JPH01274548A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPH01274548A JPH01274548A JP10523188A JP10523188A JPH01274548A JP H01274548 A JPH01274548 A JP H01274548A JP 10523188 A JP10523188 A JP 10523188A JP 10523188 A JP10523188 A JP 10523188A JP H01274548 A JPH01274548 A JP H01274548A
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- JP
- Japan
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- time series
- series data
- phase
- clock
- digital
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は復調装置に関し、特にディジタル位相変調信号
の復調装置に関する。
の復調装置に関する。
ディジタル位相変調信号（ＰＳＫ信号）を復調する従来
の復調装置は、同期復調回路、基準搬送波再生ループ、
クロック再生ループ等に多数のアナログ回路を用いて構
成されていた。
の復調装置は、同期復調回路、基準搬送波再生ループ、
クロック再生ループ等に多数のアナログ回路を用いて構
成されていた。
上述した従来の復調装置は多数のアナログ回路を含むの
でＬＳＩ化に適しないという欠点があり、又、アナログ
回路は温度、経時変動による特性劣化、更には電源電圧
変動等による不安定さのため、回路設計が難しくなる、
という欠点がある。
でＬＳＩ化に適しないという欠点があり、又、アナログ
回路は温度、経時変動による特性劣化、更には電源電圧
変動等による不安定さのため、回路設計が難しくなる、
という欠点がある。
本発明の目的は、ＬＳＩ化に適し、ビットレートの変更
に容易に対応できる復調装置を提供することにある。
に容易に対応できる復調装置を提供することにある。
本発明の復調装置は、ディジタル位相変調信号の搬送波
周波数にほぼ等しい周波数で互に直交する２系列の局部
発振信号により前記ディジタル位相変調信号を低域に周
波数変換する直交周波数変換器と、この直交周波数変換
器が出力した２系列の信号をシンボル中央点のクロック
及びこのクロックの中央点のクロックからなるサンプリ
ングクロックにより標本化し量子化する１対のＡ／Ｄ変
換器と、この１対のＡ／Ｄ変換器が出力した２系列の第
１の時系列データを帯域制限する１対のディジタルフィ
ルタと、互に直交する２系列の基準搬送波信号を表す２
系列の第２の時系列データにより前記１対のディジタル
フィルタが出力した２系列の第３の時系列データを同期
復調する複素乗算器と、この複素乗算器が出力した２系
列の第４の時系列データの各データのうち前記シンボル
中央点のクロックに対応する各データの時系列から前記
基準搬送波信号の位相誤差を検出する第１の位相検出器
と、この第１の位相検出器が出力した第５の時系列デー
タを入力するディジタル型の第１のループフィルタと、
この第１のループフィルタが出力した第６の時系列デー
タに制御されて前記２系列の第２の時系列データをディ
ジタル的に発生する基準搬送波発生器と、前記２系列の
第４の時系列データから前記サンプリングクロックの位
相誤差を検出する第２の位相検出器と、この第２の位相
検出器が出力した第７の時系列データを入力するディジ
タル型の第２のループフィルタと、この第２のループフ
ィルタが出力した第８の時系列データに制御されて前記
サンプリングクロックを発生するサンプリングクロック
発生器とを備えている。
周波数にほぼ等しい周波数で互に直交する２系列の局部
発振信号により前記ディジタル位相変調信号を低域に周
波数変換する直交周波数変換器と、この直交周波数変換
器が出力した２系列の信号をシンボル中央点のクロック
及びこのクロックの中央点のクロックからなるサンプリ
ングクロックにより標本化し量子化する１対のＡ／Ｄ変
換器と、この１対のＡ／Ｄ変換器が出力した２系列の第
１の時系列データを帯域制限する１対のディジタルフィ
ルタと、互に直交する２系列の基準搬送波信号を表す２
系列の第２の時系列データにより前記１対のディジタル
フィルタが出力した２系列の第３の時系列データを同期
復調する複素乗算器と、この複素乗算器が出力した２系
列の第４の時系列データの各データのうち前記シンボル
中央点のクロックに対応する各データの時系列から前記
基準搬送波信号の位相誤差を検出する第１の位相検出器
と、この第１の位相検出器が出力した第５の時系列デー
タを入力するディジタル型の第１のループフィルタと、
この第１のループフィルタが出力した第６の時系列デー
タに制御されて前記２系列の第２の時系列データをディ
ジタル的に発生する基準搬送波発生器と、前記２系列の
第４の時系列データから前記サンプリングクロックの位
相誤差を検出する第２の位相検出器と、この第２の位相
検出器が出力した第７の時系列データを入力するディジ
タル型の第２のループフィルタと、この第２のループフ
ィルタが出力した第８の時系列データに制御されて前記
サンプリングクロックを発生するサンプリングクロック
発生器とを備えている。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
第１図に示す実施例は、中間周波帯の４相ＰＳＫ信号で
ある受信信号Ｓの搬送波数にほぼ等しい周波数の局部発
振信号を発生する局部発振器１０と、局部発振信号を入
力するπ／２位相器２０と、局部発振信号により受信信
号Ｓを低域に周波数変換するミクサ３１と、π／２位相
器２０の出力信号により受信信号Ｓを低域に周波数変換
するミクサ３２と、ミクサ３１，３２が出力した信号を
入力する低域フィルタ４１．４２と、シンボル中央点の
クロック及びこのクロックの中央点のクロックからなる
サンプリングクロックＳＣにより低域フィルタ４１，４
２が出力した信号を標本化し量子化して時系列データＤ
Ｉ １． Ｄｉ ２として出力するＡ／Ｄ変換器５１，
５２と、時系列データＤ１１゜Ｄｉ２を帯域制限し時系
列データＤ３１．Ｄ３２として出力するＦＩＲ（ｆｉｎ
ｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ
６１．６２と、互に直交する２系列の基準搬送波信号を
表す時系列データＤ２１．Ｄ２２により時系列データＤ
３１．Ｄ３２を同期復調し時系列データＤ４１．Ｄ４２
として出力する複素乗算器７０と、時系列データＤ４１
．Ｄ４２の各データのうちシンボル中央点のクロックに
対応する各データの時系列から基準搬送波信号の位相誤
差を検出し時系列データＤ５０として出力する位相検出
器８０と、時系列データＤ５０を入力するディジタル型
のループフィルタ９０と、ループフィルタ９０が出力し
た時系列データＤ６０に制御されて基準搬送波信号の瞬
時位相を表す時系列データを出力する位相発生器１００
と、位相発生器１００が出力した時系列データに基づき
時系列データＤ２１．Ｄ２２を出力する波形発生器１１
０と、時系列データＤ４１．Ｄ４２からサンプリングク
ロックＳＣの位相誤差を検出し時系列データＤ７０とし
て出力するクロック位相検出器１２０と、時系列データ
Ｄ７０を入力するディジタル型のループフィルタ１３０
と、ループフィルタ１３０が出力した時系列データＤ８
０を電圧信号に変換するＤ／Ａ変換器１４０と、Ｄ／Ａ
変換器１４０が出力した電圧信号に制御されてサンプリ
ングクロックＳＣを出力するＶＣＸＯ（ｖｏｌｔａｇｅ
ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｃｒｙ３ｉＢｌ □ｓｃｉ！Ｉ
ａｔｏｒ）とを備えて構成されている。
ある受信信号Ｓの搬送波数にほぼ等しい周波数の局部発
振信号を発生する局部発振器１０と、局部発振信号を入
力するπ／２位相器２０と、局部発振信号により受信信
号Ｓを低域に周波数変換するミクサ３１と、π／２位相
器２０の出力信号により受信信号Ｓを低域に周波数変換
するミクサ３２と、ミクサ３１，３２が出力した信号を
入力する低域フィルタ４１．４２と、シンボル中央点の
クロック及びこのクロックの中央点のクロックからなる
サンプリングクロックＳＣにより低域フィルタ４１，４
２が出力した信号を標本化し量子化して時系列データＤ
Ｉ １． Ｄｉ ２として出力するＡ／Ｄ変換器５１，
５２と、時系列データＤ１１゜Ｄｉ２を帯域制限し時系
列データＤ３１．Ｄ３２として出力するＦＩＲ（ｆｉｎ
ｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ
６１．６２と、互に直交する２系列の基準搬送波信号を
表す時系列データＤ２１．Ｄ２２により時系列データＤ
３１．Ｄ３２を同期復調し時系列データＤ４１．Ｄ４２
として出力する複素乗算器７０と、時系列データＤ４１
．Ｄ４２の各データのうちシンボル中央点のクロックに
対応する各データの時系列から基準搬送波信号の位相誤
差を検出し時系列データＤ５０として出力する位相検出
器８０と、時系列データＤ５０を入力するディジタル型
のループフィルタ９０と、ループフィルタ９０が出力し
た時系列データＤ６０に制御されて基準搬送波信号の瞬
時位相を表す時系列データを出力する位相発生器１００
と、位相発生器１００が出力した時系列データに基づき
時系列データＤ２１．Ｄ２２を出力する波形発生器１１
０と、時系列データＤ４１．Ｄ４２からサンプリングク
ロックＳＣの位相誤差を検出し時系列データＤ７０とし
て出力するクロック位相検出器１２０と、時系列データ
Ｄ７０を入力するディジタル型のループフィルタ１３０
と、ループフィルタ１３０が出力した時系列データＤ８
０を電圧信号に変換するＤ／Ａ変換器１４０と、Ｄ／Ａ
変換器１４０が出力した電圧信号に制御されてサンプリ
ングクロックＳＣを出力するＶＣＸＯ（ｖｏｌｔａｇｅ
ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｃｒｙ３ｉＢｌ □ｓｃｉ！Ｉ
ａｔｏｒ）とを備えて構成されている。
局部発振器１０、π／２移相器２０及びミクサ３１．３
２は直交周波数変換器を構成しており、局部発振信号の
角周波数ω、を受信信号Ｓの搬送波角周波数ω６にほぼ
等しくしているので、この直交周波数変換器は受信信号
Ｓを直交準同期復調して２系列のゼロビート信号に変換
する。受信信号Ｓを Ｓ＝Ｐ ｃｏｓ ω、 ｔ ＋ Ｑ ｓｉｎ ω、
ｔ （１）と表現し、局部発振器１０が出力した局
部発振信号をｃｏｓ ω、ｔとすればπ／２移相器２０
の出力信号はｓｉｎ ω、ｔであるから、ミクサ３１，
３２の出力信号Ａ、Ｂは Ａ＝ （Ｐ ＣＯ３（ＩＪ、 ｔ ＋ Ｑ ｓｉｎ
ω、 ｔ）／２ （２）Ｂ＝ （−Ｐ ｓｉｎ
ωＩｔ ＋ Ｑ ｃｏｓ ω、 ｔ）／２ （３）と
なる。但し、ω、＝ω、−ω、である。
２は直交周波数変換器を構成しており、局部発振信号の
角周波数ω、を受信信号Ｓの搬送波角周波数ω６にほぼ
等しくしているので、この直交周波数変換器は受信信号
Ｓを直交準同期復調して２系列のゼロビート信号に変換
する。受信信号Ｓを Ｓ＝Ｐ ｃｏｓ ω、 ｔ ＋ Ｑ ｓｉｎ ω、
ｔ （１）と表現し、局部発振器１０が出力した局
部発振信号をｃｏｓ ω、ｔとすればπ／２移相器２０
の出力信号はｓｉｎ ω、ｔであるから、ミクサ３１，
３２の出力信号Ａ、Ｂは Ａ＝ （Ｐ ＣＯ３（ＩＪ、 ｔ ＋ Ｑ ｓｉｎ
ω、 ｔ）／２ （２）Ｂ＝ （−Ｐ ｓｉｎ
ωＩｔ ＋ Ｑ ｃｏｓ ω、 ｔ）／２ （３）と
なる。但し、ω、＝ω、−ω、である。
ミクサ３１，３２の出力信号は低域フィルタ４１．４２
を通り、Ａ／Ｄ変換器５１．５２においてサンプリング
クロックＳＣでサンプリングされ、所要のビット数の時
系列データＤｌｌ、Ｄ１２に変換される。このサンプリ
ングは、シンボル中央点（受信信号Ｓのタイムスロット
の中央点）及びタイムスロットの境目の１シンボル当り
２点で行われる。このようにダブルサンプリングを行う
のは、後に説明するクロック同期のためである。
を通り、Ａ／Ｄ変換器５１．５２においてサンプリング
クロックＳＣでサンプリングされ、所要のビット数の時
系列データＤｌｌ、Ｄ１２に変換される。このサンプリ
ングは、シンボル中央点（受信信号Ｓのタイムスロット
の中央点）及びタイムスロットの境目の１シンボル当り
２点で行われる。このようにダブルサンプリングを行う
のは、後に説明するクロック同期のためである。
時系列データＤｌｌ、Ｄ１２は、復調装置全体としての
主帯域制限を行うＦＩＲフィルタ６１゜６２により帯域
制限されて時系列データＤ３１゜Ｄ３２となり、複素乗
算器７０において時系列データＤ２１．Ｄ２２によって
同期復調され、時系列データＤ４１．Ｄ４２が得られる
。時系列データＤ２１．Ｄ２２が表す基準搬送波信号Ｃ
２Ｄを、位相同期が確立する以前の状態を考えてＣ：Ｃ
０３（（１７，ｔ−θ−（ｔ）） （４）Ｄ＝ｓ
ｉｎ（ω、 を−θ（ｔ ） ） （５）と表す
と、複素乗算器７０はＡＣ−ＢＤ及びＡＤ＋ＢＣの演算
を行う。従って、時系列データＤ４１゜Ｄ４２が表す信
号Ｅ、Ｆは Ｅ＝ （Ｐｃｏｓθ（ｔ）＋Ｑｓｉｎθ（ｔ ） ）
／ ２ （６）Ｆ＝（−Ｐｓｉｎθ（ｔ）＋Ｑｃｏ
ｓθ（ｔ ） ） ／ ２ （７）である。
主帯域制限を行うＦＩＲフィルタ６１゜６２により帯域
制限されて時系列データＤ３１゜Ｄ３２となり、複素乗
算器７０において時系列データＤ２１．Ｄ２２によって
同期復調され、時系列データＤ４１．Ｄ４２が得られる
。時系列データＤ２１．Ｄ２２が表す基準搬送波信号Ｃ
２Ｄを、位相同期が確立する以前の状態を考えてＣ：Ｃ
０３（（１７，ｔ−θ−（ｔ）） （４）Ｄ＝ｓ
ｉｎ（ω、 を−θ（ｔ ） ） （５）と表す
と、複素乗算器７０はＡＣ−ＢＤ及びＡＤ＋ＢＣの演算
を行う。従って、時系列データＤ４１゜Ｄ４２が表す信
号Ｅ、Ｆは Ｅ＝ （Ｐｃｏｓθ（ｔ）＋Ｑｓｉｎθ（ｔ ） ）
／ ２ （６）Ｆ＝（−Ｐｓｉｎθ（ｔ）＋Ｑｃｏ
ｓθ（ｔ ） ） ／ ２ （７）である。
位相検出器８０は、時系列データＤ４１．Ｄ４２ＥＥ−
８ＧＮ （Ｆ）−Ｆ−８ＧＮ （Ｅ） の演算を行い、
位相誤差を表す時系列データＤ５０としてループフィル
タ９０へ出力する。
８ＧＮ （Ｆ）−Ｆ−８ＧＮ （Ｅ） の演算を行い、
位相誤差を表す時系列データＤ５０としてループフィル
タ９０へ出力する。
位相発生器１００及び波形発生器１１０はアナログ回路
のｖＣＯに相当するものである。位相発生器１００は、
ループフィルタ９０が出力した時系列データＤ６０の表
す値がＯに近付くように、基準搬送波信号Ｃ，Ｄの瞬時
位相（ωｆｔ−θ（ｔ））の時系列データを出力する。
のｖＣＯに相当するものである。位相発生器１００は、
ループフィルタ９０が出力した時系列データＤ６０の表
す値がＯに近付くように、基準搬送波信号Ｃ，Ｄの瞬時
位相（ωｆｔ−θ（ｔ））の時系列データを出力する。
波形発生器１１０は、位相発生器１００から入力した時
系列データに対応して基準搬送波信号Ｃ，Ｄの時系列デ
ータＤ２１゜Ｄ２２を出力するＲＯＭテーブルである。
系列データに対応して基準搬送波信号Ｃ，Ｄの時系列デ
ータＤ２１゜Ｄ２２を出力するＲＯＭテーブルである。
複素乗算器７０から波形発生器１１０に至り複素乗算器
７０に戻る搬送波位相同期ループの同期が確立すると、
４式、５式におけるθ（１）がＯ２π／２．π又は３π
／２となり、６式、７式に見られるように、時系列デー
タＤ４１．Ｄ４２の各データのうちシンボル中央点のク
ロックに対応する各データが（４相位相不確定性を含ん
だ）復調データとして得られる。なお、時系列データＤ
４１゜Ｄ４２の各データのうちタイムスロットの境目の
クロックに対応する各データは、必ずしも搬送波位相同
期のための有効な情報を含まず、ループの動作を乱すの
で、位相検出器８０は時系列データＤ４１．Ｄ４２の各
データのうちシンボル中央点のクロックに対応する各デ
ータのみを用い、他は捨ててシングルサンプリングの状
態で動作する。
７０に戻る搬送波位相同期ループの同期が確立すると、
４式、５式におけるθ（１）がＯ２π／２．π又は３π
／２となり、６式、７式に見られるように、時系列デー
タＤ４１．Ｄ４２の各データのうちシンボル中央点のク
ロックに対応する各データが（４相位相不確定性を含ん
だ）復調データとして得られる。なお、時系列データＤ
４１゜Ｄ４２の各データのうちタイムスロットの境目の
クロックに対応する各データは、必ずしも搬送波位相同
期のための有効な情報を含まず、ループの動作を乱すの
で、位相検出器８０は時系列データＤ４１．Ｄ４２の各
データのうちシンボル中央点のクロックに対応する各デ
ータのみを用い、他は捨ててシングルサンプリングの状
態で動作する。
また、原理的にはＦＩＲフィルタ６１．６２を複素乗算
器７０の後に配置することもできるが、このような配置
をとるとＦＩＲフィルタ６１．６２の大きな遅延によっ
て搬送波位相同期ループが不安定になり易いので、ＦＩ
Ｒフィルタ６１．６２は複素乗算器７０の前に配置して
いる。
器７０の後に配置することもできるが、このような配置
をとるとＦＩＲフィルタ６１．６２の大きな遅延によっ
て搬送波位相同期ループが不安定になり易いので、ＦＩ
Ｒフィルタ６１．６２は複素乗算器７０の前に配置して
いる。
クロック位相検出器１２０は、連続する２つのシンボル
のサンプル値が異符号である場合、この両サンプル値の
サンプリング点が早過ぎれば両サンプリング点の中央点
でのサンプル値の符号とその直前のサンプリング点での
サンプル値の符号とが一致し、遅すぎれば一致しないと
いう原理に基すいて時系列データＤ４１．Ｄ４２からサ
ンプリングクロックＳＣの進み、遅れを検出する周知の
位相誤差検出器である。検出された進み、遅れは時系列
データＤ７０としてループフィルタ１３０へ出力される
。ループフィルタ１３０が出力した時系列データＤ８０
をＤ／Ａ変換器１４０によって電圧信号に変換し、この
電圧信号でＶＣＸＯ１５０の発振位相を制御することに
よってサンプリングクロックＳＣの位相が最適に保たれ
る。
のサンプル値が異符号である場合、この両サンプル値の
サンプリング点が早過ぎれば両サンプリング点の中央点
でのサンプル値の符号とその直前のサンプリング点での
サンプル値の符号とが一致し、遅すぎれば一致しないと
いう原理に基すいて時系列データＤ４１．Ｄ４２からサ
ンプリングクロックＳＣの進み、遅れを検出する周知の
位相誤差検出器である。検出された進み、遅れは時系列
データＤ７０としてループフィルタ１３０へ出力される
。ループフィルタ１３０が出力した時系列データＤ８０
をＤ／Ａ変換器１４０によって電圧信号に変換し、この
電圧信号でＶＣＸＯ１５０の発振位相を制御することに
よってサンプリングクロックＳＣの位相が最適に保たれ
る。
以上説明したように本発明は、Ａ／Ｄ変換器の前段の部
分及びサンプリングクロック発生器を除く全構成要素な
ディジタル回路で実現することにより、復調装置を容易
にＬＳＩ化できる効果があり、又、ＰＳＫ信号のビット
レートの変更に対してサンプリングクロック発生器を交
換するだけで対応できる効果があり、更に、Ａ／Ｄ変換
器でダブルサンプリングを行い基準搬送波信号の位相誤
差を検出する第１の位相検出器はシングルサンプリング
として動作させることにより、サンプリングクロックの
位相制御をディジタル的に行いながら搬送波位相同期ル
ープの動作性能を向上できる効果があり、更に又、主帯
域制限用のディジタルフィルタを複素乗算器の前に配置
することにより、搬送波位相同期ループの動作を安定に
できる効果がある。
分及びサンプリングクロック発生器を除く全構成要素な
ディジタル回路で実現することにより、復調装置を容易
にＬＳＩ化できる効果があり、又、ＰＳＫ信号のビット
レートの変更に対してサンプリングクロック発生器を交
換するだけで対応できる効果があり、更に、Ａ／Ｄ変換
器でダブルサンプリングを行い基準搬送波信号の位相誤
差を検出する第１の位相検出器はシングルサンプリング
として動作させることにより、サンプリングクロックの
位相制御をディジタル的に行いながら搬送波位相同期ル
ープの動作性能を向上できる効果があり、更に又、主帯
域制限用のディジタルフィルタを複素乗算器の前に配置
することにより、搬送波位相同期ループの動作を安定に
できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
１０・・・・・・局部発振器、２０・・・・・・π／２
移相器、３１．３２・・・・・・ミクサ、４１．４２・
・・・・・低域フィルタ、５１．５２・・・・・・Ａ／
Ｄ変換器、６１．６２・・・・・・ＦＩＲフィルタ、７
０・・・・・・複素乗算器、８０・・・・・・位相検出
器、９０・・・・・・ループフィルタ、１００・・・・
・・位相発生器、１１０・・・・・・波形発生器、１２
０・・・・・・クロック位相検出器、１３０・・・・・
・ループフィルタ、１４０・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、
１５０・・・・・・ｖｃｘｏ。 代理人 弁理士 内 原 音
移相器、３１．３２・・・・・・ミクサ、４１．４２・
・・・・・低域フィルタ、５１．５２・・・・・・Ａ／
Ｄ変換器、６１．６２・・・・・・ＦＩＲフィルタ、７
０・・・・・・複素乗算器、８０・・・・・・位相検出
器、９０・・・・・・ループフィルタ、１００・・・・
・・位相発生器、１１０・・・・・・波形発生器、１２
０・・・・・・クロック位相検出器、１３０・・・・・
・ループフィルタ、１４０・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、
１５０・・・・・・ｖｃｘｏ。 代理人 弁理士 内 原 音
Claims (1)
- ディジタル位相変調信号の搬送周波数にほぼ等しい周波
数で互に直交する２系列の局部発振信号により前記ディ
ジタル位相変調信号を低域に周波数変換する直交周波数
変換器と、この直交周波数変換器が出力した２系列の信
号をシンボル中央点のクロック及びこのクロックの中央
点のクロックからなるサンプリングクロックにより標本
化し量子化する１対のＡ／Ｄ変換器と、この１対のＡ／
Ｄ変換器が出力した２系列の第１の時系列データを帯域
制限する１対のディジタルフィルタと、互に直交する２
系列の基準搬送波信号を表す２系列の第２の時系列デー
タにより前記１対のディジタルフィルタが出力した２系
列の第３の時系列データを同期復調する複素乗算器と、
この複素乗算器が出力した２系列の第４の時系列データ
の各データのうち前記シンボル中央点のクロックに対応
する各データの時系列から前記基準搬送波信号の位相誤
差を検出する第１の位相検出器と、この第１の位相検出
器が出力した第５の時系列データを入力するディジタル
型の第１のループフィルタと、この第１のループフィル
タが出力した第６の時系列データに制御されて前記２系
列の第２の時系列データをディジタル的に発生する基準
搬送波発生器と、前記２系列の第４の時系列データから
前記サンプリングクロックの位相誤差を検出する第２の
位相検出器と、この第２の位相検出器が出力した第７の
時系列データを入力するディジタル型の第２のループフ
ィルタと、この第２のループフィルタが出力した第８の
時系列データに制御されて前記サンプリングクロックを
発生するサンプリングクロック発生器とを備えたことを
特徴とする復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10523188A JPH01274548A (ja) | 1988-04-26 | 1988-04-26 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10523188A JPH01274548A (ja) | 1988-04-26 | 1988-04-26 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01274548A true JPH01274548A (ja) | 1989-11-02 |
Family
ID=14401882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10523188A Pending JPH01274548A (ja) | 1988-04-26 | 1988-04-26 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01274548A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0514430A (ja) * | 1991-07-02 | 1993-01-22 | Nec Corp | 搬送波再生回路 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5066105A (ja) * | 1973-10-11 | 1975-06-04 | ||
| JPS56146346A (en) * | 1980-01-08 | 1981-11-13 | E Systems Inc | Demodulating method and regenerative loop circuit |
| JPS5890854A (ja) * | 1981-11-26 | 1983-05-30 | Toshiba Corp | サンプリング位相同期回路 |
-
1988
- 1988-04-26 JP JP10523188A patent/JPH01274548A/ja active Pending
Patent Citations (3)
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