JPH0247937A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は受信機、特に、ユーザの腕に装着したＦＭ放送
副搬送波ページング受信機に関するものである。

（従来の技術） ラジオページングシステムは゛情報時代″社会の社会基
盤施設の一部分となりつつある。その使用は医者の召集
および緊急保守技術者に限定されなくなった。その代わ
りに、これらは総ての通信業務に実際上用いられるよう
になった。最近のラジオページングシステムの通常の用
途はパブリックアドレスページングによりオフィスペー
ジングおよび食料品のリストを仕事からの帰途の配偶者
に中継する場合が含まれるようになった。

以前はラジオページングシステムの特徴が局部的であっ
たため、地球上の任意の場所で新たなシステムによって
実際上瞬時区間通信が行われていた。この新たな地球上
のページング技術の例がガスキル等による米国特許第４
．７１３．８０８号明細書に記載されている。

ラジオページングシステムが実際に偏在するようになる
前は、個人のページング受信機に用いられる受信技術は
通常の、および、技術的な知識を改善する必要があった
。従来かかるページング受信機は箱状であり、ベルトに
クリップする必要があった。近年、ポケット型ページン
グ装置が開発されてきた。しかし、それでもこれらの用
途ではユーザは追加のアイテムを関４％者に知らせる必
要がある。

この場合に必要とされる両立性は、ページャを通常の電
子腕時計に組込むようにしたガスキルの特許に記載され
ている。この特許されたガスキルのシステムは従来のペ
ージング受信機よりも一層簡便ではあるが幾つかの技術
的な問題に直面している。

その１つは極めて低いレベルの信号を受信する場合であ
る。ガスキルのシステムの好適な例ではページング信号
を通常のＦＭ放送送信の副搬送波で符号化するようにし
ている。かかる放送の有効放射出力は極めて高い場合が
しばしばであり、腕時計のページング受信機は極めて制
限された有効アパーチユアのアンテナ（代表的には時計
の腕バンド）を用いることを強要されるようになる。こ
れがため、かかるアンテナが受ける信号は本来その大き
さが極めて小さいものである。更に、これらの腕時計受
信機はフリンジＰＭ受信の区域で作動し得るようにする
必要がある。

この場合、関連する困難性はフィードバックである。腕
時計受信機は、信号をページャ復号器で適宜に復号する
必要がある場合には、その小さなアンテナによって得ら
れた弱い信号を数１０億倍する必要がある。従来の受信
機ではかかる増幅率が得られていたが、腕に装着する受
信機の物理的な大きさ（代表的には１インチ以下）が小
さいため、フィードバックの防止が極めて困難となる。

入出力間で不可欠とｔｌる分離を得ることは、ガスキル
のシステムが作動するＶＨＦ周波数（代表的には１００
　　Ｍ）ｌｚ）によって更に悪化するようになる。通常
、これらの周波数では、無視し得る漂遊容量が大きくな
り、不所望なフィードバック通路を形成し得るようにな
る。

ＦＭ副搬送波腕時計ページング受信機による他の困難性
は必要な程度の選択性を得ることである。

この機能はベースバンド復号回路によって達成できるが
、この場合、前段が高度の位相直線性を呈するようにす
る必要がある。ページング信号はそのスペクトル出力密
度が比較的低いが、スペクトル出力密度の高い娯楽番組
に隣接する放送であるため、位相の直線性が保持されな
い場合には混信の問題が生じるようになる。即ち、副搬
送波よりも周波数の低い娯楽番組の信号は、３次元非直
線性からの高調波の発生または“混変調”により副搬送
波にスペクトル成分が生じるようになる。かかるスプリ
アス成分は低いスペクトル密度ページング信号の復調を
妨害するようになる。

この場合に生じる問題はスプリアス混合器の混合信号が
生じることである。総ての受信機に存在するこの問題は
２つのファクタによって一層悪化するようになる。その
１つは、隣接チャンネルに高出力放送信号が氾濫する周
波数帯域で受信機が作動することである。第２のファク
タは、スプリアス混合器の応答のあるものによってポテ
ンシャル脅威を航空無線航法システムに与えるようにな
る。これら混合器の出力について以下に詳細に説明する
。

大部分のＦＭ受信システムは所望の信号を簡単に選択す
ると共に不所望な信号を除去するヘテロゲイン原理を用
いている。ヘテロゲインに用いるこれら混合器は不完全
である。この不完全性のため、不所望な信号によって所
望の信号の受信を妨害し得る応答を受信機に生せしめる
ようになる。゛完全な”混合器とはその出力側に角度（
周波数および位相の双方）が到来信号および局部発振信
号の和および差となる信号を発生する混合器である。

この完全な混合器の出力には他の信号は含まれない。受
信機の型によって処理すべきこの理想からの３つの変位
は“スプリアス応答”、“イメージ応答”および゛相互
変調”と称される。

入力側に存しない周波数を出力側に生ぜしめるためには
混合装置を非直線性とする必要がある。

非直線性装置の伝達関数は入力に対する出力に関する項
のベキ級数として記載することができる。

出力を０（ｔ）、入力をＩ　（ｔ）とすると、出力は次
式で表すことができる。

０（ｔ）　＝　ａ、Ｉ（ｔ）＋ａ２［：Ｉ（ｔ））　２
＋ａ、　Ｃ１（ｔ）：］　３＋　−−−人力を２つの信
号、Ｉ（Ａ）・＋＋（ｔ）”ｈ（ｔ）で構成する場合に
は、多くの種々の周波数の信号が出力側に存在するよう
になる。所望き周波数は２次項の結果であり、これによ
って各入力信号の周波数の２倍の、且つ直流の信号を発
生する両人力信号の２乗を形成する他に和および差の周
波数の信号を発生する入力項の積を生せしめるようにす
る。

高次の項によってｍ　Ｉ　ｆ１±ｎ”ｆ２の信号を発生
する。

ここにｍおよびｎは整数を示し、ｆｌおよびｆ２は２つ
の人力信号の周波数とする。

人力信号の一方を局部発振器の信号とし、他方を不所望
な信号とすると、不所望な信号は、３次および高次の項
によって中間周波数の出力を発生することは明らかであ
る。これがスプリアス応答と称される高次の不所望な信
号である。

スプリアス応答を完全に処理することは本発明の要旨外
であるが、これは−船釣なものである。

先ず第１に、全ての非直線性装置は３２項がｉの増大と
共に急激に減少するベキ級数展開によって適宜に表わさ
れ、従って高次の項は２次の所望の項よりも振幅が低い
応答を行うようになる。従って“スプリアスのない”作
動に対しては、極めて高いダイナミック範囲を必要とす
るシステムを除き、８次または１０次までの応答を考慮
すれば充分であることを実験により確かめた。

ａ２係数の値が他のａｉ項の全部に対し充分に増強され
ているような伝達特性を設計し得る場合には混合器の性
能を改善することができる。成る種の半導体装置はこの
“２乗”特性を呈する。

“イメージ応答”と称される第２の妨害機構は混合器で
２つの人力を乗算することにより発生する和および差の
周波数に基因して発生するようになる。これは所望の応
答を発生する場合と同一の２次項によって発生し、この
ままでは理想的な“２乗”性能を得るように注意深く設
計しても減衰させることができない。代表的には、イメ
ージ応答は、所望のイメージ周波数の信号強度の所定レ
ベルに対し所望の応答と同一の大きさとなる。

このイメージは、混合器の“他の差”周波数応答である
。所望の信号周波数が局部発振器の周波数以下である場
合には、イメージ周波数は局部発振器の周波数よりも同
一量だけ高い。

米国のＦＭ放送スペクトルは８８〜１０８　ＭＨｚの間
に延在する。殆どのＦＭ受信機で用いられる中間周波数
ＩＦがｉｏ、７ＭＨｚであるため、イメージ周波数はＦ
Ｍ放送帯域内には存在しない。局部発振器が９８．７　
ＭＨｚに同調されて８８Ｍ）ｌｚの放送を受信して９８
．７と１０．７の和でイメージを置換する場合には最も
近いイメージが１０９．４　Ｍｌ（ｚで発生するように
なる。１０９．４　ＭＨｚ以上のイメージ帯域は航空お
よび通信帯域内に完全に入るようになる。地上基地局に
よる航空信号の送信には９６．６　ＭＨｚまでのＦＭ周
波数のイメージに対応するＩＦ８　ＭＨｚまでの周波数
を用いるようにしている。航空機の送信機にはこれらの
周波数は用いない。地上基地航空局は、メトロポリタン
区域の近くにほぼ１０以下で種々の国に亘って広く散在
しており、その電力は数１００Ｗ程度で比較的低く、空
に向かってビームを放射している。イメージ帯域の残り
の周波数は地対空および空対空の通信に充てられている
。航空機の送信機は、空港その他の送信点に近い極めて
局部的な区域を除き、このサービスからの妨害を受は易
い。

航空機の送信機はその出力が低く　（代表的には２５Ｗ
以下）従って間欠的に用いられている。

イメージ帯域および所望の信号帯域間の周波数分離は、
受信機の大きさを腕に装着するに充分な程度小さくする
必要のある場合には、入力側から混合器に至る信号のイ
メージ帯域を一定にフィルタリングするには不充分であ
る。これがため、本発明の一例ではイメージ除去に対し
て同調可能なノツチフィルタを用いる。フィルタをイメ
ージ周波数が充分に除去されるように設計する必要のあ
る場合には局部発振器の同調に同期して人力周波数範囲
のフィルタを同調するのは容易ではない。

特に、この場合には、ダウンコンバータ型受信機からの
局部発振器の漏洩も大きな問題となる。

その理由は局部発振器が航空帯域全体に亘り同調される
からである。１つ以上の遠方の送信機からの航空信号に
依存する航空機は極めて弱い信号を有効に受信して所望
の航空情報を復号し得るようにする必要がある。航空シ
ステムの特性は、混信により出力情報に著しいエラーが
生じ得るようになることである。悪天候その他の悪条件
のもとて誤りの情報に依存するパイロットは航空機を山
その他の障害物に衝突させて悲惨な結果をまねくことが
あり得る。携帯用ＦＭ受信機は、厳しい局部発振器の放
射仕様を満足させるほかに、航空機に・持込むのを禁止
されている。

航空サービスによる局部発振器の混信の問題を最小にす
るためには、音声設計技術を用いるほかに適用可能なＦ
ＣＣ情報を満足する本発明受信機。

によって、前記ガスキル特許に完全に記載されているよ
うに数秒の作動毎に数ミリ秒以下に亘って局部発振器を
付勢し得るようにする。これがため、受信機から放射さ
れ得る僅かな漂遊局部発振エネルギーによるも、この無
線航空サービスとの混信は生じない。

第３および最終混合器混信機構、すなわち“相互変調”
は、２つの不所望な信号が相互に作用して所望の信号の
受信に対し妨害を行う非直線性効果である。前述したよ
うに、この非直線性によって混合器からｍ　ｅ　ｆＩ±
ｎ”ｆ、の出力を発生する。ここにｍおよびｎは整数、
ｆｌおよびｆ２は２つの人力信号の周波数である。２つ
の信号が所望の信号に最も近い周波数および所望の周波
数間に存在するものと同一の周波数差だけ互いに周波数
分離される場合には、これら２つの信号を非直線的に混
合することにより所望の周波数の出力を発生させること
ができる。また、全部の奇数次（ｍ＋ｎが奇数）の非直
線性によって相互変調積を発生させることができる。高
次の積は代表的には３次の積と同程度に強くはない。

混合器が相互変調性能で制限ファクタとなる場合がしば
°しばある。その理由は、これが、高度の非直線性で慎
重に作動する装置であるからである。

しかし、混合器では伝送特性に３次その他奇数次の項が
存在せず、相互変調応答を生ずる４次その他偶数次の項
が存在する。また、奇数次或いは偶数次の応答に対し平
衡となり、不所望な応答を相殺するように混合器を構成
することもできる。しかし、混合器の作動に２次項を必
要とし、且つ他の偶数項によって相互変調応答を生ぜし
めるため、簡単な平衡技術によって相互変調の問題を解
決することはできない。

少なくとも米国においてはＦＭ放送帯域は受信機を使用
し得る地理的区域に最大出力の放送局がひしめき合って
いる。ＦＭ放送がチャネル化されたサービスであるため
、相互変調混信は所望のチャネルで中央に保証されてい
る。

双方の混信局が完全に相関されていない娯楽番組材料で
変調されるものとすると、混信のスペクトル幅は代表的
なＦＭ局のスペクトル幅の２．８２倍となる。この広が
り効果は、角度が２倍となる一方の信号を追加すること
により角度が相互変調処理で乗積されない信号と統計的
に合成されることに基因する。また、これは変位を２倍
にすることによりスペクトル幅を２倍にする広帯域ＦＭ
の特性結果でもある。この広がり効果によって、混信信
号の娯楽番組からのスペクトルエネルギーが、受信する
必要のある信号が占めるスペクトルに充分な割合で存在
し得るようにする。

上述した混信機構により本発明受信機には混合特性を最
適とする方法を用いるようにする。即ち本発明ではイメ
ージ消去および伝達関数の一改善の２つの技術を最終的
に用いるようにする。

イメージ消去混合器には局部発振器に対し反転された入
カスベクトルとして受信するイメージを消去する直交チ
ャンネルを用いる。この場合入力信号は角周波数ω１の
所望の信号と、イメージ周波数ω２の局部発振信号とで
構成されている。以下にこれら周波数はω１．　ω。、
　ω２と順番の大きさとする。

２つの局部発振器の駆動は、ｓｉｎω。ｔおよびｃｏｓ
ω。ｔで示すように９０度の位相外れで行う。２次（非
直線性）の種々の項のみを考慮するものとすると、ＣＯ
Ｓωｏｔにより駆動された混合器からの出力は次式で示
すようになる。

ｃｏｓ　（ω０−ＸＩ）　ｔ＋ｃｏｓ（ω０−Ｘ２）　
を同様にｓｉｎω。ｔにより駆動された混合器の出力は
次に示すようになる。

ｓ＋ｎ（ωｏ−ｘ＋）ｔ＋５ｉｎ（ωｏ−ｘ２）を第１
式の２次項の次数を整理して次式で示す正の変数を得る
。

ｃｏｓ　（ωｏ　Ｘ　＋　）　ｊ＋ｃＯ８（ω２−ＸＯ
）　ｊ同様に第２式を整理して次式を得る。

５ｉｎ（ｃｃ＋ｏ−ｘ＋）ｔ−ｓｉｎ（ω２−ＸＯ）　
を最後の式により表わされるｓｉｎω。ｔにより駆動さ
れる混合器の出力の位相が９０度進むと、次式で示すよ
うにｓｉｎ項がＣＯＳ項となる。

ｃｏｓ　（ωｏ−Ｘ＋）ｔ−Ｃｏ１（ω２−ＸＯ）　ｊ
従って２つの混合器の合成出力は次に示すように最後の
２式の和となる。

２”Ｃ０５（ωｏ　Ｘ＋）ｊ これがため〔ω２−Ｘｏ）のイメージ周波数項は合成出
力で消去されるようになる。

イメージ消去混合器によって本発明のイメージ問題に対
し良好な解答を提供する。位相直交局部発振器は所望の
局部発振器の周波数の２倍の周波数で実際の局部発振器
の出力を分周することによって得ることができる。狭い
ＩＦ帯域に亘って正確に９０度の移相を行うのは極めて
容易である。２つの混合器を同一チップに造る場合には
２５〜４０ｄＢの消去比を期待することができる。米国
のイメージ帯域においてポテンシャル混信の出力および
スペクトル密度が低いことを考慮すれば、ダウンコンバ
ータシステムにイメージ消去混合器を用いることにより
腕に装着し得る小信号受信機を構成することができる。

本発明においては混合器の伝達関数を最適化することに
より不所望な信号を更に好適に除去することができる。

上述したように不所望な信号は非直線性伝達関数の２次
以上のベキ級数展開項によって発生する。２次係数の値
を高次の係数に対し増強するように混合装置を構成する
場合には混合器の特性を改善して得られる受信機のダイ
ナミック範囲を広くすることができる。この目的のため
には混合器の伝達関数に対し、作動領域全体に亘りパ２
乗”特性を極めて密接させるようにする。

この所望の２乗特性を得るために、本発明ではシリコン
バイポーラ処理にギルバートセル乗算器を用いる。

上述した所から明らかなように、ＦＭ放送副搬送波腕時
計型受信機が遭遇する特定の環境により、好適な受信機
の性能を得る必要のある場合に克服する必要がある多数
の技術的な困難性が生じることを確かめた。

本発明の主目的は、上述した困難性を克服し、ＦＭ放送
副搬送波腕時計型受信機に適用するに好適な受信機アー
キテクチユアを提供せんとするにある。

本発明の特定の目的は、自己発振の起こり難いＶＨＦ腕
時計型受信機を提供せんとするにある。

本発明の他の目的は、受信機の信号対雑音比および雑音
フロアを最適化する自動利得制御特性を有するＦＭ腕時
計型受信機を提供せんとするにある。

本発明の他の目的は、検波器の大きさ、価格および歪み
出力を低減するようにしたＦＭ腕時計型受信機を提供せ
んとするにある。

本発明の更に他の目的は、極めて低いバッテリ電圧で作
動し得る良好な２乗伝達特性を有する混合器を提供せん
とするにある。

本発明の更に他の目的は、大きな同調回路を用いること
なくイメージ混信に対する良好な余裕を有するＦＭ腕時
計型受信機を提供せんとするにある。

（課題を解決するための手段右よび作用）本発明の好適
な例によれば、ページングの適用に好適な腕時計型ＦＭ
受信機を最少数の外部素子と共に単一チップに構成する
。受信機には広帯域ＲＦ増幅器および位相ロックループ
局部発振器を設ける。これらの回路段からの信号によっ
てイメージ消去混合器を駆動してＩＦ倍信号発生する。

ＩＦ増幅器列には異なる設計の２つの帯域通過フィルタ
を設けてスプリアスフィルタ応答が生ずるのを防止する
。ＩＦ段およびＲＦ段を利得制御して信号対雑音特性を
最適化する。瞬時値がＩＦ倍信号瞬時周波数に関連する
電圧信号を発生する位相ロッククープを有する同期検波
器をＩＦ回路列によって駆動する。この電圧信号をベー
スバンド増幅器により増幅し、その出力を低域通過フィ
ルタ処理して適当な復号回路に供給し、副搬送波ページ
ング信号を復号する。また、ベースバンド増幅器によっ
て制御信号を発生し、これを同期検波器および局部発振
器の双方に帰還して自動周波数制御機能を呈せしめるよ
うにする。上述した回路素子の全部はモノリシックチッ
プに形成してユーザの腕に装着せしめる小型容器内に収
容する。腕時計バンドの一部分または全部を含むアンテ
ナによってＲＦ倍信号受信機に供給する。

（実施例） 以下図面につき本発明の詳細な説明する。

第１および２図に示す本発明受信機の好適な例では、受
信機ｌＯにＲＦ段１２、ＩＦ段１４およびベースバンド
段１６を設ける。ＲＦ段１２にはアンテナ１８を設け、
これを受信機１０が装着される腕時計２２の時計バンド
２０内に組込むようにする。好適な腕時計容器は前記ガ
スキル等の特許に記載されている。アンテナ１８によっ
てアンテナ同調段２４にＲＦ倍信号供給する。

アンテナ同調段２４は制限されたインピーダンス整合機
能をも呈するバラクタ制御ノツチフィルタとすることが
できる。同調電圧は前記ガスキル等の特許に記載されて
いるようにマイクロプロセッサによる制御システムから
同調電圧ポート２６に供給する。この同調電圧によって
、受信機が同調される周波数のイメージにノツチフィル
タの零点が位置するチューナ２４の可変電圧コンデンサ
を同調する。本発明のこの回路素子は、イメージ除去を
問題としない場合には変形例で容易に省略することがで
きる。

また、アンテナチューナ２４によってインピーダンス変
換機能をも制限する。受信機ｌＯに用いるアンテナ１８
は、代表的には極めて小さなループとし、従って、その
インピーダンスは極めて小さい。このインピーダンスを
後段のＲＦ増幅段２８の入力インピーダンスにほぼ完全
に整合させるように変換する場合には受信機の性能およ
び雑音指数は最適化されるようになる。

ＲＦ増幅段２８は、ＦＭ放送帯域（８８〜１０８　　Ｍ
Ｈｚ）で最大利得に同調された低雑音広帯域増幅器とす
る。

このＲＦ増幅段２８の最大利得をほぼ１０ｄＢとする。

その実際の利得は以下に説明するＡＧＣ制御回路３０に
よって制御する。ＲＦ増幅段２８内またはその前段の予
備選択回路は僅かであるため、後段の受信機混合段３２
には広帯域の増幅された入力信号を供給する。

同調段２４を通過するイメージ信号の影響を最小にする
ために、混合段３２をイメージ消去トポロジーで構成す
る。２つの個別の混合器３４．３６は局部発振器シンセ
サイザー４２からのライン３８．４０の直交局部発振器
信号により駆動する。一般に高いサイドインジェクショ
ンが用いられるため、局部発振器は９８．７〜ＩＦ８．
７　　ＭＨｚの範囲で同調されてｌＯ０１０Ｏ７の中間
周波数を発生する。国によっては隣接周波数を種々のサ
ービスに割当てている場合があるが、この際には低いサ
イドインジェクションを用いる必要がある。

局部発振器のライン３８から駆動される混合器３４の出
力を９０度遅延すると共に遅延局部発振器のライン４０
から駆動される混合器３６の出力と合成する。

これら信号を合成することによりイメージ応答を消去す
ると共に所望の信号応答を増強する。混合器３２はほぼ
７ｄＢの所望の信号周波数の変換利得を有する。

混合段３２の出力は、２個のＩＦ増幅器４６．４８およ
び２個のセラミック帯域通過フィルタ５０．５２より成
るＩＦ回路列１４に供給する。フィルタ５０．５２は同
一の設計としないでＩＦ通過帯域内にスブリアスフィル
タ応答が生じるのを防止し得るようにする。

これらフィルタはチップに形成し、例えばムラタ製作所
で造った５ＦＥＣ１０，７シリーズとすることができる
。ＩＦ増幅器４６．４８はその利得を夫々はぼ２０ｄＢ
とすると共にフィルタ５０．５２はその損失を夫々はぼ
６ｄＢとする。ＩＦ増幅器４６．４８は後述するように
利得制御して信号対雑音比を最適化し得るようにする。

ＩＦ段１４の出力は第２局部発振器５８からのｌＯＩＦ
０ｌ７の信号を供給する混合器５４より成る同期即ちコ
ヒーレント検波器に供給する。同期検波技術によって、
リミッタ即ち弁別段を用いる際に得られる場合よりも充
分に低い信号レベルの検波を行うことができる。これが
ため、ＩＦ段の利得は通常の場合よりも低くなり、これ
によりフィードバックの危険性を低減することができる
。また、同期検波は他の検波技術よりも少数且つ簡単な
オフチップ構成素子を必要とし、しかも調整が簡単であ
る。

１０．７ＭＨｚの信号を発生する局部発振器をフィード
バック回路５６によりＩＦ倍信号周波数にロックする。

この１０．７ＭＨｚの信号によって混合器５４からライ
ン６２に出力信号を発生し、この信号の周波数は、１０
、７　Ｍ）ＩｚのＩＦ倍信号変調する信号の周波数に比
例し得るようにする。フィードバック回路５６によって
発振器５８をＩＦ倍信号位相から９０度推移した位相に
ロックする。このベースバンド周波数変調信号を低域通
過フィクタ６４に供給し、次いで高利得ベースバンド増
幅器６６に供給する。このベースバンド増幅器６６は左
右のＦＭステレオチャンネルに対し弁別を行うほぼ５　
ｋＨｚのブレーク点を有する。このブレーク点によって
も主オーディオチャンネルにより発生し副搬送波チャン
ネルに入る歪みを最小にする。この高エンドロールオフ
ブレーク点はほぼ１５ＱｋＨｚとする。ベースバンド増
幅器６６の出力を前記ガスキル等の特許に記載されてい
るように慣例の復号回路に供給する。

第２同期検波器もＩＦ段１４により駆動し、これにより
ＲＦおよびＩＦ利得段に供給するＡＧＣ信号を発生する
。この第２同期検波器にも１０．７　　ＭＨｚの局部発
振器５８から９０度移相器６０を経て駆動される混合器
６８を設ける。これがため、この混合器６８の出力はＩ
Ｆ倍信号振幅に関連し、これら段の前段の利得制御に用
いることができる。

本発明のシステムにおいては殆どのＦＭ受信機にみられ
るリミッタ役は欠点となる。その理由、復号される副搬
送波の変調指数が低いため受信機の信号対雑音比即ち信
号対混信比が不利となるからである。これがため、自動
利得制御（ＡＧＣ）技術を用いる。

本発明に用いるへＧＣ回路３０は米国特許第４１５２６
６７号明細書に記載されているように慣例のものとする
ことができる。ＡＧＣループフィルタ７０はほぼ１ｋＨ
ｚのブレーク点を有する単一ＲＣ段とする。ＡＧＣ点の
他の全てのバイパスは著しく高いブレーク点で行うため
、１つの極が重要となることは明らかである。

本発明の上述した例はＡＦＣ制御する。この八ＦＣは同
期検波器５４により生じるフィードバックループ７１の
直流分によって行う。増幅器７２は、ループ利得を高く
して局部発振器のドリフトを制御するに充分となるよう
に構成する。

ＡＦＣループによって高いサイドＲＦインジェクション
に用いるシンセサイズされた局部発振器４２を制御する
。１０．７ＭＨｚの局部発振器５８へのフィードバック
ループ５６は位相ロックループ同期検波器の一部分とす
る。このシンセサイズされた局部発振器４２はフィード
バックループ７１の直流成分に応答してその周波数を調
整し同期検波器５４からの直流出力を最小とし得るよう
にする。

ＡＦＣ特性は、変調指数が低く実行し得ないスレシホル
ド展開に対し含まれず、セラミンクフィルタ５０．５２
の歪みにより娯楽番組エネルギーの混変調を受信機のサ
ブスペクトルに減少するものである。シンセサイザ４２
のＡＦＣはスイッチ７４によって不作動状態とし得、こ
のスイッチを作動させてシンセサイザ４２にＡＦＣ信号
でなく固定基準電圧を供給する。

作動に当たり、新たなチャンネルを示すように同調する
。即ちＡＦＣをオフ状態にしくスイッチ７４を“基準電
圧”にし）シンセサイザ４２によって第１局部発振器を
所望の高いサイドインジェクション周波数に同調する。

次いでこのシンセサイザをＡＦＣのスイッチオンと同時
にスイッチオフする。

これがためメツセージの受信期間中（バッテリの電力を
保持するために受信機をスイッチオフするまで）　ＡＦ
Ｃによって第１局部発振器シンセサイザ４２を正しい周
波数に保持する。

このシンセサイザは上述したルーチンでスイッチオフす
る。その理由は、これが混信を生じ得るからである。従
ってこれに高調波を発生するディジタル分周器を組込む
。これらの高調波は受信機のＲＦまたはＩＦ部分と干渉
し得るようになる。

本発明は上述した例にのみ限定されるものではなく、要
旨を変更しない範囲内で種々の変形または変更が可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明腕時計型ＦＭ受信機の構成を示すブロッ
ク回路図、 第２図は第１図のＦＭ受信機を組込んだ腕時計ページン
グ受信機を示す斜視図である。 １０・・・ＦＭ受信機　　　　　１２・・・ＲＦ段１４
・・・Ｉｎ　　　　　　　　１６・・・ベースバンド段
１８・・・アンテナ　　　　　２０・・・時計バンド２
２・・・腕時計　　　　　　２４・・・アンテナ同調段
２６・・・同調電圧ポート２８・・・ＲＰ増幅段３０・
・・へＧＣ制御回路　　　３２・・・混合段３４、３６
・・・混合器　　　　３８．４０・・・ライン４２・・
・局部発振器シンセサイザ ４６、４８・・・ＩＦ増幅器 ５０、５２・・・帯域通過フィルタ ５４、６８・・・混合器 ５６・・・フィードバック回路 ５８・・・第２局部発振器　　６０・・・９０度移相器
６４・・・低域通過フィルタ　６６・・・ベースバンド
増幅器７０・・・ＡＧＣループフィルタ ７１・・・フィードバックループ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、無線周波（ＲＦ）信号を増幅するＲＦ増幅手段と、
   フェーズロックループを含み局部発振信号を発生する局
   部発振手段と、前記ＲＦ増幅手段および前記局部発振手
   段に結合されＲＦ信号および局部発振信号を混合して中
   間周波（ＩＦ）信号を発生する像キャンセリングミキサ
   ー手段と、この像キャンセリングミキサー手段に結合さ
   れ前記中間周波信号を増幅する利得制御中間周波（ＩＦ
   ）増幅手段と、前記ＩＦ増幅手段に結合されその出力信
   号の大きさに応答して前記増幅手段の利得を制御する同
   期自動利得制御手段と、前記ＩＦ増幅手段に結合されフ
   ェーズロックループを含み前記ＩＦ信号の瞬時周波数に
   対する瞬時値を有する電圧信号を発生する同期検波手段
   と、この検波手段に結合されこれにより生じた電圧信号
   を増幅するベースバンド増幅手段と、上記手段の全部を
   収容しユーザの腕に装着される外匣手段と、前記ＲＦ信
   号を前記ＲＦ増幅手段に供給するアンテナ手段とを具え
   ることを特徴とする腕時計ＦＭ副搬送波受信機。 ２、前記ベースバンド増幅手段は前記同期検波手段およ
   び前記局部発振手段の双方に制御信号を帰還して自動周
   波数制御機能を呈せしめるようにしたことを特徴とする
   請求項１に記載の腕時計ＦＭ副搬送波受信機。 ３、前記ＩＦ増幅手段は種々の設計の第１および第２フ
   ィルタを具え、スプリアスフィルタ応答が共働するのを
   防止し得るようにしたことを特徴とする請求項１に記載
   の腕時計ＦＭ副搬送波受信機。 ４、無線周波（ＲＦ）信号を増幅するＲＦ増幅手段と、
   第１および第２局部発振信号を発生する第１直交局部発
   振手段と、前記ＲＦ増幅手段および前記局部発振手段に
   結合され前記ＲＦ信号および前記直交局部発振信号を混
   合して中間周波（ＩＦ）信号を発生する像キャンセリン
   グミキサー手段と、この像キャンセリングミキサー手段
   に結合され前記中間周波信号を増幅する利得制御中間周
   波（ＩＦ）増幅手段と、前記ＩＦ増幅手段に結合されそ
   の出力信号の大きさに応答して前記増幅手段の利得を制
   御する自動利得制御手段と、前記ＩＦ増幅手段に結合さ
   れ前記ＩＦ信号の瞬時周波数に対する瞬時値を有する電
   圧信号を発生する同期検波手段と、この検波手段に結合
   されこれにより生じた電圧信号を増幅するベースバンド
   増幅手段と、前記ベースバンド増幅手段からの増幅され
   た信号をその副搬送波からページング情報を復号する復
   号回路に結合する手段と、上記手段の全部を収容してユ
   ーザの腕に装着する外匣手段と、前記ＲＦ信号を前記Ｒ
   Ｆ増幅手段に供給するアンテナ手段とを具えることを特
   徴とする腕時計ページング受信機。 ５、前記ベースバンド増幅手段は、第１周波数以下の信
   号成分をロールオフする第１ブレークポイントと、第２
   周波数以上の信号成分をロールオフする第２ブレークポ
   イントとを具え、第１および第２ブレークポイントによ
   って、所望のページング信号副搬送波を変調するサブバ
   ンドを囲むようにしたことを特徴とする請求項４に記載
   の腕時計ＦＭページング受信機。 ６、ＩＦ復調信号を公称ＩＦ周波数で発生する第２発振
   手段を更に設け、前記自動利得制御手段は、前記ＩＦ増
   幅手段および第２発振手段に結合され前記ＩＦ信号およ
   びＩＦ復調信号を混合して、前記利得制御ＩＦ増幅手段
   のＡＧＣ入力側に結合される出力信号を発生する混合器
   を具えることを特徴とする請求項４に記載の腕時計ＦＭ
   ページング受信機。 ７、前記第１局部発振手段および第２発振手段は、共通
   の帰還ループに結合してその周波数を制御し得るように
   したことを特徴とする請求項６に記載の腕時計ＦＭペー
   ジング受信機。 ８、前記自動利得制御手段および前記利得制御ＩＦ増幅
   手段間に介挿されたＡＧＣループフィルタを更に具える
   ことを特徴とする請求項４に記載の腕時計ＦＭページン
   グ受信機。９、局部発振器、混合器、ＩＦ増幅器および
   検波器を有し、ＦＭ放送信号の副搬送波のページング信
   号放送を受信するように腕時計ＦＭ受信機を作動させる
   に当たり、ＡＦＣ制御スイッチがそれぞれ第１位置にあ
   るか、または第２位置にあるかに応じて、前記検波器か
   らの信号出力または基準電圧に応答して、前記局部発振
   器の周波数を制御するＡＦＣ制御ラインを設け：次いで
   、次のステップ、即ち、前記受信機を付勢し、基準電圧
   を供給し、前記ＡＦＣ制御スイッチを第２位置に切換え
   て前記局部発振器の周波数を前記基準電圧により制御し
   、前記ＡＦＣ制御スイッチを第１位置に切換えて前記局
   部発振器の周波数を前記検波器からの信号出力によって
   制御して、前記検波器の出力信号により前記ＡＦＣ制御
   スイッチが第２位置にある際に受信したＦＭ放送信号の
   周波数を前記受信機が追跡し得るようにし、メッセージ
   受信間隔の残部に対し、前記ＡＦＣ制御スイッチを第１
   位置に保持し、前記メーセッジ受信間隔の終わりに前記
   受信機を滅勢するステップを周期的に行うようにしたこ
   とを特徴とする腕時計ＦＭ受信機を作動させる方法。