JPH0338772B2 - - Google Patents
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- JPH0338772B2 JPH0338772B2 JP56202318A JP20231881A JPH0338772B2 JP H0338772 B2 JPH0338772 B2 JP H0338772B2 JP 56202318 A JP56202318 A JP 56202318A JP 20231881 A JP20231881 A JP 20231881A JP H0338772 B2 JPH0338772 B2 JP H0338772B2
- Authority
- JP
- Japan
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- voltage
- current source
- capacitor
- equation
- circuit
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
Description
【発明の詳細な説明】
周波数可変範囲内では発振周波数に拘わらず常
にデユーテー50％の発振出力が得られるような可
変発振器（VCO）として第１図に示すように構
成されたものが知られている。
にデユーテー50％の発振出力が得られるような可
変発振器（VCO）として第１図に示すように構
成されたものが知られている。
このVCOは図のように、直列接続された一対
の電流源１，２を有し、その接続中点Ｐに充放電
用のコンデンサＣが接続されると共に、電流源１
と接続中点Ｐとの間及び接続中点Ｐと電流源２と
の間にスイツチSWA，SWBが接続されている。
の電流源１，２を有し、その接続中点Ｐに充放電
用のコンデンサＣが接続されると共に、電流源１
と接続中点Ｐとの間及び接続中点Ｐと電流源２と
の間にスイツチSWA，SWBが接続されている。
そして、コンデンサＣの端子電圧VP（第２図
Ａ）がシユミツト回路２０に供給され、その出力
でこの端子電圧VPが第１のスレツシヨールドレ
ベルVHに上昇するまでは一方のスイツチSWAが
オンで、他方のスイツチSWBがオフに制御され、
第１のスレツシヨールドレベルVHに至るとスイ
ツチSWA，SWBのオン、オフの関係が反転し、
端子電圧VPが第２のスレツシヨールドレベルVL
（VH＞VL）まで降下すると、もとのオン、オフ関
係にもどるようにスイツチング制御される。
Ａ）がシユミツト回路２０に供給され、その出力
でこの端子電圧VPが第１のスレツシヨールドレ
ベルVHに上昇するまでは一方のスイツチSWAが
オンで、他方のスイツチSWBがオフに制御され、
第１のスレツシヨールドレベルVHに至るとスイ
ツチSWA，SWBのオン、オフの関係が反転し、
端子電圧VPが第２のスレツシヨールドレベルVL
（VH＞VL）まで降下すると、もとのオン、オフ関
係にもどるようにスイツチング制御される。
従つて、このシユミツト回路２０から得られる
発振出力（例えば、第１のスレツシヨールドレベ
ルVHに関する出力）P0は第２図Ｂに示すものと
なる。電流源１及び２の電流を制御電圧VCで制
御すれば、端子電圧は例えばVP′のように変るか
らこれにより発振周波数が変更される（第２図
Ｃ）。そして、このVCO１０は、コンデンサＣの
充放電電流を適当に定めれば、発振出力P0のデ
ユーテーを50％にすることができると共に、この
デユーテー比は周波数の大小に拘わらず一定にな
る。
発振出力（例えば、第１のスレツシヨールドレベ
ルVHに関する出力）P0は第２図Ｂに示すものと
なる。電流源１及び２の電流を制御電圧VCで制
御すれば、端子電圧は例えばVP′のように変るか
らこれにより発振周波数が変更される（第２図
Ｃ）。そして、このVCO１０は、コンデンサＣの
充放電電流を適当に定めれば、発振出力P0のデ
ユーテーを50％にすることができると共に、この
デユーテー比は周波数の大小に拘わらず一定にな
る。
ところで、VTRの再生系に用いられる0.5H
（Ｈは水平周期）のジヤンピング補正回路には、
再生ビデオ信号を一旦AM変調するためその変調
用キヤリヤを得るPLLが設けられているが、こ
のようなジヤンピング補正回路に使用される
PLLでは、使用周波数範囲内で高周波成分をあ
まり含まない発振出力として得られることが望ま
しいので、この点からすれば、上述した構成の
VCO１０は非常に優れている。
（Ｈは水平周期）のジヤンピング補正回路には、
再生ビデオ信号を一旦AM変調するためその変調
用キヤリヤを得るPLLが設けられているが、こ
のようなジヤンピング補正回路に使用される
PLLでは、使用周波数範囲内で高周波成分をあ
まり含まない発振出力として得られることが望ま
しいので、この点からすれば、上述した構成の
VCO１０は非常に優れている。
しかし、このVCO１０に使用される可変定電
流源１は、一般にラテラルPNP型のトランジス
タが使用されているが、このタイプのトランジス
タは高周波特性が悪く、従つて上述のように10数
ＭHzのオーダーの発振周波数を必要とするVCO
としては使用できない。
流源１は、一般にラテラルPNP型のトランジス
タが使用されているが、このタイプのトランジス
タは高周波特性が悪く、従つて上述のように10数
ＭHzのオーダーの発振周波数を必要とするVCO
としては使用できない。
高周波特性を改善するため、例えば第３図のよ
うに可変定電流源１に代え抵抗器Ｒを使用するこ
とが考えられる。こうすると、上述のような欠点
は解消するものの、今度は抵抗器ＲとコンデサＣ
による固定の充電時定数回路となるため、第４図
Ａのように制御電圧VCを制御しても充電特性は
変化せず、放電特性のみ変化するから、第４図Ｃ
のように発振周波数によつては1/2のデユーテー
比が大幅に狂つてしまう。
うに可変定電流源１に代え抵抗器Ｒを使用するこ
とが考えられる。こうすると、上述のような欠点
は解消するものの、今度は抵抗器ＲとコンデサＣ
による固定の充電時定数回路となるため、第４図
Ａのように制御電圧VCを制御しても充電特性は
変化せず、放電特性のみ変化するから、第４図Ｃ
のように発振周波数によつては1/2のデユーテー
比が大幅に狂つてしまう。
そこで、この発明では高周波特性が優れ、しか
も周波数可変範囲内では発振周波数に拘わらず、
常にデユーテー50％の発振出力が得られるように
工夫したものである。
も周波数可変範囲内では発振周波数に拘わらず、
常にデユーテー50％の発振出力が得られるように
工夫したものである。
そのため、この発明ではコンデンサと抵抗器と
電流源とシユミツト回路とで可変発振器を構成す
ると共に、コンデンサＣの充電電荷が無限大時間
放電したときのコンデンサＣの端子電圧（第４の
電圧）VP∞と電圧源より供給される第１の電圧
（制御電圧、直流電源電圧等）の和が、シユミツ
ト回路２０の第１及び第２のスレツシヨールド電
圧VHとVLの和に等しくなるようにすることによ
つて上述の技術的課題を達成したものである。
電流源とシユミツト回路とで可変発振器を構成す
ると共に、コンデンサＣの充電電荷が無限大時間
放電したときのコンデンサＣの端子電圧（第４の
電圧）VP∞と電圧源より供給される第１の電圧
（制御電圧、直流電源電圧等）の和が、シユミツ
ト回路２０の第１及び第２のスレツシヨールド電
圧VHとVLの和に等しくなるようにすることによ
つて上述の技術的課題を達成したものである。
以下図面を参照してこの発明の一例を詳細に説
明する。第５図に示す例は電圧源より供給される
第１の電圧として制御電圧VCを利用すると共に、
制御電圧VCによる周波数変更と同時に第４の電
圧VP∞を制御して上述の条件が得られるようにし
たものである。第５図はその基本構成を示し、直
列接続された抵抗器ＲとコンデンサＣとで時定数
回路５が構成され、抵抗器Ｒは制御電圧源６に接
続されると共に、コンデンサＣにはこれと並列に
スイツチSWBと電流制御型の可変定電流源２の制
御端子が接続され、この定電流源２は抵抗器Ra
を介して制御電圧源６に接続される。
明する。第５図に示す例は電圧源より供給される
第１の電圧として制御電圧VCを利用すると共に、
制御電圧VCによる周波数変更と同時に第４の電
圧VP∞を制御して上述の条件が得られるようにし
たものである。第５図はその基本構成を示し、直
列接続された抵抗器ＲとコンデンサＣとで時定数
回路５が構成され、抵抗器Ｒは制御電圧源６に接
続されると共に、コンデンサＣにはこれと並列に
スイツチSWBと電流制御型の可変定電流源２の制
御端子が接続され、この定電流源２は抵抗器Ra
を介して制御電圧源６に接続される。
なお、シユミツト回路２０には図のように接続
中点Ｐの端子電圧VPが供給され、その出力でス
イツチSWBが制御される。定電流源２は第６図の
ように一対のトランジスタQ1，Q2で構成された
カレントミラー回路が使用され、そして、この例
では定電流源２の制御端子に接続される固定電圧
源７の電圧VKとしてトランジスタQ2のVCE（＝
VBE）が利用される。
中点Ｐの端子電圧VPが供給され、その出力でス
イツチSWBが制御される。定電流源２は第６図の
ように一対のトランジスタQ1，Q2で構成された
カレントミラー回路が使用され、そして、この例
では定電流源２の制御端子に接続される固定電圧
源７の電圧VKとしてトランジスタQ2のVCE（＝
VBE）が利用される。
従つて、コンデンサＣの端子電圧VPが上昇し
て第１のスレツシヨールドレベル（電圧）VHに
至ると、シユミツト回路２０の出力でスイツチ
SWBがオンしてコンデンサＣの充電電荷が定電流
源２に流れ込み、端子電圧VPは徐々に降下する。
そして、この端子電圧VPが第２のスレツシヨー
ルド電圧VLに至ると、シユミツト回路２０の動
作が反転して、コンデンサＣは再び充電を開始
し、以後この動作が繰り返えされる。そのため、
端子電圧VPは第７図Ａのように変化し、そのと
きの発振出力P0は同図Ｂのようになる。
て第１のスレツシヨールドレベル（電圧）VHに
至ると、シユミツト回路２０の出力でスイツチ
SWBがオンしてコンデンサＣの充電電荷が定電流
源２に流れ込み、端子電圧VPは徐々に降下する。
そして、この端子電圧VPが第２のスレツシヨー
ルド電圧VLに至ると、シユミツト回路２０の動
作が反転して、コンデンサＣは再び充電を開始
し、以後この動作が繰り返えされる。そのため、
端子電圧VPは第７図Ａのように変化し、そのと
きの発振出力P0は同図Ｂのようになる。
この発振状態で、制御電圧VCを今までよりも
ΔVCだけ下げてVC′に変更した場合には、これに
よつて時定数回路５に供給される電源電圧が変更
されると共に、この制御電圧VC′により抵抗器Ra
を介して定電流回路２が制御されて、定電流値が
変更される。前の動作状態のときよりも定電流の
値は減少する。
ΔVCだけ下げてVC′に変更した場合には、これに
よつて時定数回路５に供給される電源電圧が変更
されると共に、この制御電圧VC′により抵抗器Ra
を介して定電流回路２が制御されて、定電流値が
変更される。前の動作状態のときよりも定電流の
値は減少する。
従つて、コンデンサＣの端子電圧はVPから
VP′（第７図Ａ鎖線図示）に変り、その結果第１
及び第２のスレツシヨールドレベルVH，VLに至
るまでの時間が変化して、発振出力P0は第７図
ＢからＣに移るから、制御電圧VCによつて発振
周波数を変更することができる。
VP′（第７図Ａ鎖線図示）に変り、その結果第１
及び第２のスレツシヨールドレベルVH，VLに至
るまでの時間が変化して、発振出力P0は第７図
ＢからＣに移るから、制御電圧VCによつて発振
周波数を変更することができる。
発振出力P0のデユーテーについて検討するた
め、第５図例の回路で時点t0（＝０とする）から
時点ｔまでスイツチSWBを閉じているときのコン
デンサＣの時点ｔにおける端子電圧VPを求める。
め、第５図例の回路で時点t0（＝０とする）から
時点ｔまでスイツチSWBを閉じているときのコン
デンサＣの時点ｔにおける端子電圧VPを求める。
この場合、抵抗器ＲをコンデンサＣ側へ流れる
電流をｉとして、電流源２を流れる電流をI2とす
ると、次式が成立する。
電流をｉとして、電流源２を流れる電流をI2とす
ると、次式が成立する。
ｉ＝（VC−VP）／Ｒ ……（23）
また、コンデンサＣの時点t0（＝０）での電荷
量をQ0、時点ｔ（時間ｔ）での電荷量の増分を
ΔQとすると、 VP＝ΔQ＋Q0／Ｃ＝１／Ｃ∫t 0（ｉ−I2）dt＋Q0／Ｃ ……（24） が成立する。この（24）式に（23）式を代入して
両辺を時間ｔで微分することにより次式が得られ
る。
量をQ0、時点ｔ（時間ｔ）での電荷量の増分を
ΔQとすると、 VP＝ΔQ＋Q0／Ｃ＝１／Ｃ∫t 0（ｉ−I2）dt＋Q0／Ｃ ……（24） が成立する。この（24）式に（23）式を代入して
両辺を時間ｔで微分することにより次式が得られ
る。
CRdVP／dt＋VP＝VC−RI2 ……（25）
積分定数をＡとすると、（25）式の解は次のよ
うになる。
うになる。
VP＝Aexp（−ｔ／CR）＋VC−RI2 ……（26）
時点t0（即ちｔ＝０）における端子電圧VPの初
期値をVHとすると、（26）式より次式が得られ
る。
期値をVHとすると、（26）式より次式が得られ
る。
VH＝Ａ＋VC−RI2 ……（27）
この（27）式を（26）式に代入することによ
り、次のように端子電圧VPが決定される。
り、次のように端子電圧VPが決定される。
VP＝（VH−VC＋RI2）exp
（−ｔ／CR）＋VC−RI2 ……（28）
この（28）式でｔ→∞としたときの端子電圧
VPが本願の第４の電圧VP∞であるが、（28）式よ
りVP∞は次のようになる。
VPが本願の第４の電圧VP∞であるが、（28）式よ
りVP∞は次のようになる。
VP∞＝VC−RI2 ……（29）
また、（28）式で時刻ｔのときの端子電圧VPを
VLとすると、（29）式を用いて次式が成立する。
VLとすると、（29）式を用いて次式が成立する。
VL＝（VH−VP∞）exp（−ｔ／CR）＋VP∞ ……（30）
この（30）式を時刻ｔについて解くと、
ｔ＝CRloVH−VP∞／VL−VP∞ ……（31）
となるが、この（31）式の時刻ｔが後述の時間
Tbに一致する。
Tbに一致する。
このように構成したときの発振出力P0のデユ
ーテーが50％になる条件を次に考察する。まず、
端子電圧VPが第２のスレツシヨールドレベルVL
から第１のスレツシヨールドレベルVHに上昇す
るまでの時間Taは充電時定数τがτ＝CRである
から、 Ta＝CRloVC−VL／VC−VH ……(1) となる。次に、端子電圧VPが第２のスレツシヨ
ールドレベルVHから第１のスレツシヨールドレ
ベルVLに降下するまでの時間Tbは Tb＝CRloVH−VP∞／VL−VP∞ ……(2) であるから、これらの時間Ta，Tbが等しくなる
ためには VC−VL／VC−VH＝VH−VP∞／VL−VP∞ ……(3) でなければならない。従つて、この(3)式より次の
関係式が求められる。
ーテーが50％になる条件を次に考察する。まず、
端子電圧VPが第２のスレツシヨールドレベルVL
から第１のスレツシヨールドレベルVHに上昇す
るまでの時間Taは充電時定数τがτ＝CRである
から、 Ta＝CRloVC−VL／VC−VH ……(1) となる。次に、端子電圧VPが第２のスレツシヨ
ールドレベルVHから第１のスレツシヨールドレ
ベルVLに降下するまでの時間Tbは Tb＝CRloVH−VP∞／VL−VP∞ ……(2) であるから、これらの時間Ta，Tbが等しくなる
ためには VC−VL／VC−VH＝VH−VP∞／VL−VP∞ ……(3) でなければならない。従つて、この(3)式より次の
関係式が求められる。
VC＋VP∞／２＝VH＋VL／２ ……(4)
すなわち、第１の電圧VCの値に拘わらず、こ
の第１の電圧VCと第４の電圧VP∞との和が第２の
電圧（第１のスレツシヨールド電圧VH）と第３
の電圧（第２のスレツシヨールド電圧VL）との
和に等しければ、可変周波数範囲内においては
Ta＝Tbになつて、発振周波数の高低に拘わら
ず、常にデユーテー50％の発振出力P0が得られ
る。
の第１の電圧VCと第４の電圧VP∞との和が第２の
電圧（第１のスレツシヨールド電圧VH）と第３
の電圧（第２のスレツシヨールド電圧VL）との
和に等しければ、可変周波数範囲内においては
Ta＝Tbになつて、発振周波数の高低に拘わら
ず、常にデユーテー50％の発振出力P0が得られ
る。
そこで、次に、(4)式を満す条件を考察する。第
５図の回路において、スイツチSWBがオンしてい
るときには、定電流回路２の電流値I2は I2＝VC−VK／Ra ……(5) となるから、VCO回路１０は第８図に示すよう
な等価回路（等価電流源）となり、この等価回路
は鳳・テブナンの定理により第９図に示す等価電
圧源に変換できる。変換後の電圧VOはコンデン
サＣが無いときの接続中点Ｐの電位であり、 VO＝VC−Ｒ／Ra（VC−VK） ……(6) で表わされる。この電位VOは取りも直さず、コ
ンデンサＣの電荷が無限大の時間をかけて放電し
たときの端子電圧VP∞に等しく、従つて、この電
圧VOが制御電圧VCに拘わらず一定であるために
は、(6)式の電圧VOとVCの和と(4)式の第４の電圧
VP∞が等しければよい。従つて、次式が成立す
る。
５図の回路において、スイツチSWBがオンしてい
るときには、定電流回路２の電流値I2は I2＝VC−VK／Ra ……(5) となるから、VCO回路１０は第８図に示すよう
な等価回路（等価電流源）となり、この等価回路
は鳳・テブナンの定理により第９図に示す等価電
圧源に変換できる。変換後の電圧VOはコンデン
サＣが無いときの接続中点Ｐの電位であり、 VO＝VC−Ｒ／Ra（VC−VK） ……(6) で表わされる。この電位VOは取りも直さず、コ
ンデンサＣの電荷が無限大の時間をかけて放電し
たときの端子電圧VP∞に等しく、従つて、この電
圧VOが制御電圧VCに拘わらず一定であるために
は、(6)式の電圧VOとVCの和と(4)式の第４の電圧
VP∞が等しければよい。従つて、次式が成立す
る。
VC（１−Ｒ／Ra）＋Ｒ／RaVK＝VH＋VL−VC ……(7)
(7)式が恒等式であるためには、
Ｒ／Ra＝２、VK＝VH＋VL／２ ……(8)
であればよい。それ故、VCO回路１０では、(8)
式を満足するように、抵抗器Ｒ，Raの値及び第
１、第２のスレツシヨールドレベルVH，VLさら
には定電圧VKが定められるものである。
式を満足するように、抵抗器Ｒ，Raの値及び第
１、第２のスレツシヨールドレベルVH，VLさら
には定電圧VKが定められるものである。
第１０図は第５図に示すVCO１０の具体例で
ある。シユミツト回路２０は図のように３個のト
ランジスタQ3〜Q5で構成され、差動構成の一方
のトランジスタQ4のベース電圧がシユミツト回
路２０の出力としてスイツチSWに供給される。
スイツチSWは直流電圧源VCCに接続されたスイ
ツチングトランジスタQ6と接続中点Ｐに接続さ
れたスイツチングダイオードＤとで構成され、端
子電圧VPが第１のスレツシヨールドレベルVHを
越えるまではトランジスタQ6のベース電位（ト
ランジスタQ4のベース電位）がダイオードＤの
アノード電位（トランジスタQ3のベース電位）
よりも高いので、このダイオードＤがオフして上
述のスイツチング動作を行なう。
ある。シユミツト回路２０は図のように３個のト
ランジスタQ3〜Q5で構成され、差動構成の一方
のトランジスタQ4のベース電圧がシユミツト回
路２０の出力としてスイツチSWに供給される。
スイツチSWは直流電圧源VCCに接続されたスイ
ツチングトランジスタQ6と接続中点Ｐに接続さ
れたスイツチングダイオードＤとで構成され、端
子電圧VPが第１のスレツシヨールドレベルVHを
越えるまではトランジスタQ6のベース電位（ト
ランジスタQ4のベース電位）がダイオードＤの
アノード電位（トランジスタQ3のベース電位）
よりも高いので、このダイオードＤがオフして上
述のスイツチング動作を行なう。
また、この例では抵抗器Raとしては図のよう
に一対の抵抗器Ra1，Ra2が使用され、そして定
電圧VKとしてはトランジスタQ2のVCE（＝VBE）
が使用される。定電圧VKとしてこのように低電
圧を使用すると、制御電圧VCによる第１の電圧
（実施例ではVCに等しい）の変化に対する第４の
電圧VP∞の変化が小さいので、この例では制御電
圧VCによる第１の電圧の変化を抑えるため、図
のように接続中点Ｐと直流電圧源との間に電圧補
正用の抵抗器RCが挿入されている。この抵抗器
RCは抵抗器Ｒよりも大きな値（例えば2R）に定
められる。
に一対の抵抗器Ra1，Ra2が使用され、そして定
電圧VKとしてはトランジスタQ2のVCE（＝VBE）
が使用される。定電圧VKとしてこのように低電
圧を使用すると、制御電圧VCによる第１の電圧
（実施例ではVCに等しい）の変化に対する第４の
電圧VP∞の変化が小さいので、この例では制御電
圧VCによる第１の電圧の変化を抑えるため、図
のように接続中点Ｐと直流電圧源との間に電圧補
正用の抵抗器RCが挿入されている。この抵抗器
RCは抵抗器Ｒよりも大きな値（例えば2R）に定
められる。
次に、この具体例におけるデユーテー50％を得
る(4)式を満すための条件について考察する。ま
ず、ダイオードＤがオフのとき接続中点Ｐの最終
値VX（第１の電圧に相当する）は、直流電源電圧
VCCと制御電圧VCを抵抗器ＲとRCの抵抗比Ｒ：
RCに内分した電圧になるから、 VX＝RCVC＋RVCC／Ｒ＋RC ……(9) 一方、ダイオードＤがオンのときの接続中点Ｐ
の最終値VP∞は、 VP∞＝VX−Ｇ・VC−VK／Ra1＋Ra2・Ｒ・RC／Ｒ＋RC…
…(10) (10)式において、ＧはトランジスタQ1，Q2を流
れるエミツタ電流の比で、Ｇ＝2.6程度である。
発振出力P0のデユーテーが50％となるには、(4)
式を満足しなければならないから、 VX＋VP∞＝VH＋VL ……(11) この(11)式を満足するためには、これら(9)〜(11)式
より ２（Ra1＋Ra2）＝GR ……(12) （VH＋VL）（Ｒ＋RC）（Ra1＋Ra2）＝ 2RVCC（Ra1＋Ra2）＋GRRCVK ……（13） が導びかれ、（13）式においてRC→∞にすると、 VK≒（VH＋VL）（Ra1＋Ra2）／GR ……（14） (12)式と（14）式からVKは(8)式に一致する。従
つて(12)式と（14）式を満すように夫々の回路定数
が定められる。
る(4)式を満すための条件について考察する。ま
ず、ダイオードＤがオフのとき接続中点Ｐの最終
値VX（第１の電圧に相当する）は、直流電源電圧
VCCと制御電圧VCを抵抗器ＲとRCの抵抗比Ｒ：
RCに内分した電圧になるから、 VX＝RCVC＋RVCC／Ｒ＋RC ……(9) 一方、ダイオードＤがオンのときの接続中点Ｐ
の最終値VP∞は、 VP∞＝VX−Ｇ・VC−VK／Ra1＋Ra2・Ｒ・RC／Ｒ＋RC…
…(10) (10)式において、ＧはトランジスタQ1，Q2を流
れるエミツタ電流の比で、Ｇ＝2.6程度である。
発振出力P0のデユーテーが50％となるには、(4)
式を満足しなければならないから、 VX＋VP∞＝VH＋VL ……(11) この(11)式を満足するためには、これら(9)〜(11)式
より ２（Ra1＋Ra2）＝GR ……(12) （VH＋VL）（Ｒ＋RC）（Ra1＋Ra2）＝ 2RVCC（Ra1＋Ra2）＋GRRCVK ……（13） が導びかれ、（13）式においてRC→∞にすると、 VK≒（VH＋VL）（Ra1＋Ra2）／GR ……（14） (12)式と（14）式からVKは(8)式に一致する。従
つて(12)式と（14）式を満すように夫々の回路定数
が定められる。
ところで、上述した実施例では第１の電圧従つ
て制御電圧VCと共に、第４の電圧VP∞を同時に変
化させて(4)式を満すように構成したが、第１の電
圧を固定する代りに、制御電圧VCに応じて第２
及び第３の電圧（第１及び第２のスレツシヨール
ド電圧）等を変更することによつても(4)式を満足
させることができる。
て制御電圧VCと共に、第４の電圧VP∞を同時に変
化させて(4)式を満すように構成したが、第１の電
圧を固定する代りに、制御電圧VCに応じて第２
及び第３の電圧（第１及び第２のスレツシヨール
ド電圧）等を変更することによつても(4)式を満足
させることができる。
第１１図はその具体例である。第１及び第２の
スレツシヨールドレベルVH，VLを制御するため、
この例ではシユミツト回路２０を構成するトラン
ジスタQ4，Q3の各コレクタ抵抗RZ，RYがレベル
シフト用のトランジスタQ8に接続されると共に、
そのベース電位は、制御電圧VCによりコントロ
ールされる制御トランジスタQ7のコレクタ電位
によつて制御される。そして、この制御電圧VC
によつてさらに定電流源２が制御される。この定
電流源２も電流制御型である。
スレツシヨールドレベルVH，VLを制御するため、
この例ではシユミツト回路２０を構成するトラン
ジスタQ4，Q3の各コレクタ抵抗RZ，RYがレベル
シフト用のトランジスタQ8に接続されると共に、
そのベース電位は、制御電圧VCによりコントロ
ールされる制御トランジスタQ7のコレクタ電位
によつて制御される。そして、この制御電圧VC
によつてさらに定電流源２が制御される。この定
電流源２も電流制御型である。
なお、この例では定電流源２に対して、分流用
の固定定電流源１５が接続されている。
の固定定電流源１５が接続されている。
この実施例において、トランジスタQ3がオン
するレベル、すなわち第１のスレツシヨールドレ
ベルVHと、トランジスタQ3がオフするレベルす
なわち第２のスレツシヨールドレベルVLは次の
ようになる。
するレベル、すなわち第１のスレツシヨールドレ
ベルVHと、トランジスタQ3がオフするレベルす
なわち第２のスレツシヨールドレベルVLは次の
ようになる。
VH＝VCC−RS／RX（VC−VBE7）−VBE8−VBE5−RTIb＝V
CC−RS／RX（VC−VBE）−2VBE−RTIb……（15） ただし、VBE5＝VBE7＝VBE8＝VBE VL＝VH−RZIa ……（16） また、定電流源２は制御電流IXと同じ電流が定
電流I2Aとして流れ、制御電流IXは、 IX＝VC−VBE／RX ……（17） で与えられるから、トランジスタQ6がないとき
のトランジスタQ3の最小のベース電位（コンデ
ンサＣの端子電圧）は上述の場合と同じくVP∞で
あり、このVP∞は VP∞＝VCC−Ｒ （I2F＋VC−VBE／RX） ……（18） これら（15）〜（18）式より明らかなように第
１及び第２のスレツシヨールドレベルVH，VL及
び接続中点Ｐの端子電圧（最終値）VP∞はいずれ
も制御電圧VCによつて変化する。例えば、制御
電圧VCを上げると、第１２図に示すように第１
及び第２のスレツシヨールドレベルは夫々VH′，
VL′まで下がると共に、端子電圧の最終値も
VP∞′に下がるから、発振出力P0（第１２図Ｂ）は
同図Ｃのように周期がＴからT″に短かくなつて
発振周波数が高くなる。
CC−RS／RX（VC−VBE）−2VBE−RTIb……（15） ただし、VBE5＝VBE7＝VBE8＝VBE VL＝VH−RZIa ……（16） また、定電流源２は制御電流IXと同じ電流が定
電流I2Aとして流れ、制御電流IXは、 IX＝VC−VBE／RX ……（17） で与えられるから、トランジスタQ6がないとき
のトランジスタQ3の最小のベース電位（コンデ
ンサＣの端子電圧）は上述の場合と同じくVP∞で
あり、このVP∞は VP∞＝VCC−Ｒ （I2F＋VC−VBE／RX） ……（18） これら（15）〜（18）式より明らかなように第
１及び第２のスレツシヨールドレベルVH，VL及
び接続中点Ｐの端子電圧（最終値）VP∞はいずれ
も制御電圧VCによつて変化する。例えば、制御
電圧VCを上げると、第１２図に示すように第１
及び第２のスレツシヨールドレベルは夫々VH′，
VL′まで下がると共に、端子電圧の最終値も
VP∞′に下がるから、発振出力P0（第１２図Ｂ）は
同図Ｃのように周期がＴからT″に短かくなつて
発振周波数が高くなる。
さて、この実施例では第１の電圧は直流電源電
圧VCCであるから、この実施例におけるデユテー
50％の条件は VCC＋VP∞／２＝VH＋VL／２ ……（19） であり、この条件が制御電圧VCによらず成立す
るためには、以下述べるような関係式を満す必要
がある。
圧VCCであるから、この実施例におけるデユテー
50％の条件は VCC＋VP∞／２＝VH＋VL／２ ……（19） であり、この条件が制御電圧VCによらず成立す
るためには、以下述べるような関係式を満す必要
がある。
すなわち、（19）式より
VP∞＝VH＋VL−VCC ……（20）
であり、これに（15）、（16）式を代入したもの
と、（18）式が恒等式であるためには Ｒ＝2RS ……（21） Ｒ＝4VBE＋（2RT＋RZ）Ｉ／I2F ……（22） ただし、Ｉ＝Ia＝Ibとする。
と、（18）式が恒等式であるためには Ｒ＝2RS ……（21） Ｒ＝4VBE＋（2RT＋RZ）Ｉ／I2F ……（22） ただし、Ｉ＝Ia＝Ibとする。
でなければならない。すなわち、（21）、（22）式
を満足するように各定数を選定すれば、いかなる
発振周波数おいてもデユーテー50％の発振出力
Poを得ることができる。
を満足するように各定数を選定すれば、いかなる
発振周波数おいてもデユーテー50％の発振出力
Poを得ることができる。
以上説明したように、この発明によれば、高周
波特性を劣化させることなく、周波数可変範囲内
での発振出力のデユーテーを常に50％にすること
ができる。従つて、この発明は上述したように高
調波成分をあまり含まない発振出力を必要とする
ジヤンピング補正回路のPLL用VCO等に適用し
て極めて好適である。
波特性を劣化させることなく、周波数可変範囲内
での発振出力のデユーテーを常に50％にすること
ができる。従つて、この発明は上述したように高
調波成分をあまり含まない発振出力を必要とする
ジヤンピング補正回路のPLL用VCO等に適用し
て極めて好適である。
第１図は従来の可変発振器の一例を示す系統
図、第２図はその動作説明図、第３図は従来の可
変発振器の他の例を示す系統図、第４図はその動
作説明図、第５図はこの発明に係る可変発振器の
原理的説明に供する系統図、第６図は電流制御型
定電流源の一例の接続図、第７図は第５図の動作
説明図、第８図、第９図は第５図の等価回路図、
第１０図は第５図の具体的接続の一例を示す接続
図、第１１図はこの発明の他の具体例を示す第１
０図と同様な接続図、第１２図はその動作説明図
である。 １０は可変発振器、５は時定数回路、２は可変
定電流源、２０はシユミツト回路、VCは制御電
圧、SWBはスイツチである。
図、第２図はその動作説明図、第３図は従来の可
変発振器の他の例を示す系統図、第４図はその動
作説明図、第５図はこの発明に係る可変発振器の
原理的説明に供する系統図、第６図は電流制御型
定電流源の一例の接続図、第７図は第５図の動作
説明図、第８図、第９図は第５図の等価回路図、
第１０図は第５図の具体的接続の一例を示す接続
図、第１１図はこの発明の他の具体例を示す第１
０図と同様な接続図、第１２図はその動作説明図
である。 １０は可変発振器、５は時定数回路、２は可変
定電流源、２０はシユミツト回路、VCは制御電
圧、SWBはスイツチである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 抵抗器とコンデンサとを直列接続してなる時
定数回路と、 該時定数回路に接続され第１の電圧を有する電
圧源と、 上記コンデンサと抵抗器との接続点に接続され
た電流源と、 上記接続点に接続されたシユミツト回路とを有
し、 該シユミツト回路は上記接続点の電圧が第２の
電圧から第３の電圧に達するまで上記電流源を非
動作状態におき、上記接続点の電圧が上記第３の
電圧から上記第２の電圧に達するまで上記電流源
を動作状態におくための制御信号を生成するよう
になされ、 上記電流源が動作しているときに上記接続点の
電圧が収束する電圧を第４の電圧としたとき、上
記第１の電圧と第４の電圧との和が上記第２の電
圧と第３の電圧との和に等しくなるようになさ
れ、 上記電流源の制御信号に基いて発振出力を得る
ようにしたことを特徴とする可変発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56202318A JPS58103221A (ja) | 1981-12-15 | 1981-12-15 | 可変発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56202318A JPS58103221A (ja) | 1981-12-15 | 1981-12-15 | 可変発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58103221A JPS58103221A (ja) | 1983-06-20 |
| JPH0338772B2 true JPH0338772B2 (ja) | 1991-06-11 |
Family
ID=16455554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56202318A Granted JPS58103221A (ja) | 1981-12-15 | 1981-12-15 | 可変発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58103221A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6195604A (ja) * | 1984-10-16 | 1986-05-14 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御形発振器 |
| JPS61159813A (ja) * | 1984-12-31 | 1986-07-19 | Rohm Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| DE3624454A1 (de) * | 1986-02-13 | 1987-08-20 | Hoechst Ag | Aminourethane, verfahren zu ihrer herstellung und ihre verwendung |
| US7388444B2 (en) * | 2005-10-03 | 2008-06-17 | Linear Technology Corporation | Switching regulator duty cycle control in a fixed frequency operation |
-
1981
- 1981-12-15 JP JP56202318A patent/JPS58103221A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58103221A (ja) | 1983-06-20 |
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