JPH03167788A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野〕 本発明は、２個の負荷回路を有する乙ンバータ装置に関
するものであり、例えば２灯の放電灯を高周波で点灯さ
せる電子安定器として利用することができる。

［従来の技術］ 従来、２個の負荷回路を有する電圧共振型の一石式のイ
ンバータ装置として、第１３図又は第１４図に示す回路
が存在する。以下、その回路構成について説明する。イ
ンダクタＬ１とコンデンサＣ１の並列回路の一端は、直
流電源Ｅ１の第ｌの電極（正極〉に接続されており、上
記並列回路の他端はスイッチング素子ＳＷ１を介して直
流電源Ｅ．の第２の電極（負極）に接続されている。ス
イッチング素子ＳＷ１は、例えば、ＮＰＮ｝ランジスタ
よりなり、その制御電極（ベース）に印加される制御電
圧ｖｂが“Ｈｉｇｈ”レベルのときには、順方向電流Ｉ
ｃを通電可能となり、制御電圧ｖｂが”Ｌｏｗ”レベル
のときには、順方向電流１ｃを阻止する。このスイッチ
ング素子ＳＷ１の両端には、ダイオードＤ１が逆並列接
続されている。駆動回路は、直流電源Ｅ．から給電され
、スイッチング素子ＳＷｌに与える制御電圧ｖｂを発生
する。

第１３図に示す従来例１では、インダクタＬとコンデン
サＣ１よりなる共振回路の両端に、直流カット用のコン
デンサＣ２と限流用のインダクタＬ２を介して、２個の
負荷回路１．　，ｅ２の並列回路が接続されている。ま
た、第１４図に示す従来例２では、スイッチング素子Ｓ
ＷｌとダイオードＤよりなるスイッチング要素の両端に
、直流カット用のコンデンサＣ２と限流用のインダクタ
Ｌ２を介して、２個の負荷回路１．　，１，の並列回路
が接続されている。いずれの回路においても、コンデン
サＣ１とインダクタＬ．，Ｌ２は共振動作に関与するが
、コンデンサＣ２は負荷回路１．　，ｌ２に流れる電流
の直流戒分をカットするためのコンデンサてあり、共振
動作には影響を及ぼさない程度に大きな容１に設定され
る。負荷回路１．　，１２に直流或分が流れても不都合
の無い場合には、コンデンサＣ２は省略しても構わない
。

第−１５図及び第１６図はそれぞれ従来例１及び従来例
２の動作波形図である。上記各図において、（ａ）はス
イッチング素子ＳＷ１に与える制御電圧ｖｂ、（ｂ）は
スイッチング素子ＳＷｌに流れる電流Ｉｃ、（ｃ）はス
イッチング素子ＳＷ，の両端電圧Ｖｃｅ、（ｄ）は負荷
回路Ｉ１に流れる負荷電流１１．、（ｅ）は負荷回路１
２に流れる負荷電流■１２、（ｆ）はグランドラインに
流れる電流Ｉｇｒの波形をそれぞれ示している。

ただし、負方向の電流１ｃは、ダイオードＤ１に流れる
電流を意味している。

以下、従来例１の動作（第１５図参照）について説明す
る．まず、制御電圧ｖｂが゛’Ｈｉｇｈ”レベルとなっ
て、スイッチング素子ＳＷ，がオンになると、直流電源
Ｅ１からインダクタＬ．、スイッチング素子ＳＷ１を介
して電流が流れると共に、直流電源Ｅ，からコンデンサ
Ｃ２、負荷回路１．　，１２、インダクタＬ２、スイッ
チング素子ＳＷ１を介して電流が流れる。このとき、ス
イッチング素子ＳＷＩに流れる電流Ｉｃは、インダクタ
Ｌ　＋　，　Ｌ　２によって限流されているので、時間
の経過と共に漸増する電流となる。電流Ｉｃの増加につ
れて、インダクタしＩ，Ｌ２にはエネルギーが蓄積され
る。このとき、負荷回路１．　，１２には負荷宅流Ｉ１
，，Ｉｆ２が負方向（第１３図に示す矢印とは逆方向〉
に漸増しながら流れている。また、コンデンサＣＩはダ
イオードＤ，のカソード側が負となるように、直流電源
Ｅ．と同じ電圧に充電されており、スイッチング素子Ｓ
Ｗｌの両端電圧Ｖｃｅはゼロとなっている。

次に、制ｗ電圧ｖｂが゛’Ｌｏｗ”レベルとなって、ス
イッチング素子ＳＷ，がオフになると、インダクタＬ．
．Ｌ２に蓄積されたエネルギーにより、インダクタＬ，
，Ｌ２に電流を流し続ける方向に起電力が発生し、イン
ダクタＬ２がらコンデンサＣコンデンサＣ２、負荷回路
１．１２を介して電流が流れると共に、同じ方向にイン
ダクタし，がらコンデンサＣ１に電流が流れて、コンデ
ンサＣ１は逆極性となるように、つまりダイオードＤ．
のカソード側が正となるように充電される。これにより
、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧Ｖｃｅは上昇する
。このとき、負荷回路１．　，１２には負荷電流Ｉ／Ｉ
ｌ２が負方向に漸減しながら流れる。

次に、コンデンサＣ１に蓄積された電荷はインダクタＬ
２、負荷回路１．，／２、コンデンサＣ２を介して放電
されると共に、同じ方向にインダクタしにも放電される
。このとき、負荷回路Ｌ　，１２には負荷電流Ｉｆ．，
Ｉ１２が正方向（第１３図に示す矢印と同方向）に漸増
しながら流れる。コンデンサＣの電荷が放電され尽くす
と、インダクタＬ　ｌ，　Ｌ　２は電流を流し続ける方
向に起電力を発生し、インダクタＬ２から負荷回路ｌ．
１２、コンデンサＣ２を介してコンデンサＣ１に電流が
流れると共に、同じ方向にインダクタＬ．がらもコンデ
ンサＣ１に電流が流れる．これによりコンデンサＣ１は
再び逆極性に、つまりダイオードＤ１のカソード側が負
となるように充電される。このとき、負荷回８ｅｅ２に
は負荷電流Ｉｆ！，，［２が正方向に漸減しながら流れ
る。また、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧Ｖｃｅは
降下し、やがてゼロになる。コンデンサＣＩが直流電源
Ｅ！よりも高い電圧にまで充電されると、ダイオードＤ
，が導通し、インダクタＬ２から負荷回路１．　，１，
、コンデンサＣ２、直流電源ＥダイオードＤ１を介して
電流が流れると共に、インダクタＬ，からも直流電源Ｅ
．ダイオードＤを介して電流が流れる。このダイオード
Ｄ．を介して流れる電流は、負方向のグランド電流Ｉｇ
ｒとして流れるものである。その後、スイッチング素子
ＳＷ１がオンされることにより、再び漸増する電流Ｉｃ
が正方向のグランド電流ＩＨｒとして流れて、以下、同
じ動作を繰り返す． 次に、従来例２の動作（第１６図参照）について説明す
る．最初に、スイッチング素子ＳＷ１がオフであるとき
には、直流電源Ｅ１からインダクタＬ　１，　Ｌ　２、
負荷回路１．　，１２、コンデンサＣ２を介して電流が
流れ、コンデンサＣ２は負荷回路ｌ．１２側が正となる
ように充電されている。その後、制御電圧ｖｂが゜’Ｈ
ｉｇｈ”レベルとなって、スイッチング素子Ｓ　Ｗ　，
がオンになると、コンデンサＣ２から負荷回路１＋　，
ｌ２、インダクタＬ２、スイッチング素子ＳＷ１を介し
て電流が流れると共に、直流電源Ｅ１から、インダクタ
Ｌ１、スイッチング素子ＳＷ１を介して電流が流れる．
スイッチング素子ＳＷ　Ｉに流れる電流Ｉｃは、インダ
クタＬ，，Ｌ２により限流されているので、漸増電流と
なる。このとき、負荷回路１，，１．には負荷電流Ｉ／
，，［２が負方向（第１４図に示す矢印とは逆方向〉に
漸増しながら流れている。グランド電流ｉｇｒは、直流
電源Ｅ１からインダクタＬ，、スイッチング素子ＳＷ１
を介して正方向（第１４図に示す矢印と同方向）に漸増
しながら流れる．また、コンデンサＣ１はダイオードＤ
Ｉのカソード側が負となるように、直流電源Ｅ，と同じ
電圧に充電されており、スイッチング素子ＳＷ１の両端
電圧Ｖｃｅはゼロとなっている。

次に、制御電圧ｖｂが“Ｌｏ１レベルとなって、スイッ
チング素子Ｓ　Ｗ　＋がオフされると、インダクタＬ　
．Ｌ　２は電流を流し続ける方向に起電力を発生するの
で、インダクタＬ２からコンデンサＣ直流電源Ｅ１、コ
ンデンサＣ２、負荷回路１１．１２を介して電流が流れ
ると共に、同じ方向にインダクタＬ１からコンデンサＣ
１に電流が流れる。これにより、コンデンサＣ１は逆極
性、つまりダイオードＤ１のカソード側が正となるよう
に充電される。

このため、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧Ｖｃｅは
上昇する。また、負荷回路ｉ．　，１２には負荷電流Ｉ
Ｚ．，ＩＮ２が負方向に漸減しながら流れている。

また、グランド電流Ｉｇｒは、負荷電流Ｉｌ，，Ｉ１２
の和となるので、負方向に漸減しながら流れることにな
る。

次に、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、インダクタ
Ｌ２、負荷回路ｌ．１２、コンデンサＣ２、直流電源Ｅ
１を介して放電されると共に、同じ方向にインダクタＬ
１にも放電される。このとき、負荷回路１，　ｊ！２に
は正方向く第１４図の矢印と同方向〉に負荷電流Ｉ１，
，Ｈ！２が漸増しながら流れ、両負荷電流ＩＮ．，Ｉｌ
２の和がグランド電流Ｉｇｒとなる。コンデンサＣ１の
電荷が放電し尽くされると、インダクタＬ，，Ｌ２は電
流を流し続ける方向に起電力を発生し、インダクタＬ２
から負荷回路１．，１２、コンデンサＣ２、直流電源Ｅ
，、コンデンサＣ１を介して電流が流れ、同じ方向にイ
ンダクタＬ１からコンデンサＣ１に電流が流れる。この
ため、コンデンサＣ＋は再び逆極性、つまりダイオード
Ｄのカソード側が負となるように充電される。このとき
、負荷回路１．　，１２には正方向の負荷電流ＩＮ■１
２が漸減しながら流れ、両負荷電流１１．．Ｉｌ２の和
がグランド電流Ｉｇｒとなる．また、スイッチング素子
ＳＷ，の両端電圧Ｖｃｅは降下する。コンデンサＣ，が
直流電源Ｅ１の電圧よりも高い電圧にまで充電されると
、ダイオードＤ１が導通し、インダクタＬ２から負荷回
路１．，１２，コンデンサＣ２、ダイオードＤ１を介し
て電流が流れると共に、インダクタＬ．から直流電源Ｅ
１、ダイオードＤ１を介して負方向のグランド電流Ｉｇ
ｒが流れる。ただし、このグランド電流Ｉｇｒはインダ
クタＬ１の残留エネルギーのみによって流れるものであ
るから、無視できる程度に小さい。その後、スイッチン
グ素子Ｓ　Ｗ　＋がオンされることにより、再び漸増す
る正方向のグランド電流Ｉｇｒが流れて、以下、同じ動
作を繰り返す。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例１にあっては、スイッチング素子ＳＷｌに
流れる電流Ｉｃがそのままグランド電流Ｉｇｒとなるの
で、スイッチング素子Ｓ　Ｗ　＋がオフする直前の電流
Ｉｃのピーク値が、そのままグランドラインに流れるこ
とになり、グランド電流Ｉｇｒの正のピーク値が高いと
いう問題がある．一方、従来例２にあっては、スイッチ
ング素子ＳＷ，がオフされた瞬間に、インダクタＬ２が
発生する逆起電力（いわゆるキック電圧）がコンデンサ
Ｃ１を介して直流電源Ｅ１に加わり、負方向のグランド
電流Ｉｇｒとなって流れるので、グランド電流Ｉｇｒの
負のピーク値が高いという問題がある．このように、従
来例１．２にあっては、グランドラインを流れるグラン
ドｔ流Ｉｇｒのピーク値が高いので、実回路上で存在す
るラインインピーダンス（例えば電線やプリント基板の
配線パターン上の抵抗成分）で発生する電位差が大きく
なる。

その結果、以下に示すような問題が生じる。

■グランドレベルの変動が大きく、回路動作（特に制御
回路の動作）が不安定となる。

■ラインインピーダンスの抵抗成分Ｒにより、Ｒ　−−
Ｉ　Ｆｉｒ２に相当する電力が消費され、回路損失が大
きく、効率が低下する。

■グランドレベルが高周波的に変動することにより、ノ
イズレベルが高くなる。

■グランド電流Ｉｇｒのピーク値が高いために、電線や
プリント基板を含めて回路部品の信頼性が低下する。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、共振型の一石式インバータ装置
により２個の負荷回路を駆動する際に、グランド電流の
ピーク値を低減して、グランドレベルの変動を抑制し、
上記の各問題点を解決することにある． ［課題を解決するための千段コ 第１図は本発明の基本構成を示す回路図である．この回
路にあっては、スイッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ
１よりなるスイッチング要素とコンデンサＣ１の直列回
路が直流電源Ｅ１に並列的に接続されており、第１の負
荷回路ｌ１と第１のインダクタＬ２゛の直列回路がコン
デンサＣ１に並列的に接続され、第２の負荷回路１２と
第２のインダクタＬ２”の直列回路が上記スイッチング
要素に並列的に接続されている。

第２図は本発明の他の基本構成を示す回路図である。こ
の回路にあっては、第１４図に示す従来例において、負
荷回路ｌ２に並列接続されていた負荷回路１１を、イン
ダクタＬ　１，　Ｌ　２の直列回路に並列接続したもの
であり、インダクタＬ２が上述の第ｌ及び第２のインダ
クタＬ２’，Ｌ２”を兼ねている．なお、コンデンサＣ
２は直流カット用であり、共振動作には影響しないので
、負荷回路ｌ２が直流駆動可能であればコンデンサＣ２
は省略可能しても構わない。また、インダクタＬ，はコ
ンデンサＣ１と閉回路を構成しているので、グランド電
流ＩＨｒには殆ど関係せず、インダクタＬ，が無くても
本発明の動作には影響しない。ただし、インダクタＬ１
を省略すると、コンデンサＣＩの充放電速度が変わるの
で、共振周波数は変化する。

［作用］ 以下、本発明の作用を第３図及び第４図に基づいて１明
する。第３図は第２図に示す回路の動作波形図である。

また、第４図（ａ）〜（ｄ）は第２図に示す回路の動作
を４段階に分けて示したものである．まず、スイッチン
グ素子ＳＷ１がオンになると、第４図（ａ）に示すよう
に、直流電源Ｅ１からインダクタＬ１、スイッチング素
子ＳＷ１を介して漸増電流が流れる。また、直流電源Ｅ
１から負荷回路ｌ．インダクタＬ２、スイッチング素子
ＳＷｌを介して負荷電流Ｉ１！１が負方向（第２図の矢
印とは逆方向）に漸増しながら流れる．これらの電流の
和がグランドラインに流れるので、グランド電流Ｉｇｒ
は正方向（第２図の矢印と同方向）に漸増しながら流れ
る電流となる。また、直流カット用のコンデンサＣ２か
ら負荷回路１２、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｓ
Ｗ１を介して負荷電流Ｉ１’２が負方向（第２図の矢印
とは逆方向）に漸増しながら流れる。この負ｉｇｉ′電
流Ｉ１２２はグランドラインには流れないので、グラン
ド電流Ｉｇｒの正のピーク値は従来例ｌに比べて低くな
る。コンデンサＣ１は、スイッチング素子ＳＷ１がオン
されていることにより、ダイオードＤ１のカソード側が
負となるように、直流電源Ｅ１と同じ電圧に充電されて
おり、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧ＶＣｅはゼロ
となっている。

次に、スイッチング素子ＳＷ，がオフされると、インダ
クタＬ　＋　，　Ｌ　２は電流を流し続ける方向に起電
力を発生するので、第４図（ｂ）に示すように、インダ
クタＬ２からコンデンサｃ１、直流電源ＥコンデンサＣ
２、負荷回路１２を介して負荷電流■１２が負方向に漸
減しながら流れると共に、インダクタＬ２からコンデン
サＣ１、負荷回路ｌ１を介して負荷電流１１．が負方向
に漸減しながら流れる．また、インダクタＬ１からも同
じ方向にコンデンサｃ１に電流が流れる．これにより、
コンデンサｃ１は逆極性に充電され、ダイオードＤ１の
カソード側が正となる。この過程で、スイッチング素子
ＳＷの両端電圧Ｖｃｅが上昇する．なお、グランドライ
ンには負荷電流ＩＮ２が流れるので、グランド電流ＩＨ
ｒは負方向（第２図の矢印とは逆方向）に漸減しながら
流れる。

次に、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、第４図（ｃ
）に示すように放電され、コンデンサＣ１からインダク
タＬ２、負荷回路ｌ２、コンデンサＣ２、直流電源Ｅ１
を介して負荷電流Ｉ１２が正方向｛第２図の矢印と同方
向｝に漸増しながら流れると共に、コンデンサＣ１から
インダクタＬ２、負荷回路１ｌを介して負荷電流Ｉ１．
が正方向く第２図の矢印と同方向〉に漸増しながら流れ
る，また、コンデンサＣＩからインダクタし，にも同じ
方向に電流が流れる。

コンデンサＣ１の電荷が放電し尽くされると、インダク
タＬ，，Ｌ２は電流を流し続ける方向に起電力を発生し
、インダクタＬ２から負荷回路１２、コンデンサＣ２、
直流電源Ｅ１、コンデンサＣ，を介して負荷電流Ｉ１２
が正方向に漸減しながら流れると共に、インダクタＬ２
から負荷回路ｌ１、コンデンサＣ１を介して負荷電流Ｉ
ｌ．が正方向に漸減しながら流れる。また、インダクタ
Ｌ１からもコンデンサＣ１に同じ方向に電流が流れる．
これにより、コンデンサＣ１は再び逆方向、つまりダイ
オードＤ１のカソード側が負となるように充電される。

この過程でスイッチング素子ＳＷ］の両端電圧Ｖｃｅは
降下する。

次に、コンデンサＣ１の電圧が直流電源Ｅ１の電圧より
も高い電圧にまで充電されると、ダイオードＤ，が導通
し、第４図（ｄ）に示すように、インダクタＬ２から負
荷回路１２、コンデンサＣ２、ダイオードＤ１を介して
負荷電流１１２が正方向に漸減しながら流れると共に、
インダクタＬ２から負荷回路ｌ１直流電源Ｅ１、ダイオ
ードＤ．を介して負荷電流ＩＮ．が正方向に漸減しなが
ら流れる。また、インダクタＬ１から直流電源Ｅ１、ダ
イオードＤを介して電流が流れる。

その後、スイッチング素子ＳＷ１がオンされると、第４
図（ａ）に示す最初の過程に戻り、以下、同じ動作を繰
り返す。

なお、第４図（ｃ）の過程では、負荷電流■１２がグラ
ンドラインに流れるので、コンデンサＣＩの電荷が放電
されているときには、グランド電流１ｇｒは正方向に漸
増しながら流れ、コンデンサｃ１が逆極性に充電されて
いるときには、グランド電流Ｉｇｒは正方向に漸減しな
がら流れることになる。

そして、第４図（ｃ）の過程がら第４図（ｄ）の過程に
移行して、負荷電流Ｉ１２がダイオードＤ，を介して流
れるようになると、グランド電流Ｉｇｒは負方向に流れ
ることになる。

結局、本発明にあっては、スイッチング素子ＳＷ１がオ
フされる直前に、グランドラインに流れるグランド電流
Ｉｇｒは、インダクタＬ１と負荷回路ｌ１に流れる電流
のみであり、負荷回路１２に流れる電流は含まれない．
したがって、グランド電流Ｉｇｒの正のピーク値は従来
例１に比べて低くなる。

また、スイッチング素子ｓｗ，がオフした直後に、イン
ダクタＬ２に発生する起電力（キック電圧）による電流
は負荷回路１２を介して直ａ電源Ｅ１に負方向のグラン
ド電流Ｉｇｒとして帰還されるが、負荷回路１１にも分
流される．したがって、グランド電流Ｉｇｒの負のピー
ク値も従来例２に比べると低くなる。故に、グランド電
流Ｉｇｒの正及び負のピーク値は共に低くなり、グラン
ドレベルの変動が抑制されて、上述の各問題点■〜■が
解決されるものである． 以上の作用説明は、第２図に示すインダクタＬ２が、第
１図に示すように、第１及び第２のインダクタＬ２’，
Ｌ２”に分離されて配置されていても同様に成り立つこ
とは言うまでもない。また、コンデンサＣ１がスイッチ
ング素子Ｓ　Ｗ　＋に並列的に接続されている場合にも
、同様の原理でグランド電流Ｉｇｒのピーク値は低減さ
れる． なお、第１４図に示す従来例２では、負荷電流１１．，
Ｉｌ２の和が直流カット用のコンデンサＣ２に流れるの
で、第１７図（ａ）に示すように、コンデンサＣ２に流
れる電流の振幅が大きいが、第２図に示す本発明の構戒
では、負荷電流Ｉｌ２のみが直流カット用のコンデンサ
Ｃ２に流れるものであり、負荷電流Ｉ１，は直流カット
用のコンデンサＣ２を介して流れないので、第１７図（
ｂ）に示すように、コンデンサＣ２に流れる電流の振幅
が小さくなる。

したがって、コンデンサＣ２の誘電体損失（ｔａｎδに
起因する損失）を低減することができる。

［実施例１］ 第５図は本発明の第１実施例の回路図である．本実施例
にあっては、交流電源を全波整流して直流電源Ｅ１を得
ている．交流電源ＡＣの交流電圧は、ダイオードＤ２〜
Ｄ５よりなるダイオードブリッジにより全波整流され、
コンデンサＣ，により平滑されて、直流電圧に変換され
る．コンデンサＣコは、ＬＣ共振に影響を及ぼさない程
度に容量を大きく設定されている。スイッチング素子Ｓ
Ｗｌとしては、ＮＰＮ｝ランジスタを使用しており、そ
のコレクタ・エミッタ間にダイオードＤ，を逆並列接続
している。第１の負荷回路ｌ，として、熱陰極型放電灯
Ｌａ＋のフィラメントの非電源側端子間に予熟電流通電
用のコンデンサＣ４を並列接続した照明負荷を用いてい
る。また、第２の負荷回路１２として、同じく熱陰極型
放電灯Ｌａｚのフィラメントの非電源側端子間に予熱電
流通電用のコンデンサＣ５を並列接続した照明負荷を用
いている．さらに、一方の放電灯が始動したときに、他
方の放電灯のランプ電圧を上げて始動を助けるために，
バランサートランスＢ１を負荷回路ｌ．１２の間に接続
している。その池の回路構成については、第２図に示し
た基本ｉ戒と同じである． 予熱電流通電用のコンデンサＣ．，Ｃ，とバランサート
ランスＢ１は、放電灯Ｌａ．，Ｌａ２の始動後は、共振
周波数が変化することを除けば、回路動作にほとんど影
響を及ぼさない。したがって、第２図の基本構成につい
て説明したように、グランド電流のピーク値が低減され
、グランドレベルの変動が抑制されるものである． ［実施例２］ 第６図は本発明の第２実施例の回路図である．本実施例
にあっては、スイッチング要素Ｑ１としてパワーＭＯＳ
ＦＥＴを使用している。したがって、ドレイン・ソース
間に寄生する逆並列ダイオードを上述のダイオードＤ１
として利用することができるものであり、逆並列ダイオ
ードは外付けしていない。また、負荷回路が共に抵抗Ｒ
　＋　，　Ｒ　２であるので、直流カット用のコンデン
サＣ２は省略してある。さらに、コンデンサＣ１はスイ
ッチング要素Ｑ，と並列的に接続してある。

［実施例３］ 第７図は本発明の第３実施例の回路図である。

第２図に示す基本構成と異なるのは、スイッチング素子
ＳＷ，とダイオードＤ１よりなるスイッチング要素が、
コンデンサＣ，とインダクタＬ１の並列回路とは反対側
の位置に接続されている点と、直流カット用のコンデン
サＣ２が第１の負荷回路ｌと第２の負荷回路ｅ２の間に
接続されている点である． ［実施例４コ 第８図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第２図に示す基本構戒におけるイ
ンダクタＬ，，Ｌ２に代えて、トランスＴ１を使用して
いる。このトランスＴ．はインダクタＬ２を励磁インダ
クタンスと考えた場合、インダクタＬ１とＬ２とで構成
される回路と等価なリーケージトランスである。なお、
トランスを用いた一般的な一石式インバータ装置におい
ては、トランスの１次側と２次側を接続する必要はない
が、本実施例では、直流電源Ｅ１の正極側を接続してい
る。

その理由は、仮にトランスＴ１の１次側と２次側が接続
されていなければ、負荷回路１２に電流の流れる経路が
無いからである． ［実施例５］ 第９図は本発明の第５実施例の回路図である．本実施例
においても、上述の実施例４と同様に、リーゲージトラ
ンスＴ１を使用しているが、その１次側と２次側をスイ
ッチング素子ＳＷｌの側で接続している点が実施例４と
は異なる．また、インダクタＬ２を負荷回路ｅ２と直列
に接続している。

このインダクタＬ２が無いと、スイッチング素子ＳＷ，
のオン期間中は負荷回路ｌ２に電力が供給されない． ［実施例６コ 第１０図は本発明の第６実施例の回路図である。

本実施倒では、コンデンサＣ，がスイッチング素子ＳＷ
１と並列的に接続され、インダクタＬ２には負荷回路１
．　，ｌ２の負荷電流が流れ、インダクタＬ２“には負
荷回路１２の負荷電流が流れる。

［実施例７コ 第１１図は本発明の第７実施例の回路図である。

本実施例では、コンデンサＣ．，Ｃ．“の直列回路が直
流電源Ｅ１に並列的に接続されている。

［実施例８コ 第１２図は本発明の第８実施例の回路図である。

本実施例では、インダクタＬ，が負荷回路１１と並列的
に接続されて、直流電流を負荷回路１１に流さないよう
にバイパスしている。

［発明の効果］ 本発明によれば、上述のように、２個の負荷回路を駆動
する共振型の一石式インバータ装置において、グランド
ラインに流れるグランド電流のピーク値を低減すること
ができるので、回路部品の信頼性を高めることができる
と共に、ラインインピーダンスでの消費電力を低減して
回路効率を改善することができ、また、グランドレベル
の変動を抑制することができるので、回路動作を安定化
することができると共に、ノイズレベルを下げることが
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の基本構或を示す回路図、第２図
は本発明の第２の基本構成を示す回路図、第３図は同上
の動作波形図、第４図（ａ）乃至（ｄ）は同上の動作説
明のための回路図、第５図は本発明の第１実施例の回路
図、第６図は本発明の第２実施例の回路図、第７図は本
発明の第３実施例の回路図、第８図は本発明の第４実施
例の回路図、第９図は本発明の第５実施例の回路図、第
■０図は本発明の第６実施例の回路図、第１１図は本発
明の第７実施例の回路図、第１２図は本発明の第８実施
例の回路図、第１３図は第１の従来例の回路図、第１４
図は第２の従来例の回路図、第１５図は第ｌの従来例の
動作波形図、第１６図は第２の従来例の動作波形図、第
１７図（ａ）　，　（ｂ）はそれぞれ第２の従来例と本
発明における直流カット用のコンデンサに流れる電流の
波形を示す図てある。 Ｅ１は直流電源、ＳＷｌはスイッチング素子、Ｄはダイ
オード、ＣＩはコンデンサ、１１は第１の負荷回路、１
２は第２の負荷回路、Ｌ２゜は第１のインダクタ、Ｌ２
”は第２のインダクタである。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）順方向電流を開閉制御し逆方向電流は阻止しない
   スイッチング要素とコンデンサとの直列回路を直流電源
   に並列的に接続し、第１の負荷回路と第１のインダクタ
   の直列回路を上記コンデンサに並列的に接続し、第２の
   負荷回路と第２のインダクタの直列回路を上記スイッチ
   ング要素に並列的に接続したことを特徴とするインバー
   タ装置。
2. （２）第１のインダクタと第２のインダクタは兼用され
   ていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置
   。
3. （３）第１及び第２のインダクタの少なくとも一方はト
   ランスの励磁インダクタンスよりなることを特徴とする
   請求項１記載のインバータ装置。
4. （４）順方向電流を開閉制御し逆方向電流は阻止しない
   スイッチング要素とコンデンサとの並列回路を、第１の
   負荷回路と第１のインダクタの直列回路を介して直流電
   源に並列的に接続し、第２の負荷回路と第２のインダク
   タの直列回路を上記スイッチング要素に並列的に接続し
   たことを特徴とするインバータ装置。