JPH0284070A

JPH0284070A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0284070A
Application number: JP23585488A
Authority: JP
Inventors: Kazufumi Ushijima; 牛嶋　和文; Yasuhiro Makino; 康弘牧野
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1988-09-20
Filing date: 1988-09-20
Publication date: 1990-03-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野この発明は家庭用空調装置のコンプレッサモータ駆動イ
ンバータの電源や無停電電源装置（Ｕ。

Ｐ、Ｓ）の蓄電池充電電源などの直流負荷に、安定な電
力を供給する電力変換装置に関する。

（ロ）従来の技術従来この種の電力変換装置は、特開昭６２−２２１０１
４号公報に開示されているように、単相交流電源の電圧
に位相が一致した正弦波信号をもとにした電流制御、い
わゆる力率１．０または、−１，０の運転により直流電
圧の一定制御を行っている。すなわち、同公報の装置に
おいては、太陽電池の発電電力が負荷の消費電力に満た
ない場合に商用電源の交流電力を整流してインバータに
供給し、太陽電池の発１４ｉＩ力が負荷の消費電力を越
える場合にはその余剰分を商用電源に回生ずるようにし
ている。第４図は従来の電力変換装置の基本回路図であ
り、ＰＳは単相商用電源、Ｌはりアクドル、ＲＣは整流
手段と回生手段とを兼用する制御整流回路であり、ダイ
オードＤＩ、Ｄ２及びコンデンサＣＩ。

Ｃ２からなる倍電圧整流回路のダイオードＤＩ。

Ｄ２に並列にそれぞれトランジスタＴＲ１，ＴＲ２を接
続して構成される。Ｂは大ＦＩＩ電池、Ｄ３は逆流防止
用ダイオード、［Ｖはインバータ、Ｍはインバータの交
流側負荷である。そして、木場電池Ｂの発１Ｉｉｉ力が
負荷の消費電力に満たない場合、即ちカ行運転の場合に
は、制御整流回路ＲＣは昇圧型チョブパー回路として動
作し、単相商用電源ＰＳの出力電圧をｅ　＝Ｅｓ＋ｎωｔとする時、２ｎｇ＜ωｔ＜（２ｎ＋ｌ）ｚの場合には、ｖｌ＞ｅ＞
Ｏ・・・・・・（１）（２ｎ＋１）π＜ωｔ＜２（ｎ＋１）πの場合に、０＞
ｅ＞ｖ２・・・・・・（２）（但しｎ＝ｏ、１，２．・・・・・・）となる。ここで
、ｖｌ及びｖ２はそれぞれコンデンサＣＩ、Ｃ２の端子
電圧である。つまり、制御整流回路ＲＣが式（１）、　
（２）を満足させるように昇圧型チョッパー回路として
十分に作動するとき、単相商用電源ＰＳの出力電流波形
ｉは第５図の（ａ）のように正弦波となり、それに対応
する電圧ｅ。

ｖｌ、ｖ２の各波形は第５図（ｂ）のようになる。

なお、Δｖ＝ｖｌ−ｖ２の波形を示している。

（ハ）発明が解決しようとする課題しかしながら、コンデンサＣＩ、Ｃ２の容量が小さい場
合や負荷の状態が変化すると、第６図（ａ）及び第６図
（ｂ）に示すように、カ行運転時に式（１）及び（２）
を満足しない期間、つまり制御整流回路ＲＣが昇圧型チ
ジッパー回路として動作せずダイオードＤＩまたはダイ
オードＤ４が導通ずる期間Ｔを生じ、電流ｉの波形が正
弦波ではなく、ひずみ波となる。

このような現象によって商用電源の電流波形がひずむと
、商用電源に接続される他の機器に異音や振動あるいは
焼損といった高調波障害を及ぼすという問題があった。

なお、上記したような電流ｉの波形がひずみ波となるの
を制御するために、ＰＬＬによる位相制御回路を含む回
路により制御整流回路を＃御し、商用電源から整流手段
へ入力される電流を商用電源電圧に対して進み位相にし
てひずみのない波形に保つ方法も考えられた。しかしな
がら上記回路は複雑となり、また、ＰＬＬによる位相制
御回路が商用波数の低周波領域で動作するために応答速
度が遅くなり、さらに負荷の急変など過渡的な変動に対
してＰＬＬが不安定になるといった問題があった。

（ニ）課題を解決するための手段この発明は、２つの整流素子と２つのコンデンサとから
なり、リアクトルを介して単相交流電源に接続され、負
荷に直流電力を供給する全波倍電圧整流回路と、２つの整流素子のそれぞれに並列接続される半導体スイ
ッチング素子と、単相交流電源の電圧の基本波成分と同相の正弦波電圧を
抽出するフィルタ回路と、２つのコンデンサの接続点における電圧を抽出された正
弦波電圧に加算する加算回路と、加算回路から出力され
る単相交流電圧より進み位相の電流基準信号に基づいて
、単相交流電源の電流がひずみ波形となるのを抑制すべ
くそれぞれの半導体スイッチング素子を制御する制御回
路と、を具備することを特徴とする電力変換装置である
。

（ホ）作用フィルタ回路が抽出した単相交流電源の電圧の基本波成
分と同相の正弦波電圧に加算回路にて、２つのコンデン
サの接続点における電圧（以下中点電圧と記す）を加算
すると、単相交流電圧より進み位相の電流基準信号が得
られる。ここで、中点電圧について第２図にて説明する
。

同図において、単相交流電源の電圧を８１電流の内コン
デンサＣ２を経路として流れる分をｉｌ、またコンデン
サＣ１を経由して流れる分をｌｌｑ直流直流負荷電流を
ｉとし、直流負荷電圧の１７２の点をコモン電位＝０（
Ｖ）としてそれぞれのコンデンサＣＩ、Ｃ２の端子電圧
ｖｌ　ｒ　ｖｔを取り扱うと、各電流は、それぞれのコ
ンデンサＣＩ、Ｃ２のコンデンサ容量ｃ、、ｃ、と電圧
から次の関係がある。

ここで、単相交流電源の電流が、電力変換装置の制御動
作により正弦波に保たれているとすればその電流ｉｃは
、Ｉ　ｃ＝＋＋−Ｌ＝Ｉｃ　ｓｉｎ　ωｔ−−−−−−Ｃ
２−３）（ｒ　ｃ　；波高値）となる。

通常の場合コンデンサＣＩ、Ｃ２は、同容量に選定され
るから、Ｃ，＝Ｃ，＝Ｃとすると、（２−１）　−（２−２）式より、変形して従って、中点電圧は、ｖ　、＋　Ｖ！＝　−−１ａ　ｃｏｓωｔ　・・・・・
・（２−６）となり、単相交流電源の電流のみに依存し
、直流電源から電流の大きさ、言い替えれば直流電圧−
定制御が成されている場合の直流電力の大きさに無関係
である。

従って上記のフィルタ回路が抽出した正弦波電圧に（２
−６）式で示される中点電圧を減算すれば、単相交流電
圧より進み位相の電流基準信号が得られる。しかも、中
点電圧は、直流負荷電圧一定制御による、単相交流電源
の電流振幅に比例して変化するから直流負荷電力の増加
に比例して進み位相角が変化する。

そして上記電流基準信号に基づいて、制御回路はそれぞ
れのスイッチング素子を制御するので、単相交流電源の
電流の波形は正弦波に保たれる。

（へ）実施例以下、図面に示す実施例に基づいて、この発明を詳述す
る。これによって、この発明が限定されるものではない
。

第１図はこの発明の一実施例を示す電気回路図であり、
！は単相交流電源、２はリアクトル、３゜４は整流素子
であるダイオード、５，６はコンデンサ、７はダイオー
ド３．４及びコンデンサ５゜６によって構成される全波
倍電圧整流回路であり、ダイオード３．４にはそれぞれ
並列に半導体スイッチング素子であるトランジスタ８，
９が接続され、それによって制御整流回路７ユが構成さ
れる。制ｇＩＪ整流回路７ａの出力端には、列えば家庭
用空調装置のコンプレッサモータ駆動のインバータなど
の比較的消費電力の大きい負荷ＩＯが接続される。

１１はトランジスタ８，９の０Ｎ１０ＦＦを制御する制
御回路で、誤差増幅器１２、掛算器１３、ヒステリシス
コンパレータＩ４、パルス整形回路１５およびアイソレ
ージジンアンプ１６．１７とで構成される。誤差増幅器
１２は、その一方の入力端に印加される、コンデンサ５
の正極の電圧つまりは負荷電圧を分圧器１８にて分圧し
た負荷電圧検出信号と他方の入力端に印加される直流基
準電圧Ｖ　ｒｅｒとの偏差を増幅し、掛算器１３の一方
の入力端に印加する。掛算器！３の他方の入力端には、
後述する、単相交流電源ｌの電圧より進み位相の電流基
準信号５ｒｅｒが入力される。ヒステリシスコンパレー
タ１４は掛算器Ｉ３の出力信号と単相交流電源！の電流
を適当なレベルに変換して出力する電流変成器１９の出
力信号とを比較し、ＰＷＭ（／＜ルス幅変調）パルスを
パルス整形回路１５へ出力する。パルス整形回路１５か
ら出力されるパルスは、それぞれのアイソレーションア
ンプ１６．１７を介してそれぞれのトランジスタ８゜９
のベースに印加される。

２０はフィルタ回路であるバンドパスフィルタで、単相
交流電源１の電圧の基本波成分と同位相の正弦波電圧を
抽出し、抵抗２１．２２からなる加算回路２３へ出力す
る。加算回路２３の抵抗２２には、負荷電圧を抵抗分圧
器２４にて等分した電圧が印加される。加算回路２３は
、掛算器１３の他方の入力端にその出力端が接続されて
いる。つまり、上記の電流基準信号Ｓ　ｒｅｒは加算回
路２３によって、バンドパスフィルタ２０から出力され
る正弦波電圧に、コンデンサ５．６の両端電圧の１／２
分圧点の電圧を加算して得られるものである。したがっ
て掛算器１３の出力する出力信号は、加算回路２３が出
力する電流基準信号Ｓ　ｒｅ「を誤差増幅器！２の直流
信号で振幅変調されることになる。

以上の構成において、制御整流回路７ａは、リアクトル
２とともに昇圧形チョッパー回路として動作する。この
昇圧形チョッパー回路としての動作は基本的には特開昭
８２−２２１０１４号公報ｌζ示されたものと同様であ
るが、この実施例においては、抵抗分圧器２４の出力は
コンデンサ５．６の接続点７ｂの電圧を基準とした場合
、余弦波電圧となり、単相交流電圧より位相角が９０度
進んでおり、したかって掛算器１３の出力信号ら同様に
進み位相の信号となる。これによってそれぞれのトラン
ジスタ８．９は、制御回路Ｉｆによってダイオード３ま
たはダイオード４が導通する期間を生じることなく相補
にＯＮ１０　Ｆ　Ｆされる。この結果、単相交流電源１
の電流は単相交流電圧に対し移相されて進み位相となり
、ひずみ波形とはならない。

第３図は、この実施例の移相効果について誤差増幅器１
２の最大出力を１．０として、その出力振幅を可変した
場合の、掛算器Ｉ３の出力信号が単相交流電源の電圧の
位相に対してなす位相差を示す。

ここで、ｋｌ、ｋ、は、加算回路２３の加算比率ツマリ
、バンドパスフィルタ２０の出力信号に抵抗分圧器２１
の出力信号を加え合わせる比率を高くした場合かに、で
あり、また低い場合かに２である。

（ト）発明の効果この発明によれば、単相交流電源の電流波形をひずませ
ろことなく、負荷に対して安定な直流電力を供給できる
電力変換装置が得られろ。また下記のような効果も奏す
るしのである。

（１）負荷電力が増加するのに伴って、電流の進み角度
が自動的に増加する制御が簡単な回路構成で安定に実現
できる。

（２）コンデンサの平均直流電圧のアンバランス電圧が
補正されるフィードバック制御ループが構成されるから
、偏りによるコンデンサのストレスか軽減され、商用電
源に対して偶数高調波電流を発生さけることがない。

【図面の簡単な説明】

第１図：よ二の発明の実施例を示す電気回路図、第２図
はこの発明における進み位相の１ｆ′ｔＬ基準信号につ
いての基本原理を説明するための電気回路図、第３図；
よ実音ρｊにおける動作特性を示すグラフ、第４図：！
従来例の電力変換装置の基本構成を示す電気回路図、第
５図及び第６図は第４図の各部の波形を示す波形図であ
る。第　１　閃 ■・・・・・・単相交ｔｌ’１Ｍ源、　　２・・・・・
・リアクトル、３．４・・・・・・ダイオード、５．６
・・・・・・コンデンサ、７・・・・・全波＠電圧整流
回路、８．９・・・・・・トランジスタ、１１・・・・・・＄
制御回路、２０・・・・・・バンドパスフィルタ、２３
・・・・・・加算回路。笥閃笥図

Claims

【特許請求の範囲】１、２つの整流素子と２つのコンデンサとからなり、リ
アクトルを介して単相交流電源に接続され、負荷に直流
電力を供給する全波倍電圧整流回路と、２つの整流素子のそれぞれに並列接続される半導体スイ
ッチング素子と、単相交流電源の電圧の基本波成分と同相の正弦波電圧を
抽出するフィルタ回路と、２つのコンデンサの接続点における電圧を抽出された正
弦波電圧に加算する加算回路と、加算回路から出力され
る単相交流電圧より進み位相の電流基準信号に基づいて
、単相交流電源の電流がひずみ波形となるのを抑制すべ
くそれぞれの半導体スイッチング素子を制御する制御回
路と、を具備することを特徴とする電力変換装置。