JPH02280531A - 電圧‐周波数変換のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野） この発明は電圧−周波数変換のための方法およびこの方
法を実施するための装置に関するものである。

〔従来の技術〕

測定値取得にあたり多くの場合に電圧−周波数変換器が
アナログ−ディジタルまたはディジタル−アナログ変換
器とｆｆｉ換し得る。電圧−周波数変換器は２僅差列の
コード値の代わりに入力電圧に比例する周波数をその出
力端に出力する。その利点は回路のアナログ部分を容易
にディジタル部分から絶縁し得ることにある。従って電
圧−周波数変換器は電気技術および電子技術の種々の領
域で使用される。たとえば電動機の調節の際に電流また
は電圧の実際値が電流または電圧の実際値に比例するパ
ルス列への変換により容易にディジタル５１１１１ｆ！
コンセプトに組み入れられ得る。

ディジタル！Ｉｉｌ［ｆｆコンセプトに電圧または電流
実際調節取得を組み入れるためには、連続的信号をその
取得場所において比例的な周波数に変換し、またたとえ
ば種々のパルス列周波数を有するパルスの形態で伝達す
ることが望ましい、それによってノイズに対する高い安
定性が保証されている。

なぜならば、パルスの以後の処理のためにはパルスの形
態にわずかな要求しか課せられないからである。

周波数変化分が大きい場合の連続的入力信号の経済的で
、しかも迅速かつ高精度のディジタル化は単に従来の電
圧−周波数変換器によっては実現され得ない。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の課題は、大きい周波数スパンを有する迅速かつ
高精度の電圧−周波数変換器を簡単な手段で実現するこ
とである。

〔課題を解決するための手段〕

この課題は、 ａ’）任意の時間的経過を有し得る入力電圧が定数との
結び付けにより正の範囲に上方シフトされる過程と、 ｂ）上方シフトされた入力電圧が積分され、また積分さ
れた電圧として等間隔のステップで可変である参照電圧
と比較される過程と、 Ｃ）積分された電圧と参照電圧との間の電圧差を１つの
ｒＲｗｉ要素を介して１つの電圧制御形発振器が与えら
れる過程と、 ｄ）電圧差が零に向かうように、各パルスにより参照電
圧が等間隔の電圧変化分だけ高められる過程と、 ｅ）予め定められた上限値の到達の際に過程ａ）ないし
ｄ）が繰り返され、その際に上方シフトされた入力電圧
の積分が逆転され、参照電圧が等間隔の電圧変化分だけ
低められる過程と、ｆ）予め定められた下限値の到達の
際に過程ａ）ないしｄ）が繰り返される過程と、 ｇ）ｉ圧制連形発振器から発生されたパルスが時間間隔
のなかでカウントされる過程と を含んでいる電圧−周波数変換のための方法により解決
される。

本発明の１つの実施態様は、発生されたパルスから直流
電圧が、また直流電圧および上方シフトされた入力電圧
から差電圧が形成され、その際に差電圧および上方シフ
トされた入力電圧の和からｙ４節電圧が発生され、この
調節電圧がそれぞれ使用される積分装置に与えられるこ
とを特徴とする。

本発明のこの実施態様は、誤差ＡＦＩｗｉの役割をし、
また電圧−周波数変換の精度に高い要求が諜せられると
き、および安価で、従ってまたたいていの場合に精密で
ない構成部品が本方法の実施のための装置に使用される
べきときに使用され得る。

本方法を実施するためには、請求項３ないし５にあげら
れている電圧−周波数変換のための装置が従業される。

〔実施例〕

以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳
細に説明する。

第１図によるブロック回路図には電圧−周波数変換のた
めの装置が示されている。ブロック回路図中の信号の流
れの方向は矢印により示されている。それによって各ブ
ロックのそのつどの入力端および出力端も定められてい
る０本装置は加算器Ｓ、増幅器Ｖ、積分ＢＪ、比較器Ｖ
Ｃ，調節器ＲＧ、電圧制御形発報器ｖＣＯ、ドライバ段
ＴＲ１伝達区間ＳＴおよび評価論理回路ＡＬから成って
いる。

加算器Ｓは２つの入力端を存し、第１の入力端は入力電
圧Ｕ、を、また第２の入力端は定数Ｃを与えられている
。その際に定数Ｃは、入力電圧Ｕ。

が正の範囲Ｕ１゜に上カシフトされるように計算されて
いる、しかし定数Ｃはもちろん、入力電圧Ｕｌが負の範
囲に変換されるように計算されていてもよい、入力電圧
Ｕ、の変換の際には、そのすべての時間的経過にわたり
極性切換わりが生じさえしなければよい。

増幅器Ｖは、上方シフトされた入力電圧Ｕ。

を与えられている増幅器入力端に加えて、第１の切換信
号ＵＳに対する別の入力端を有する。この入力端を介し
て、また第１の切換信号ＵＳにより、増幅器Ｖが正また
は負の増幅率に切換えられ得る。

比較器ｖＧおよび調節器ＲＧは相応の図面のなかで図面
を見島くするため別々に示されている。

しかし比較器ｖＧは、この場合２つの入力端を有する調
節器ＲＧの集積された構成部分であってもよい。

電圧制御形発振器ｖＣｏの出力端はカウンタＺの入力端
２１と接続されている。カウンタ２は上向きの矢印によ
りアップカウンタとして示されている。カウンタ２の出
力端ＺＡはディジタル−アナログ変換器ＡＤのディジタ
ル入力端りと接続されており、そのアナログ出力端Ａは
比較器■Ｇの第２の入力端に導かれている。

カウントパルス入力端Ｚｌおよびカウンタ出力端ＺＡに
加えてカウンタ２はカウント方向切換入力端ＵＤ（アッ
プ／ダウン）およびあふれ信号出力端ＵＥを有する。あ
ふれ信号出力端ＵＥを介して、カウンタ２が予め定め得
るカウント限界に達したときに、信号が出力され得る。

このあふれ信号ＬＩＢは双安定回路ＦＦ（フリップフロ
ップ）の入力端に与えられ、その出力端に切換信号ＵＳ
がたとえば２値信号として現れる。

加算器Ｓの第１の入力端に、双極性であってよい任意の
入力電圧０重を与えると、この入力電圧は予め定められ
た定数Ｃとの結び付けにより正の範囲に上方シフトされ
る。上方シフトされた入力電圧Ｕ１°が積分器Ｊの入力
端に与えられる。この入力電圧がサーボモータの調節の
ために使用されるべきサーボモータの電流実際値に比例
していることが前提とされている。調節のためには単に
入力電圧の平均値に関心があるので、この入力電圧は先
ず積分され、また積分された電圧Ｕ２として比較器■Ｇ
の入力端に与えられる。比較器ｖＧには同時に、積分さ
れた電圧Ｕ□と比較される参照電圧Ｕ、が与えられてい
る。

時点１−０で参照電圧および積分された電圧は零に等し
い、積分器Ｊに与えられている入力電圧Ｕ、に基づいて
、積分された電圧は時間もと共に０よりも大きい値に上
昇する。

それによって比較器ＶＣの出力端に、参照電圧Ｕ、と積
分された電圧Ｕ１との間の差に相当し、Ｕｓ　−ＵＪ　
Ｕａ が成り立つ差電圧Ｕ、が生ずる。

すなわち差電圧Ｕ、は、積分された電圧Ｕ１が参照電圧
Ｕ、よりも大きいならば、正である（およびその逆）、
それによって調節、器ＲＧの出力端に、電圧制御形発振
器ｖＣＯに与えられる正または負の出力電圧が生ずる。

調節器ＲＧは高速積分器として構成されている。

なぜならば、ｔａｉ段ｙ器により一方では残留制御偏差
が生ぜず（精度）、他方ではシステム（ＶＣＯ、カウン
タ、Ｄ−Ａ変換器）のむだ時間が抑制されるからである
。

！調節器は、制御偏差Ｕ、が大きいほど、迅速に相応の
方向に積分する。Ｕ、−Ｏであれば、調節器出力はその
最後の値を保持する。

もちろん、調節の質への要求が低いならば、より簡単な
調節器、たとえばＰ調節器を使用することは当業者に任
せられる。より高い要求に対してはＰＩ調節器またはよ
り高い次数の調節要素も使用され得る。

電圧制御形発振器■ＣＯは、パルス列周波数が調節器Ｒ
Ｇの出力に比例しているパルス休止信号の形態で出力信
号Ｕ、を発生する。

電圧制御形発振器■ＣＯの出力信号ＵＮｓすなわちその
つどのパルスＰはドライバＴＨのほかにカウンタＺのカ
ウントパルス入力端にも到達する。

各パルスＰによりカウンタ２は１カウントステツプだけ
進められ、それに基づいてディジタル−アナログ変換器
ＤＡの出力端Ａにおいて参照電圧Ｕ１が等間隔の電圧変
化分だけ高められる。それによって参照電圧ＵＡは積分
された電圧Ｕ、よりも大きい。

差電圧Ｕ、が大きいほど、！１１ｗ１器は迅速に電圧制
御形発振器ｖＣＯのパルス列周波数を高める。

パルス列周波数の迅速な上昇は、参照電圧ＵＡがカウン
タＺおよびディジタル−アナログ変換器ＤＡを介して迅
速に予め定められた等間隔のステップで上昇し、またこ
うして積分された電圧に再び“違い付く“ことに通ずる
。それによって、電圧制御形発振器■ＣＯのパルス列周
波数が入力電圧Ｕ、に比例していることが達成される。

第１図による例ではパルスＰはドライバ段ＴＲおよび伝
達区間ＳＴを介して評価論理回路ＡＬに与えられる。そ
の際に伝達区間ＳＴには高い要求が課せられる必要はな
い、高いパルス列周波数（たとえば２０ＭＨｚ）の伝達
は非臨界的である。

なぜならば、パルスＰが評価論理回路ＡＬによりまさに
なお認識され得るかぎりパルス形態にわずかな要求しか
課せられず、従って本方法の質が阻害されないからであ
る。実際にパルスがもはや認識されない場合、残留する
誤差は生じない、なぜならば、単位時間の間のカウント
の精度が影響されるだけだからである。この点で本方法
はノイズに対する高い安定性ををする。

電圧−周波数変換器のパルス列周波数は、評価論理回路
ＡＬのなかに集積されていてよいカウンタ（たとえば１
６ビツトカウンタ）のなかで累算されることによって、
容易に評価され得る。このカウンタは、電圧−周波数変
換の結果が直接的に調節のために利用され得るように、
ディジタル調節装置の構成部分であってよい、パルス列
周波数の後続の処理はサンプリング時点の選定および平
均値形成の種々の方式に関係して自由に選ばれ得る。有
利な仕方で平均値形成はいわゆるスライディング−ウィ
ンドウを介して行われ得る。その際にパルスの敗は時間
間隔Ｔのなかでカウントされ、その際にカウントは周期
的に時間間隔Ｔよりも短い時間間隔で繰り返される。

電圧−周波数変換の原理的な作動の仕方のこれまでの説
明は、積分器ＪもカウンタＺおよびディジタル−アナロ
グ変換器ＤＡも上限値を有していないという理想的な前
提条件から出発された。このことは現実の構成部分では
もちろん成り立たない、従って、積分器Ｊまたはカウン
タＺまたはディジタル−アナログ１ｍ器ＤＡがそれらの
上限および下限に達するときにも本方法の機能を保証す
る対策が講じられなければならない。

その際にカウンタＺの上限値は、それが積分器Ｊがその
上側の物理的積分限界に到達する以前に到達されるよう
に予め定められなければならない。

もちろんディジタル−アナログ変換器ＤＡも、それがカ
ウンタＺのすべての予め定められたカウント範囲に対し
て適しているように構成されなければならない。

上方シフトされた入力電圧ＩＪ、ｅの積分および参照電
圧Ｕ、の次の値への切換は、カウンタ２がその予め定め
られた上限値に到達するまで、カウンタＺおよびディジ
タル−アナログ変換器ＤＡを介して行われる。この上ｌ
ｌｌ値の到達によりカウンタ２のあふれ出力端ＵＥを介
してあふれ信号が双安定スイッチＦＦに与えられ、それ
に基づいて双安定スイッチＦＦがその出力端において２
値状態を切換える。２値状態のこの切換は切換信号ＵＳ
として直接にカウンタ２の切換入力端ＵＤに到達する。

それによってカウンタ切換信号が行われる。

すなわちカウンタはすぐ次のカウントパルス以降はその
上限値から等間隔のステップでダウンカウントする。積
分器の積分方向はこの時点でまだ変化しない、なぜなら
ば、切換信号がむだ時間要素Ｔ１を介して時間遅延され
て増幅器Ｖに到達するからである。むだ時間要素Ｔ％に
よりディジタル−アナログ変換器のむだ時間が補償され
る。それにより増幅器■は、ディジタル−アナログ変換
器出力がカウンタの方向反転により条件付けられて同じ
く方向を反転したときに初めて切換えられる。

その際にむだ時間Ｔ＆は、使用される変換器形式のむだ
時間に相当するように予め定められ得る。

予め定められむだ時間の経過の後に増幅器Ｖの増幅率が
切換信号ＵＳにより切換えられる。すなわち増幅器はい
ま負の増幅率により動作する。それによって同じ（積分
器Ｊの積分方向が反転する。

カウンタが再びその下限値に到達するとき、再びカウン
タ２の切換出力端υＥを介して双安定スイッチＦＦが駆
動され、その２値出力信号が再び切換わり、また切換信
号ＵＳとして、増幅器Ｖを再び正の増幅率に切換えかつ
マルチプレクサＭを′再びコンパレータの出力端Ｕ、′
と接続するため、先ずカウンタのカウント方向奄切換え
る。その際に本方法は最初から再び開始する。

たとえば構成部分の良さにより影響される電圧−周波数
変換器の作動の確実さは以下に第２図により説明するよ
うな誤差調節により一層改善され得る。

第２図には、誤差調節を有する電圧−周波数変換のため
の装置のブロック回路図が示されている。

誤差調節のための調節対象は鎖線の長方形により強調し
て示されている。ブロック回路図のその他の部分は増幅
器Ｖと積分器Ｊとの間の比較器ＶＣ１を除いて、既に第
１図から知られているブロック回路図に相当する。

誤差調節のための調節対象は、右から左へ、発振器Ｏ３
２単安定スイツチＭＦ（モノフロップ）、精密スイッチ
ＳＣ１低域通過フィルタＴＰ、第２の比較器ＶＧ２およ
び調節器ＲＪから成うている。

モノフロシブＭＰは発振器Ｏ３と一緒にいわゆる精密モ
ノフロップを形成している。

モノフロシブＭＰの入力端に、電圧・周波数変換器から
発生されたパルスＰが到達する。これらの到来パルスＰ
の各々においてモノ７０ツブＭＦが正確に発振器の周期
を取り出し、またそれぞれ一定のパルス幅を有する精密
パルスＩＰＢを発生する。この精密パルスＩＰＢは精密
スイッチＳＣの入力端に与えられる。精密スイッチＳＣ
は正確に定められた電圧を臂する到来精密パルスをその
出力端に与える。すなわち精密モノフロシブＭＦ。

Ｏ８および精密スイッチＳＣは正確に定められた面積゛
を有する精密パルスＩＰＦを発生する。この精密パルス
は低域通過フィルタＴＰの入力端に与えられ、その出力
端には、パルス列周波数に比例しておりかつ理想的な電
圧−周波数変換の隙には上方シフトされた入力電圧ＩＪ
、ｅに等しくなければならない直流電圧Ｕｔ′が現れる
。この直流電圧Ｕ１．’は比較器ｖＧ２において上方シ
フトされた入力電圧Ｕｇ０と比較され、生じた差電圧Ｕ
□が調節器Ｒ，を介して１１節対象の比較器ＶＧＩに与
えられる。それによって比較器ｖＧ１の出力端に差電圧
Ｕ４ｔと上方シフトされた増幅された入力電圧ＵＥ　”
との差から成る調部電圧ＵＩｌが生ずる。

この誤差１１１１１ｆｉにより本方法または本装置は、
良さがより低い構成部分が使用されるときにも、なお十
分な精度で動作する。

【図面の簡単な説明】

第１図は電圧−周波数変換のための装置のブロック回路
図、第２図は誤差調節を賀する電圧−周波数変換のため
の装置のブロック回路図である。 Ａ　Ｌ　−・・評価論理回路 ＤＡ−・・ディジタル−アナログ変換器ＦＦ−・・双安
定切換要素 Ｊ・・・積分器 Ｍ　Ｆ−・・単安定スイッチ Ｏ８・・・発振器 ＲＧ−・・調節器 Ｓ・・・加算器 ＳＣ・・・精密スイッチ ＳＴ−・・伝達区間 ＴＰ・・・低域通過フィルタ ＴＲ・・・ドライバ段 υＤ・・・カウント方向切換装置 Ｖ・・・増幅器 ｖＣＯ・・・□電圧制御形発振器 ＶＣ，ＶＧＩ、ＶＣ２−・・比較器 ２・・・カウンタ Ｚ！・・・カウンタ入力端

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電圧−周波数変換のための方法において、 ａ）任意の時間的経過を有し得る入力電圧（Ｕ＿Ｅ）が
   定数（Ｃ）との結び付けにより正の範囲に上方シフトさ
   れる過程と、 ｂ）上方シフトされた入力電圧（Ｕ＿Ｅ＾＋）が積分さ
   れ、また積分された電圧（Ｕ＿Ｊ）として等間隔のステ
   ップで可変である参照電圧（Ｕ＿Ａ）と比較される過程
   と、 ｃ）積分された電圧（Ｕ＿Ｊ）と参照電圧（Ｕ＿Ａ）と
   の間の電圧差（Ｕ＿Ｂ）が、調節要素（ＲＧ）を介して
   調節要素（ＲＧ）の出力電圧に比例するパルス（Ｐ）の
   列を発生する電圧制御形発振器（ＶＣＯ）に与えられる
   過程と、 ｄ）各パルス（Ｐ）により参照電圧（Ｕ＿Ａ）が、電圧
   差（Ｕ＿Ｂ）が零に向かうように、等間隔の電圧変化分
   だけ高められる過程と、 ｅ）予め定められた上限値の到達の際に過程ａ）ないし
   ｄ）が繰り返され、その際に上方シフトされた入力電圧
   （Ｕ＿Ｅ＾＋）の積分が逆転され、参照電圧（Ｕ＿Ａ）
   が等間隔の電圧変化分だけ低められる過程と、 ｆ）予め定められた下限値の到達の際に過程ａ）ないし
   ｄ）が繰り返される過程と、 ｇ）電圧制御形発振器（ＶＣＯ）から発生されたパルス
   （Ｐ）が時間間隔（Ｔ）のなかでカウントされる過程と を含んでいることを特徴とする電圧−周波数変換のため
   の方法。 ２）発生されたパルス（Ｐ）から直流電圧（Ｕ＿Ｅ′）
   が、また直流電圧（Ｕ＿Ｅ′）および上方シフトされた
   入力電圧（Ｕ＿Ｅ＾＋）から差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）が形
   成され、その際に差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）および上方シフ
   トされた入力電圧（Ｕ＿Ｅ＾＋）の和から調節電圧（Ｕ
   ＿Ｒ）が発生され、この調節電圧がそれぞれ使用される
   積分装置（Ｊ）に与えられることを特徴とする請求項１
   記載の方法。 ３）電圧−周波数変換のための装置において、 ａ）それぞれ１つの切換信号（ＵＳ）により切換可能な
   正および負の増幅率を有し、出カーで積分器（Ｊ）の入
   力端と接続されている増幅器（Ｖ）と、 ｂ）第１の入力端で積分器（Ｊ）の出力端と、第２の入
   力端でディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）のアナログ
   出力端（Ａ）と、また出力端で調節器（ＲＧ）の入力端
   と接続されている比較器（ＶＧ）と、 ｃ）調節器（ＲＧ）の後に接続されており、入力信号（
   Ｕ＿Ｄ）に関係するパルス列周波数のパルス（Ｐ）を発
   生する電圧制御形発振器（ＶＣＯ）と、 ｄ）電圧制御形発振器（ＶＣＯ）の出力端と接続されて
   おり、また到来するパルス（Ｐ）を特定の時間間隔（Ｔ
   ）の間にカウントし、時間間隔（Ｔ）あたりのパルス（
   Ｐ）の合計を出力端に与え得る評価論理回路（ＡＬ）と
   、 ｅ）カウント方向を切換可能であり、カウントパルス入
   力端（Ｚ１）で電圧制御形発振器（ＶＣＯ）の出力端と
   、またカウンタ出力端（ＺＡ）でディジタル−アナログ
   変換器（ＤＡ）のディジタル入力端（Ｄ）と接続されて
   おり、それぞれ予め定められ得る上側または下側カウン
   ト限界が到達されているときにあふれ出力端（ＵＥ）を
   介してあふれ信号を出力するカウンタ（Ｚ）と、 ｆ）カウンタ（Ｚ）の各あふれ信号の際に、２値出力信
   号を切換えることによって、増幅器（Ｖ）の正の増幅率
   と負の増幅率との間の切換、カウンタ（Ｚ）のカウント
   方向の切換およびマルチプレクサ（Ｍ）の切換を行う切
   換信号（ＵＳ）を出力する双安定スイッチ（ＦＦ）と を含んでいることを特徴とする電圧−周波数変換のため
   の装置。 ４）電圧制御形発振器（ＶＣＯ）から発生されたパルス
   （Ｐ）を調節ループを介して直流電圧に復帰変換するた
   め、 ａ）発振器（ＯＳ）を介して制御され、各パルス（Ｐ）
   に対して一定のパルス幅を有するパルス（ＩＰＢ）を発
   生する単安定精密スイッチ（ＭＦ）と、 ｂ）単安定精密スイッチ（ＭＦ）から到来する一定の振
   幅を有するパルス（ＩＰＢ）を低域通過フィルタ（ＴＰ
   ）に伝達するスイッチ（ＳＣ）と、 ｃ）低域通過フィルタ（ＴＰ）の出力端における直流電
   圧（Ｕ＿Ｅ′）および上方シフトされた入力電圧（Ｕ＿
   Ｅ＾＋）から差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）を形成する比較器（
   ＶＧ２）と、 ｄ）差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）を調節する調節器（Ｒ＿Ｊ）
   と、 ｅ）増幅器（Ｖ）の出力端と電圧−周波数変換器の残り
   の調節ループとの間に配置されており、増幅器（Ｖ）の
   出力端における増幅された上方シフトされた入力電圧（
   Ｕ＿＾Ｅ＋）と調節器（Ｒ＿Ｊ）の出力端における調節
   された差電圧（Ｕ＿ｄ＿Ｅ）との和から電圧−周波数変
   換器の残りの調節ループに対する調節量（Ｕ＿Ｒ）を形
   成する比較器（ＶＧ１）とを含んでいることを特徴とす
   る請求項３記載の装置。 ５）評価論理回路（ＡＬ）が伝達区間（ＳＴ）およびド
   ライバ段（Ｔ）を介して残りの装置に接続されているこ
   とを特徴とする請求項３または４記載の装置。