JPH10127046A - 昇圧形コンバータの制御回路 - Google Patents
昇圧形コンバータの制御回路Info
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- JPH10127046A JPH10127046A JP8277697A JP27769796A JPH10127046A JP H10127046 A JPH10127046 A JP H10127046A JP 8277697 A JP8277697 A JP 8277697A JP 27769796 A JP27769796 A JP 27769796A JP H10127046 A JPH10127046 A JP H10127046A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧形コンバータの出力電圧を過昇圧するこ
となく、しかも電源電流を正弦波化することを確保しつ
つ良好な整流をする。 【解決手段】 整流回路の出力を昇圧チョッパ（Ｌ1,Ｑ
1,Ｄ1 ）にて多パルス化して通電し、コンデンサＣ1 に
て平滑することにより、電源電流の正弦波化を確保しつ
つ整流ができる。スイッチング素子Ｑ1 のＯＮ・ＯＦＦ
制御は専用ＩＣ４１にて行う。この場合、出力電圧Ｖ0
に検出入力電圧Ｖs を加味して求めた補正検出電圧Ｖ0
* を、専用ＩＣ４１に入力する。このため、入力電圧が
小さいときには、出力電圧Ｖ0 を小さくすることがで
き、過昇圧を防止できる。
となく、しかも電源電流を正弦波化することを確保しつ
つ良好な整流をする。 【解決手段】 整流回路の出力を昇圧チョッパ（Ｌ1,Ｑ
1,Ｄ1 ）にて多パルス化して通電し、コンデンサＣ1 に
て平滑することにより、電源電流の正弦波化を確保しつ
つ整流ができる。スイッチング素子Ｑ1 のＯＮ・ＯＦＦ
制御は専用ＩＣ４１にて行う。この場合、出力電圧Ｖ0
に検出入力電圧Ｖs を加味して求めた補正検出電圧Ｖ0
* を、専用ＩＣ４１に入力する。このため、入力電圧が
小さいときには、出力電圧Ｖ0 を小さくすることがで
き、過昇圧を防止できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、昇圧形コンバータ
の制御回路に関し、電源電流の正弦波化を確保しつつ、
出力電圧を過昇圧することなく整流ができるように工夫
したものであり、汎用インバータの交流／直流変換回路
（整流回路、コンバータ回路）等に利用して好適なもの
である。
の制御回路に関し、電源電流の正弦波化を確保しつつ、
出力電圧を過昇圧することなく整流ができるように工夫
したものであり、汎用インバータの交流／直流変換回路
（整流回路、コンバータ回路）等に利用して好適なもの
である。
【０００２】
【従来の技術】汎用インバータ装置は、コンバータ（整
流回路）とインバータと制御回路を主要構成としてい
る。このような汎用インバータ装置に内蔵した整流回路
に限らず、一般に、整流回路としては、図２に示すよう
な、コンデンサインプット形の整流回路０１が多用され
ている。
流回路）とインバータと制御回路を主要構成としてい
る。このような汎用インバータ装置に内蔵した整流回路
に限らず、一般に、整流回路としては、図２に示すよう
な、コンデンサインプット形の整流回路０１が多用され
ている。
【０００３】コンデンサインプット形整流回路０１は、
図２に示すように、ダイオードブリッジ整流回路０２
と、突入電流防止回路０３と、コンデンサ０４とで構成
されており、交流電源（商用電源）０５から受けた交流
を整流して直流を出力する。このコンデンサインプット
形整流回路０１は、回路構成が簡単で且つ安価であり、
しかも、制御が不要であるというメリットを有してい
る。
図２に示すように、ダイオードブリッジ整流回路０２
と、突入電流防止回路０３と、コンデンサ０４とで構成
されており、交流電源（商用電源）０５から受けた交流
を整流して直流を出力する。このコンデンサインプット
形整流回路０１は、回路構成が簡単で且つ安価であり、
しかも、制御が不要であるというメリットを有してい
る。
【０００４】ただし、コンデンサインプット形整流回路
０１を用いると、交流電源０５の電流、つまり交流電源
０５から整流回路０２に入力する入力電流（整流器交流
側の電流）が正弦波とならず大きな高調波成分を含む電
流となる。整流器交流側の電流に含まれる高調波成分
は、交流電源０５に接続されている他の負荷や電気機器
に対して、熱損失を増大させたり、共振現象を起こした
りして、ときにはそれらの機器を損傷（加熱、焼損）す
るなどの悪影響を及ぼす。このような高調波障害は、近
年大きな問題となっている。
０１を用いると、交流電源０５の電流、つまり交流電源
０５から整流回路０２に入力する入力電流（整流器交流
側の電流）が正弦波とならず大きな高調波成分を含む電
流となる。整流器交流側の電流に含まれる高調波成分
は、交流電源０５に接続されている他の負荷や電気機器
に対して、熱損失を増大させたり、共振現象を起こした
りして、ときにはそれらの機器を損傷（加熱、焼損）す
るなどの悪影響を及ぼす。このような高調波障害は、近
年大きな問題となっている。
【０００５】なお、突入電流防止回路０３は、図３に示
すように、電磁接触器（またはパワーリレー等）ＭＣと
抵抗Ｒとで構成されている。この突入電流防止回路０３
では、電源投入時には、電磁接触器ＭＣの接点ＭＣ−１
はＯＦＦ（開放状態）となっており、コンデンサ０４へ
の充電電流は、抵抗Ｒを通して流れるので、突入電流は
抵抗Ｒにて制限される。コンデンサ０４への充電が完了
すると、電磁接触器ＭＣの励磁コイルＭＣ−２に電圧を
印加し接点ＭＣ−１をＯＮ（短絡）する。通常運転時は
接点ＭＣ−１のＯＮ状態を保持しているので、電流は電
磁接触器ＭＣを通して流れ、抵抗Ｒには流れず抵抗Ｒで
の損失は発生しない。
すように、電磁接触器（またはパワーリレー等）ＭＣと
抵抗Ｒとで構成されている。この突入電流防止回路０３
では、電源投入時には、電磁接触器ＭＣの接点ＭＣ−１
はＯＦＦ（開放状態）となっており、コンデンサ０４へ
の充電電流は、抵抗Ｒを通して流れるので、突入電流は
抵抗Ｒにて制限される。コンデンサ０４への充電が完了
すると、電磁接触器ＭＣの励磁コイルＭＣ−２に電圧を
印加し接点ＭＣ−１をＯＮ（短絡）する。通常運転時は
接点ＭＣ−１のＯＮ状態を保持しているので、電流は電
磁接触器ＭＣを通して流れ、抵抗Ｒには流れず抵抗Ｒで
の損失は発生しない。
【０００６】上述した高調波電流を抑制するため、交流
電源０５の交流電流（整流器交流側の電流）を正弦波化
する回路方式が各種提案されている。その基本的な方式
の１つとして、図４に示す様な、昇圧形の単相コンバー
タ方式の整流回路（昇圧形単相コンバータ）１０があ
る。
電源０５の交流電流（整流器交流側の電流）を正弦波化
する回路方式が各種提案されている。その基本的な方式
の１つとして、図４に示す様な、昇圧形の単相コンバー
タ方式の整流回路（昇圧形単相コンバータ）１０があ
る。
【０００７】昇圧形単相コンバータ１０は、昇圧形チョ
ッパの原理で動作してＰＷＭインバータのように多パル
ス化して電流を流す主回路２０と、スイッチング制御を
する制御回路３０とで構成されている。
ッパの原理で動作してＰＷＭインバータのように多パル
ス化して電流を流す主回路２０と、スイッチング制御を
する制御回路３０とで構成されている。
【０００８】主回路２０は、ダイオードブリッジ整流回
路２１と、リアクトルＬ1 と、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバ
イポーラ型トランジスタ）で構成したスイッチング素子
Ｑ1と、ダイオードＤ1 と、平滑用のコンデンサＣ
1 と、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 とで構成されている。
路２１と、リアクトルＬ1 と、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバ
イポーラ型トランジスタ）で構成したスイッチング素子
Ｑ1と、ダイオードＤ1 と、平滑用のコンデンサＣ
1 と、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 とで構成されている。
【０００９】このうち、リアクトルＬ1 とスイッチング
素子Ｑ1 とダイオードＤ1 により、昇圧チョッパが構成
されている。このため、制御回路３０の制御（制御手法
の詳細は後述する）により、スイッチング素子Ｑ1 をＯ
Ｎ（導通状態）にしているときには、リアクトルＬ1 に
電磁エネルギーが蓄えられる。
素子Ｑ1 とダイオードＤ1 により、昇圧チョッパが構成
されている。このため、制御回路３０の制御（制御手法
の詳細は後述する）により、スイッチング素子Ｑ1 をＯ
Ｎ（導通状態）にしているときには、リアクトルＬ1 に
電磁エネルギーが蓄えられる。
【００１０】スイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦ（遮断状
態）になると、リアクトルＬ1 に逆起電力が発生し極性
が反転して、リアクトルＬ1 のエネルギーが放出され
る。つまり、スイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦの期間で
は、整流回路２１の電圧とリアクトルＬ1 の出す電圧が
加わって、ダイオードＤ1 を通して電圧が出力される。
しかも、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数を
１０ｋＨｚとし、入力電圧に応じて多パルス化して電流
を流すことにより、整流回路交流側の電流を正弦波化し
ているのである。なお、ダイオードＤ1 から出力された
電圧はコンデンサＣ1により平滑されて直流の出力電圧
Ｖｏとなる。
態）になると、リアクトルＬ1 に逆起電力が発生し極性
が反転して、リアクトルＬ1 のエネルギーが放出され
る。つまり、スイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦの期間で
は、整流回路２１の電圧とリアクトルＬ1 の出す電圧が
加わって、ダイオードＤ1 を通して電圧が出力される。
しかも、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数を
１０ｋＨｚとし、入力電圧に応じて多パルス化して電流
を流すことにより、整流回路交流側の電流を正弦波化し
ているのである。なお、ダイオードＤ1 から出力された
電圧はコンデンサＣ1により平滑されて直流の出力電圧
Ｖｏとなる。
【００１１】制御回路３０は、電圧誤差増幅器Ａ1 と、
乗算器３１と、電流誤差増幅器Ａ2と、コンパレータＣ
Ｐと、発振器３２等で構成されている。
乗算器３１と、電流誤差増幅器Ａ2と、コンパレータＣ
Ｐと、発振器３２等で構成されている。
【００１２】電圧誤差増幅器Ａ1 は、出力電圧（直流）
Ｖ0 を抵抗Ｒ2 , Ｒ3 にて分圧した検出出力電圧（直
流）Ｖ0'と、基準電圧（直流）Ｖref とが入力され、両
電圧Ｖ 0'、Ｖref との差である誤差電圧（直流）Ｖe を
出力する。乗算器３１は、整流回路２１にて整流されて
整流波形（脈流）となっている入力電圧の値を示す検出
入力電圧Ｖs と、誤差電圧（直流）Ｖe とが入力され、
両電圧Ｖs 、Ｖe を乗算して基準電流Ｉref を出力す
る。この基準電流Ｉref の波形は、検出入力電圧Ｖs の
波形（整流波形）に対応した波形（脈流）となってい
る。
Ｖ0 を抵抗Ｒ2 , Ｒ3 にて分圧した検出出力電圧（直
流）Ｖ0'と、基準電圧（直流）Ｖref とが入力され、両
電圧Ｖ 0'、Ｖref との差である誤差電圧（直流）Ｖe を
出力する。乗算器３１は、整流回路２１にて整流されて
整流波形（脈流）となっている入力電圧の値を示す検出
入力電圧Ｖs と、誤差電圧（直流）Ｖe とが入力され、
両電圧Ｖs 、Ｖe を乗算して基準電流Ｉref を出力す
る。この基準電流Ｉref の波形は、検出入力電圧Ｖs の
波形（整流波形）に対応した波形（脈流）となってい
る。
【００１３】電流誤差増幅器Ａ2 は、主回路２０に流れ
る電流（昇圧形単相コンバータの出力電流に相当する電
流）の値を抵抗Ｒ1 を利用して検出した検出電流Ｉ
d と、基準電流Ｉref とが入力され、両電流Ｉd,、Ｉ
ref との差である誤差電流Ｉe を出力する。発振器３２
は鋸歯状の発振電流Ｉh を出力する。
る電流（昇圧形単相コンバータの出力電流に相当する電
流）の値を抵抗Ｒ1 を利用して検出した検出電流Ｉ
d と、基準電流Ｉref とが入力され、両電流Ｉd,、Ｉ
ref との差である誤差電流Ｉe を出力する。発振器３２
は鋸歯状の発振電流Ｉh を出力する。
【００１４】ＰＷＭコンパレータＣＰは、誤差電流Ｉe
と発振電流Ｉh とを比較し、 Ｉe ＞Ｉh のときにはスイッチング素子Ｑ1 をＯＮと
する。このとき、リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄えら
れる。 Ｉe ＜Ｉh のときには、スイッチング素子Ｑ1 をＯＦ
Ｆとする。このとき、リアクトルＬ1 に蓄えられていた
エネルギーが放出される。
と発振電流Ｉh とを比較し、 Ｉe ＞Ｉh のときにはスイッチング素子Ｑ1 をＯＮと
する。このとき、リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄えら
れる。 Ｉe ＜Ｉh のときには、スイッチング素子Ｑ1 をＯＦ
Ｆとする。このとき、リアクトルＬ1 に蓄えられていた
エネルギーが放出される。
【００１５】発振電流Ｉh の周波数は１０ｋＨｚと高速
であるため、スイッチング素子Ｑ1のＯＮ・ＯＦＦも高
速で行われる。このため、検出電流Ｉd が基準電流Ｉ
ref より大きくなったときには、単位時間当たりにおい
てスイッチング素子Ｑ1 がＯＮとなる時間割合が多くな
り、リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄えられ、検出電流
Ｉd が減少して基準電流Ｉref に近づく。また、検出電
流Ｉd が基準電流Ｉrefより小さくなったときには、単
位時間当たりにおいてスイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦと
なる時間割合が多くなり、リアクトルＬ1 からエネルギ
ーが放出され、検出電流Ｉd が増加して基準電流Ｉref
に近づく。
であるため、スイッチング素子Ｑ1のＯＮ・ＯＦＦも高
速で行われる。このため、検出電流Ｉd が基準電流Ｉ
ref より大きくなったときには、単位時間当たりにおい
てスイッチング素子Ｑ1 がＯＮとなる時間割合が多くな
り、リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄えられ、検出電流
Ｉd が減少して基準電流Ｉref に近づく。また、検出電
流Ｉd が基準電流Ｉrefより小さくなったときには、単
位時間当たりにおいてスイッチング素子Ｑ1 がＯＦＦと
なる時間割合が多くなり、リアクトルＬ1 からエネルギ
ーが放出され、検出電流Ｉd が増加して基準電流Ｉref
に近づく。
【００１６】上述した制御をすることにより、検出電流
Ｉd は、基準となる検出入力電圧Ｖ d に追随して流れる
ことになる（図５参照）。このため、電源電流を正弦波
化することができるのである。
Ｉd は、基準となる検出入力電圧Ｖ d に追随して流れる
ことになる（図５参照）。このため、電源電流を正弦波
化することができるのである。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】図４のような回路構成
を実現すると、図２の回路と比較して明らかなように、
オペアンプ、コンパレータ、発信器等の電子部品が必要
となる。したがって、部品点数の増大、コストアップ等
が問題となる。
を実現すると、図２の回路と比較して明らかなように、
オペアンプ、コンパレータ、発信器等の電子部品が必要
となる。したがって、部品点数の増大、コストアップ等
が問題となる。
【００１８】また、図４の回路では動作原理上、出力電
圧Ｖo は入力の電源電圧より高くなる。したがって、出
力電圧Ｖo は電源電圧変動の最大値より高くなるように
制御されなければならない。つまり、実際には入力電圧
が低い状態でも、必要以上に出力電圧が高くなるように
制御される。このような状態では直流電圧（出力電圧Ｖ
o ）が高いので、主回路部品（コンバータ部、平滑コン
デンサ、インバータ部）に加わるストレスが大きくな
り、信頼性、寿命の点からは好ましくない。
圧Ｖo は入力の電源電圧より高くなる。したがって、出
力電圧Ｖo は電源電圧変動の最大値より高くなるように
制御されなければならない。つまり、実際には入力電圧
が低い状態でも、必要以上に出力電圧が高くなるように
制御される。このような状態では直流電圧（出力電圧Ｖ
o ）が高いので、主回路部品（コンバータ部、平滑コン
デンサ、インバータ部）に加わるストレスが大きくな
り、信頼性、寿命の点からは好ましくない。
【００１９】本発明は、上記従来技術に鑑み、部品数が
少なく、入力電圧に対して出力電圧を必要以上に高くす
る必要のない昇圧形コンバータの制御回路を提供するこ
とを目的とする。
少なく、入力電圧に対して出力電圧を必要以上に高くす
る必要のない昇圧形コンバータの制御回路を提供するこ
とを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明の構成は、整流回路と、リアクトルとスイッチング素
子とダイオードとでなりスイッチング素子のＯＮ・ＯＦ
Ｆ動作により前記整流回路から入力される電圧を昇圧す
る昇圧チョッパと、昇圧チョッパからの出力を平滑する
コンデンサとで構成した昇圧形コンバータの、前記スイ
ッチング素子のＯＮ・ＯＦＦを制御する制御回路であっ
て、前記整流回路から前記昇圧チョッパに入力される入
力電圧を検出して検出入力電圧を求める分圧抵抗と、前
記コンデンサから出力される出力電圧を検出して検出出
力電圧を求める出力電圧検出手段と、検出出力電圧の値
を、検出入力電圧の値に応じて補正して補正検出出力電
圧とする出力電圧補正手段と、前記昇圧コンバータの出
力電流に相当する値の検出電流と、前記検出入力電圧
と、前記補正検出出力電圧が入力されると、検出電流の
波形を検出入力電圧の波形に追随させるように前記スイ
ッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ制御をする専用ＩＣとで構
成したことを特徴とする。
明の構成は、整流回路と、リアクトルとスイッチング素
子とダイオードとでなりスイッチング素子のＯＮ・ＯＦ
Ｆ動作により前記整流回路から入力される電圧を昇圧す
る昇圧チョッパと、昇圧チョッパからの出力を平滑する
コンデンサとで構成した昇圧形コンバータの、前記スイ
ッチング素子のＯＮ・ＯＦＦを制御する制御回路であっ
て、前記整流回路から前記昇圧チョッパに入力される入
力電圧を検出して検出入力電圧を求める分圧抵抗と、前
記コンデンサから出力される出力電圧を検出して検出出
力電圧を求める出力電圧検出手段と、検出出力電圧の値
を、検出入力電圧の値に応じて補正して補正検出出力電
圧とする出力電圧補正手段と、前記昇圧コンバータの出
力電流に相当する値の検出電流と、前記検出入力電圧
と、前記補正検出出力電圧が入力されると、検出電流の
波形を検出入力電圧の波形に追随させるように前記スイ
ッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ制御をする専用ＩＣとで構
成したことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を図面
に基づき詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態に
かかる昇圧形単相コンバータの主回路と制御回路を示す
ブロック図である。なお、従来技術と同一機能を果たす
部分には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
に基づき詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態に
かかる昇圧形単相コンバータの主回路と制御回路を示す
ブロック図である。なお、従来技術と同一機能を果たす
部分には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
【００２２】昇圧形単相コンバータの主回路２０及び、
交流電源０５の構成自体は、図４に示す従来のものと同
一である。本実施の形態では制御回路４０に工夫をして
いる。
交流電源０５の構成自体は、図４に示す従来のものと同
一である。本実施の形態では制御回路４０に工夫をして
いる。
【００２３】制御回路４０は、専用ＩＣ４１と出力電圧
検出手段４２と出力電圧補正手段４３と分圧抵抗ｒ1 ，
ｒ2 で構成されている。
検出手段４２と出力電圧補正手段４３と分圧抵抗ｒ1 ，
ｒ2 で構成されている。
【００２４】専用ＩＣ４１は、電圧制御用の誤差増幅器
や、ＰＷＭ制御のための発振器、コンパレータ等、図４
の制御回路３０と同様の内容の制御機能を有する他、過
電圧、過電流等の保護回路も内蔵している。このような
専用ＩＣ４１は、既に比較的安価で市販されており、主
に小容量の用途で使用されている。
や、ＰＷＭ制御のための発振器、コンパレータ等、図４
の制御回路３０と同様の内容の制御機能を有する他、過
電圧、過電流等の保護回路も内蔵している。このような
専用ＩＣ４１は、既に比較的安価で市販されており、主
に小容量の用途で使用されている。
【００２５】この専用ＩＣ４１には、検出入力電圧Ｖs
と、検出電流Ｉd と、補正検出出力電圧Ｖ0 * が入力さ
れる。なお、補正検出出力電圧Ｖ0 * については後述す
る。この専用ＩＣ４１は、図４の制御回路３０と同様な
制御動作をする。つまり、専用ＩＣは、補正検出出力電
圧Ｖ0 * と内蔵した基準電圧との誤差値を、検出入力電
圧Ｖs に乗算して基準電流を求め、この基準電流と検出
電流Ｉd との差である誤差電流を求める。さらに、誤差
電流と発振電流とをＰＷＭコンパレータ比較して、スイ
ッチング素子Ｑ1 をＯＮ・ＯＦＦ制御する。
と、検出電流Ｉd と、補正検出出力電圧Ｖ0 * が入力さ
れる。なお、補正検出出力電圧Ｖ0 * については後述す
る。この専用ＩＣ４１は、図４の制御回路３０と同様な
制御動作をする。つまり、専用ＩＣは、補正検出出力電
圧Ｖ0 * と内蔵した基準電圧との誤差値を、検出入力電
圧Ｖs に乗算して基準電流を求め、この基準電流と検出
電流Ｉd との差である誤差電流を求める。さらに、誤差
電流と発振電流とをＰＷＭコンパレータ比較して、スイ
ッチング素子Ｑ1 をＯＮ・ＯＦＦ制御する。
【００２６】本実施の形態の大きな特徴は、出力電圧検
出手段４２と、出力電圧補正手段４３にある。これらの
構成・作用について次に説明する。
出手段４２と、出力電圧補正手段４３にある。これらの
構成・作用について次に説明する。
【００２７】出力電圧検出手段４２は、固定抵抗ｒ3 と
可動抵抗ｒ4 とで構成されており、出力電圧Ｖ0 に相当
する（分圧した）検出出力電圧Ｖ0 ’を出力する。な
お、可動抵抗ｒ4 の代わりに、電子トリマー（ディジタ
ル制御ポテンショメータ）を用いてもよい。このように
すれば、検出入力電圧Ｖｓに応じて電子トリマーのタッ
プ位置をディジタル制御することにより、抵抗値
（ｒ4 ）を変化させて検出出力電圧Ｖ0 ’の値を補正す
ることができる
可動抵抗ｒ4 とで構成されており、出力電圧Ｖ0 に相当
する（分圧した）検出出力電圧Ｖ0 ’を出力する。な
お、可動抵抗ｒ4 の代わりに、電子トリマー（ディジタ
ル制御ポテンショメータ）を用いてもよい。このように
すれば、検出入力電圧Ｖｓに応じて電子トリマーのタッ
プ位置をディジタル制御することにより、抵抗値
（ｒ4 ）を変化させて検出出力電圧Ｖ0 ’の値を補正す
ることができる
【００２８】出力電圧補正手段４３は、検出出力電圧Ｖ
0 ’の値を、検出入力電圧Ｖs の値に応じて補正して、
補正検出出力電圧Ｖ0 * を出力する。つまり、例えば、
検出出力電圧Ｖ0 ’に変数を乗算して補正検出出力電圧
Ｖ0 * を求めるようにし、しかも、前記変数の値は検出
入力電圧Ｖs の値に比例させるようにしている。したが
って、検出入力電圧Ｖs が小さいときには補正検出出力
電圧Ｖ0 * が小さくなり、検出入力電圧Ｖs が大きいと
きには補正検出出力電圧Ｖ0 * が大きくなる。
0 ’の値を、検出入力電圧Ｖs の値に応じて補正して、
補正検出出力電圧Ｖ0 * を出力する。つまり、例えば、
検出出力電圧Ｖ0 ’に変数を乗算して補正検出出力電圧
Ｖ0 * を求めるようにし、しかも、前記変数の値は検出
入力電圧Ｖs の値に比例させるようにしている。したが
って、検出入力電圧Ｖs が小さいときには補正検出出力
電圧Ｖ0 * が小さくなり、検出入力電圧Ｖs が大きいと
きには補正検出出力電圧Ｖ0 * が大きくなる。
【００２９】このように本実施の形態では、出力電圧検
出手段４２により得られる現在の出力電圧Ｖ0 の情報
（検出出力電圧Ｖ0 ’） に、現在の入力電圧の情報
（検出入力電圧Ｖs ）を加味して、補正した補正検出出
力電圧Ｖ0 * を得る。これにより、入力電圧に応じた出
力電圧Ｖ0 を得ることができ、主回路素子の電圧ストレ
スを軽減することができる。
出手段４２により得られる現在の出力電圧Ｖ0 の情報
（検出出力電圧Ｖ0 ’） に、現在の入力電圧の情報
（検出入力電圧Ｖs ）を加味して、補正した補正検出出
力電圧Ｖ0 * を得る。これにより、入力電圧に応じた出
力電圧Ｖ0 を得ることができ、主回路素子の電圧ストレ
スを軽減することができる。
【００３０】つまり、昇圧形コンバータの場合、設計
上、出力電圧Ｖ0 の設定は電源電圧変動の最大値におい
ても不安定動作とならないように高い値に決められる。
そこで従来のように（図４）、検出出力電圧Ｖ0 ’が抵
抗分圧による一定値の場合は、電源電圧（入力電圧）が
低い時でも電源電圧変動最大値を基準にして設定した高
い値に出力電圧Ｖ0 は制御される。しかし、本実施の形
態では、入力電圧が小さいときには補正検出出力電圧Ｖ
0 * を下げ、ひいては出力電圧Ｖ0 の値を小さくするこ
とができるのである。
上、出力電圧Ｖ0 の設定は電源電圧変動の最大値におい
ても不安定動作とならないように高い値に決められる。
そこで従来のように（図４）、検出出力電圧Ｖ0 ’が抵
抗分圧による一定値の場合は、電源電圧（入力電圧）が
低い時でも電源電圧変動最大値を基準にして設定した高
い値に出力電圧Ｖ0 は制御される。しかし、本実施の形
態では、入力電圧が小さいときには補正検出出力電圧Ｖ
0 * を下げ、ひいては出力電圧Ｖ0 の値を小さくするこ
とができるのである。
【００３１】
【発明の効果】本発明では、汎用インバータ等に用いる
昇圧形コンバータ回路の制御回路に、制御機能や保護機
能を内蔵した市販されている専用ＩＣを用いることによ
り、比較的安価で信頼性の高い電源高周波抑制対策を実
施することができる。
昇圧形コンバータ回路の制御回路に、制御機能や保護機
能を内蔵した市販されている専用ＩＣを用いることによ
り、比較的安価で信頼性の高い電源高周波抑制対策を実
施することができる。
【００３２】専用ＩＣの前段に出力電圧補正手段を設け
ることにより、入力電圧に対して不必要に出力電圧を高
くする必要がなくなり、主回路部品の電圧ストレスを軽
減し、長寿命化、高信頼性を得ることができる。
ることにより、入力電圧に対して不必要に出力電圧を高
くする必要がなくなり、主回路部品の電圧ストレスを軽
減し、長寿命化、高信頼性を得ることができる。
【図１】本発明の実施の形態を示す回路図。
【図２】コンデンサインプット形整流回路を示す回路
図。
図。
【図３】突入電流防止回路を示す回路図。
【図４】従来の昇圧形単相コンバータを示す回路図。
【図５】検出入力電圧と検出電流との関係を模式的に示
す波形図。
す波形図。
０１ コンデンサインプット形整流回路 ０２ ダイオードブリッジ整流回路 ０３ 突入電流防止回路 ０４ コンデンサ ０５ 交流電源 １０ 昇圧形単相コンバータ ２０ 主回路 ２１ ダイオードブリッジ整流回路 ３０ 制御回路 ３１ 乗算器 ３２ 発振器 ４０ 制御回路 ４１ 専用ＩＣ ４２ 出力電圧検出手段 ４３ 出力電圧補正手段 ｒ1,ｒ2 分圧抵抗 Ａ1 電圧誤差増幅器 Ａ2 電流誤差増幅器 ＣＰ ＰＷＭコンパレータ Ｌ1 リアクトル Ｑ1 スイッチング素子 Ｄ1 ダイオード Ｃ1 コンデンサ Ｒ1,Ｒ2,Ｒ3 抵抗 Ｖ0 出力電圧 Ｖ0 ’検出出力電圧 Ｖ0 * 補正検出出力電圧 Ｖref 基準電圧 Ｖs 検出入力電圧 Ｖe 誤差電圧 Ｉd 検出電流 Ｉref 基準電流 Ｉe 誤差電流 Ｉh 発振電流
Claims (1)
- 【請求項１】 整流回路と、リアクトルとスイッチング
素子とダイオードとでなりスイッチング素子のＯＮ・Ｏ
ＦＦ動作により前記整流回路から入力される電圧を昇圧
する昇圧チョッパと、昇圧チョッパからの出力を平滑す
るコンデンサとで構成した昇圧形コンバータの、前記ス
イッチング素子のＯＮ・ＯＦＦを制御する制御回路であ
って、 前記整流回路から前記昇圧チョッパに入力される入力電
圧を検出して検出入力電圧を求める分圧抵抗と、 前記コンデンサから出力される出力電圧を検出して検出
出力電圧を求める出力電圧検出手段と、 検出出力電圧の値を、検出入力電圧の値に応じて補正し
て補正検出出力電圧とする出力電圧補正手段と、 前記昇圧コンバータの出力電流に相当する値の検出電流
と、前記検出入力電圧と、前記補正検出出力電圧が入力
されると、検出電流の波形を検出入力電圧の波形に追随
させるように前記スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ制御
をする専用ＩＣとで構成したことを特徴とする昇圧形コ
ンバータの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8277697A JPH10127046A (ja) | 1996-10-21 | 1996-10-21 | 昇圧形コンバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8277697A JPH10127046A (ja) | 1996-10-21 | 1996-10-21 | 昇圧形コンバータの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10127046A true JPH10127046A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=17587054
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8277697A Withdrawn JPH10127046A (ja) | 1996-10-21 | 1996-10-21 | 昇圧形コンバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10127046A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007228799A (ja) * | 2007-06-12 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | コンバータ装置 |
| EP1533886A3 (de) * | 2003-11-18 | 2007-12-26 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines Hochsetzstellers |
| JP2014096893A (ja) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | アクティブコンバータの制御装置およびその方法ならびにプログラム |
| WO2014132589A1 (en) * | 2013-02-28 | 2014-09-04 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | A power factor correction converter with current regulated output |
-
1996
- 1996-10-21 JP JP8277697A patent/JPH10127046A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1533886A3 (de) * | 2003-11-18 | 2007-12-26 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines Hochsetzstellers |
| JP2007228799A (ja) * | 2007-06-12 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | コンバータ装置 |
| JP4688846B2 (ja) * | 2007-06-12 | 2011-05-25 | 三菱電機株式会社 | コンバータ装置 |
| JP2014096893A (ja) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | アクティブコンバータの制御装置およびその方法ならびにプログラム |
| EP2731244A3 (en) * | 2012-11-08 | 2016-11-09 | Mitsubishi Heavy Industries, Ltd. | Controller for active converter, and method and program therefor |
| WO2014132589A1 (en) * | 2013-02-28 | 2014-09-04 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | A power factor correction converter with current regulated output |
| US8884548B2 (en) | 2013-02-28 | 2014-11-11 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Power factor correction converter with current regulated output |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040106 |