威る擾乱量観測器により公知の仕方でシミニレ・
−トされ、また関数発生器ＦＧＩおよびＦＧ２ならびに
乗算器２０ないし２３により前記の仕方で補正周波数応
答 に周波数選択的に従わせられる。出力量ｚ１は次いで位
置制御ループの目標値Ｓ１１に擾乱量２のなかに補償的
に重畳される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による方法の基本プロ・ンク図、第２図
は擾乱量観測器を使用する回転数制御の際の本発明の応
用を示す図、第３図は基本振動とならんで任意の次数の
別の高調波もシミュレートし得る擾乱量観測器を示す図
、第４図は電磁軸受けされた回転子における本発明の応
用を示す図、第５図は電磁軸受けされた一転子における
直交不平ｌ成分を示す図、第６図はロールスタンドの運
転のための位置制御における本発明の応用を示す図であ
る。 ｌ・・・加算要素 ３・・・調節器 ４・・・操作端 ５・・・制御対象 ６〜８・・・積分器 ９〜１２・・・乗算器 １７〜２０・・・積分器 ＦＧＩ、ＦＧ２・・・関数発生器 Ｆｌｌ、ＦＩ２・・・フィルタ に％に′・・・補正要素 Ｍ・・・混合要素 ＲＯＭ・・・固定値メモリ ＩＧ　１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）特に制御ループに操作端と制御対象との間で制御ル
   ープに侵入する既知の可変の周波数を有する周期的擾乱
   の影響を消去するための方法において、 ａ）擾乱量（ｚ）の侵入個所の前で取り出された第１の
   信号と、擾乱量の侵入個所の後で取り出された第２の信
   号とが、擾乱量のみに関係する信号（ｚ′）が選択され
   るように、混合要素（Ｍ）に供給され、 ｂ）選択された信号（ｚ′）の少なくとも基本振動成分
   と、これに比べて９０°だけ位相の進んだ信号、とが補
   正要素（Ｋ、Ｋ′）のなかで、そこでそれぞれ周波数に
   関係して準備された、これらの信号の和（ｚ″）が擾乱
   補償して第１の信号の取り出し個所の前に、もしくは擾
   乱消去して第２の信号の取り出し個所の後に重畳可能で
   あるように選定された複素補正周波数応答（Ｆ＿ｋ（ｊ
   ω）、Ｆ＿ｋ′（ｊω））の実部または虚部により振幅
   重み付けされる ことを特徴とする周期的擾乱の影響の消去方法。 ２）選択された信号（ｚ′）の直流成分（ｚ＿０″）が
   擾乱補償して第１の信号の取り出し個所の前に重畳され
   ることを特徴とする請求項１記載の方法。 ３）請求項１または２記載の方法を実施するための装置
   において、 ａ）操作端の入力量（ｕ）が第１のフィルタ（ＦＩ１）
   を介して、また制御対象の出力量（ｙ）が第２のフィル
   タ（ＦＩ２）を介して混合要素（Ｍ）に供給され、その
   際に第１のフィルタの伝達関数（Ｆ＿１）が第２のフィ
   ルタの伝達関数（Ｆ＿２）と操作端の入力端から制御対
   象の出力端までの伝達関数との積に等しく選定されてお
   り、 ｂ）混合要素（Ｍ）の出力信号（ｚ′）の基本振動のサ
   インおよびコサイン成分のシミュレーションのために、
   補正要素（Ｋ）がこれにより駆動される２つの直列に配
   置されており振動要素に負帰還されている積分器（７、
   ８）を有する擾乱量観測器を含んでおり、積分器の出力
   信号がそれぞれ１つの乗算器（１１、１２）に供給され
   ており、その際に乗算器の他方の入力端が補正周波数応
   答（Ｆ＿ｋ（ｊω）、Ｆ＿ｋ′（ｊω））の実部または
   虚部に対する周波数制御される関数発生器（ＦＧ１、Ｆ
   Ｇ２）から入力端信号を与えられており、また両乗算器
   の出力信号の和が擾乱量補償のために加算要素に供給さ
   れている ことを特徴とする周期的擾乱の影響の消去装置。 ４）擾乱量観測器が、混合要素（Ｍ）により選択された
   信号（ｚ′）の直流成分のシミュレーションのために別
   の積分器（６）を含んでおり、その際にこの積分器の出
   力信号が擾乱補償して加算要素（１）に供給されている
   ことを特徴とする請求項３記載の装置。 ５）２つの互いに垂直な軸（ｘ、ｙ）内で、不平衡を有
   する電磁的に軸受けされた回転子の位置制御を行う際に
   、請求項１による方法を実施するための装置において、
   各軸に対してそれぞれ、 ａ）対応付けられている操作端（４ｘ、４ｙ）を有する
   調節器（３ｘ、３ｙ）と制御量に対する１つの測定装置
   とが存在しており、 また操作端の入力量（ｕ＿ｘまたはｕ＿ｙ）が第１のフ
   ィルタを介して、また制御対象の出力量が第２のフィル
   タを介して混合要素 （Ｍ＿ｘまたはＭ＿ｙ）に供給され、その際に第１のフ
   ィルタの伝達関数が第２のフィルタの伝達関数と操作端
   の入力端から制御対象の出力端までの伝達関数との積に
   等しく選定されており、 ｂ）一方の軸に対応付けられている混合要素の出力信号
   と他方の軸に対応付けられている混合要素の出力信号と
   がそれぞれ２つの乗算器の使用のもとに補正周波数応答
   （Ｆ＿ｋ（ｊω））の実部または虚部に対する２つの周
   波数制御される関数発生器（ＦＧ１、ＦＧ２）の出力信
   号により振幅重み付けされており、また両乗算器の加算
   された出力信号が加算要素（１ｘ、１ｙ）により操作端
   の入力量に重畳されている ことを特徴とする周期的擾乱の影響の消去装置。 ６）擾乱量観測器を含んでおりそれぞれ２つの直列に配
   置された負帰還された積分器（１７、１８または１９、
   ２０）の形態で発振器を有するロール偏心補償器の使用
   のもとにロールスタンドの始動のための位置調節の際に
   請求項１記載の方法を実施するための装置において、積
   分器の出力信号がそれぞれ乗算器に供給されており、そ
   の際に乗算器の第２の入力端が補正周波数応答の実部ま
   たは虚部に対する周波数制御される関数発生器（ＦＧ１
   、ＦＧ２）から信号を与えられており、また乗算器の出
   力信号の和が位置調節器の目標値（Ｓ＾■）に重畳され
   ていることを特徴とする周期的擾乱の影響の消去装置。 ７）第２のフィルタ（ＦＩ２、ＦＩ２＿ｘ、ＦＩ２＿ｙ
   ）の伝達関数が分子のなかに制御対象（５、５ｘ、５ｙ
   ）の伝達関数の分母を含んでいることを特徴とする請求
   項３ないし５の１つに記載の装置。 ８）第２のフィルタ（ＦＩ２）が制御対象の出力量の測
   定の際の擾乱（ＭＳＴ）の抑制のために適した伝達関数
   を有することを特徴とする請求項３ないし５または７の
   １つに記載の装置。 ９）積分器（６〜８）の入力端にそれぞれ擾乱量観測器
   の誤差信号（ｅ）に比例する信号がその追従のために重
   畳されており、その際にこの追従が、選択された信号（
   ｚ′）の基本振動成分をシミュレートする積分器（７）
   においてのみ周波数重み付けされて有効にされており、
   また直流成分をシミュレートする積分器（６）の追従係
   数（ｈ＿０）が２つの他の追従係数（ｈ＿２／ｈ＿１）
   の比に等しいことを特徴とする請求項４記載の装置。 １０）擾乱量観測器の第（ｎ−１）調波のシミュレーシ
   ョンのために付属の周波数制御される関数発生器（ＦＧ
   １＿ｎ、ＦＧ２＿ｎ）を含めて別の積分器対（７′、８
   ′）を有し、またすべての積分器の入力端に、高調波の
   次数に関係する係数（ｈ＿ｎ）を有する誤差信号（ｅ）
   に比例する別の追従信号が重畳されており、その際にこ
   の信号がそれぞれ位相の進んだ両信号をシミュレートす
   る積分器（８、８′）では周波数重み付けされて、また
   他の両積分器（７、７′）では直流成分をシミュレート
   する積分器（６）の追従係数（ｈ＿０）により重み付け
   されて、有効にされていることを特徴とする請求項９記
   載の装置。１１）少なくとも関数発生器（ＦＧ１、ＦＧ
   ２、ＦＧ１＿ｎ、ＦＧ２＿ｎ）が１つのディジタル信号
   プロセッサにより実現されていることを特徴とする請求
   項３、６または１０の１つに記載の装置。 １２）関数発生器としてディジタル化された周波数値（
   ω）によりアドレス指定可能であるそれぞれ１つのディ
   ジタル固定値メモリ（ＲＯＭ）が使用されており、また
   そのなかに細かい段階で補正周波数応答（Ｆ＿ｋ（ｊω
   ））の実部または虚部の周波数に関係する値が記憶され
   ていることを特徴とする請求項３、６または１０の１つ
   に記載の装置。