JPH01221905A - 広帯域差動増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、差動増幅器、特にエミッタ帰還抵抗器及び非
直線性補償回路を有する広帯域差動増幅器に開する。

［従来技術及び発明が解決しようとする課題］差動増幅
器は、多くの集積回路で重要な構成要素として広く用い
られている。しかし、差動増幅器を種々の回路に応用す
る際に、差動増幅器の利点が利得特性の非直線性によっ
て制限されることがある。このような非直線性は、差動
増幅器に印加される入力電圧のダイナミック・レンジも
制限する。

第３図の従来例に示すように、エミッタ負帰還を採用す
ることにより差動増幅器のダイナミック・レンジの直線
性を改善することが出来る。この方法では、１対の定電
流源を１対のトランジスタのエミッタに夫々側々に接続
し、更にトランジスタのエミッタ間にエミッタ帰還抵抗
器を接続している。この回路でも差動増幅器の利得特性
の非直線性を低減出来るが、その有効範囲はあまり広く
はない。　　・ 更にこの問題を解決し、差動増幅器の利得特性の直線性
を改善する為に、第４図の従来例に示すような所謂「カ
スコンブ（ｃａｓｃｏｍｐ）　Ｊ回路が採用されること
がある。尚、この回路に関しては、特公昭５７−１８３
３６号公報に詳細に記載されている。カスコード・トラ
ンジスタ対Ｑ、及びＱ４のエミッタ間電圧は、回路全体
の非直線性の原因となる主トランジスタ対Ｑ１　及びＱ
、のベース・エミッタ間の正味の電圧に実質的に等しい
。補償用増幅器ＡＣＩＩＰ　により発生される非直線性
信号が、この差動増幅器の出力に加算される。この補償
用増幅器Ａ　ＣＭ　Ｐ　の利得を調整することにより、
この差動増幅器の出力の非直線的成分を相殺することが
出来る。残念ながら、このカスコンブ回路は、殆どの差
動増幅器の帯域幅よりかなり低い周波数までしか有効で
はない。何故なら、他の部品、即ち、トランジスタ対Ｑ
３及びＱ、のベース・エミッタ間電圧により実際の非直
線性を検出しているのであり、この非直線性の検出精度
は、周波数の上昇と共に減少してしまうからである。

ここで、後述する本発明の説明の準備として、第３図の
従来例について詳しく説明する。このエミッタ帰還型差
動増幅器（１０）は、帰還抵抗器（１６）を有する。こ
の差動増幅器（１０）では、可能な限り特性の揃った２
つのＮ　Ｐ　Ｎ型トランジスタ（１２）及び（１４）の
エミッタ（１８）及び（２０）間に帰還抵抗器（１６）
が接続され、電流値の等しい２つの定電流源（２２）及
び（２４）が別々にエミッタ（１８）及び（２０）に接
続されている。入力信号源（２６）から夫々供給された
差動入力電圧により、２つの入力電圧信号Ｖｂｌ及びＶ
ｂ２がトランジスタ（１２）及び（１４）のベース（２
８）及び（３０）とエミッタ（１８）及び（２０）との
間の電圧として夫々供給される。

この増幅器は、トランジスタ（１２）及び（１４）のコ
レクタ（３２）及び（３４）に夫々出力電流信号１ｃｌ
及び１ｃ２を発生する。トランジスタ（１２）及び（１
４）の出力電流信号ＩＣＩ及びｉＣ２によって、電流１
ｃ１及びｉＣ２間の差又は電圧゛ＶＣ！及びｖ　ｃ　２
間の差を表す差動出力信号が決まる。電圧ＶｃＩ及びＶ
ｃ２は、コレクタ（３２）及び（３４）に接続された同
じ値の負荷抵抗器（３６）及び（３８）に電流１ｃ１及
びｌｃ２が流れることにより与えられる。

この差動増幅器（１０）の動作を以下のように数式で説
明することが出来る。

定電流源の電流値を共に１１１％帰還抵抗器（１６）を
流れる電流値をｉｌ　　とすると、コレクタ電流値ｌｃ
ｌ及び１ｃ２は、 ｌｃ、＝１ｏ＋１１．１ｅ２＝ｌ１１　１１・・・　（
１）以下のようにＶ、を定義する。

Ｖ　ｑ　＝　Ｋ　Ｔ　／　ｑ　　　　　　　　　　・・
・　（２）ここで、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度
、ｑは電子の電荷を表す。

トランジスタに於いて一般に次式が成立する。

ｉｅ＝　Ｉｓ　　［ｅ　ｘ　ｐ（Ｖｂ−／Ｖｑ−１）］
　　’　　−・（３）即ち、Ｖｂ、＝Ｖｑ＋ｎ（ｉｃ／
Ｉｓ）　　　（近似式）ここで％　Ｉｓはベース・エミ
ッタ間飽和電流、ｉＣはコレクタ電流、■１．はベース
・エミッタ間電圧を表す。

第３図に於いて、第１及び第２トランジスタ（１２）及
び（１４）のベース（２８）及び（３０）間の電圧をｖ
ｂｌ２、帰還抵抗器の値をＲ＠　とすると、次式が成立
する。

Ｖｂ＋２＝　Ｖｂ＋　＋　Ｒｓ　ｉ　＋　　Ｖｂ２　　
　　・・・　（４）尚、ｖｂｌ、Ｖｂ２は、上述のよう
にトランジスタ（１２）及び（１４）のベース・エミッ
タ間電圧である。

（４）式に（３）式及び（１）式を代入すれば、次式が
得られる。

Ｖｓｎ＝　Ｖｂ＋２＝　Ｒｓ　ｉｏ　（ｉ　＋７　ｉｏ
）　＋ｖ、　ｌ　ｎ　　［（１＋（ｉｔ／　１ｏ））／
（１ｔ−（ｉｔ／　１ｏ））コ・・・　（５） （５）式は、次のように変形出来る。

Ｗ＝ＦＸ＋　　１　　ｎ　　［（１＋Ｘ）／（１−Ｘ）
］　　］ニーー６）ここで、Ｗ＝Ｖい／　’Ｊ　ｑ　、
Ｆ　＝Ｒ＠　１　ｏ　／　Ｖｑ　ｓＸ　＝　１＋／　ｌ
ｏである。

残念ながら、入力Ｗに対して出力Ｘの簡単な式は、以上
の式から導き出すことは出来ない。しかし、（６）式の
微分することにより、一定の関係を有する係数を導くこ
とが出来る。（６）式を微分し、３階導関数までを計算
し、Ｘ＝０とおけば、ｄＸ／ｄＷ＝１／　（Ｆ＋２）　
　　、・・・　（７）ｄ２Ｘ／ｄＷ’＝ｏ　　　　　　
　　−−−（８）ｄ’Ｘ／ｄＷ３＝−４／　（Ｆ＋２＞
’・・・　（９）が得られる。この増幅器の回路の対称
性の為、偶数階の微分係数は０になることに留意された
い。

上述の関係を参照して、この増幅器の利得（ｄＸ／ｄＷ
）の式を０のまわりのマクロ−リン級数として表すこと
により、回路の近似設計式を得ることが出来る。即ち、
利得をＡ　（Ｗ）とすると、次式が得られる。

Ａ　（Ｗ）　＝　Ａｏ　＋　ＡｚＷ２／　２１　＋Ａ、
Ｗ’／ｉ＋・・・　・・・（１０）（１０）式は、増幅
器（１０〉の利得を表す便利な数式である。増幅器（１
０）の回路の対称性の為に、Ｗの奇数乗の項が総て０に
なることに留意されたい。ここで、係数Ａ０、Ａ２、Ａ
４、・・・は、（８）式から導かれるｄＸ／ｄＷ、ｄ３
Ｘ／ｄＷ３、ｄ５Ｘ／ｄＷ’　、・−−（７）導間数の
係数に夫々対応している。

本発明の目的は従来より更に広帯域な周波数にわたり利
得特性の直線性を改善し得る広帯域差動増幅器を提供す
ることである。

本発明の他の目的は利得特性の非直線性を正確に補償し
得るエミッタ帰還型広帯域差動増幅器を提供することで
ある。

本発明の他の目的は、集積回路に容易に実装可能な広帯
域差動増幅器を提供することである。

［課題を解決する為の手段及び作用］ 本発明の差動増幅器によれば、主増幅器と補償用増幅器
とを相補的に接続し、合成出力信号を得ている。これら
主増幅器と補償用増幅器の構成は、類似しているが、回
路素子の値が互いに異なっている。これら２つの増幅器
は、各々差動増幅器であって、１対のエミッタ結合トラ
ンジスタ対と、このトランジスタ対のエミッタ間に接続
された帰還抵抗器と、更にこのトランジスタ対のエミッ
タに別々に接続された１対の定電流源とを含んでいる。

しかし、主増幅器の定電流源は、補償用増幅器の定電流
源よりかなり大きな電流を供給し、補償用増幅器の帰還
抵抗器の値は、主増幅器の帰還抵抗器の値よりかなり大
きくなっている。

差動入力電圧である第１及び第２入力信号が、主増幅器
及び補償用増幅器の第１及び第２トランジスタのベース
に夫々供給される。主増幅器の第１トランジスタのコレ
クタが補償用増幅器の第２トランジスタのコレクタに接
続され、主増幅器の第２トランジスタのコレクタが補償
用増幅器の第１トランジスタのコレクタに接続されてい
る。

上述のように主増幅器及び補償用増幅器を接続すると、
本発明の差動増幅器は、主増幅器及び補償用増幅器の両
方の利得特性に従う合成出力信号が得られる。この補償
用増幅器は、主増幅器の利得特性の非直線性を効果的に
相殺することが出来る。従って、システム全体の利得特
性は、入力信号電圧の広い範囲にわたり直線性が改善さ
れ、且つ歪が低減される。

［実施例］ 第１図は、本発明による差動増幅器（５０）を示す回路
図である。この回路は、主増幅器（６０）及び補償用増
幅器（９０）を含んでいる。

主増幅器（６０）の構成は、第３図の従来の差動増幅器
（１０）と同様である。主増幅器（６０）では、出来る
だけ特性の揃った２つのＮＰＮ型トランジスタ（６２）
及び（６４）のエミッタ間にエミッタ帰還抵抗器（６６
）を接続し、同一の電流値の２つの定電流源（６８）及
び（７０）をトランジスタ（６２）及び（６４）のエミ
ッタに夫々接続している。入力信号源（７２）により供
給される入力電圧Ｖ　ｉ　ｎにより２つの入力電圧Ｖｉ
ｌ及びＶｉ□が決まる。電圧Ｖ　ｌ　ｌ及びＶ１２は、
トランジスタ（６２）及び（６４）のペース（７４）及
び（７６）に供給される。抵抗器（６６）の抵抗値は、
２２０Ωである。２つの電流源（６８）及び（７０）は
、トランジスタ（６２）及び（６４）のエミッタ（７８
）及び（８０）に夫々接続している。定電流２１（６８
）及び（７０）の各々は、１、ＱｍＡの電流Ｉ　ｅ＋ａ
を供給する。差動出力信号は、２つの出力電流信号１．
４１及び１１１２によって決まり、これら出力電流信号
は夫々トランジスタ（６２）及び（６４）のコレクタ（
８２）及び（８４）を流れる。

補償用増幅器（９０）の構成も第３図の従来の差動増幅
器（１０）と同様である。補償用増幅器（９０）では、
特性が出来るだけ揃った２つのＮＰＮ型トランジスタ（
９２）及び（９４）のエミッタ間にエミッタ帰還抵抗器
（９６）を接続し、同じ電流値の２つの定電流源（９８
）及び（１００）をトランジスタ（９２）及び（９４）
のエミッタ（１０８）及び（１１０）に夫々接続してい
る。

入力信号源（７２）からの入力電圧Ｖ　Ｉ　Ｉ及びＶＩ
□がトランジスタ（９２）及び（９４）のベース端子（
１０４）及び（１０６）に供給される。抵抗器（９６）
の抵抗値は、１０５０Ωである。定電流源（９８）及び
（１００）は、各々Ｑ、１ｍＡの電流工、ｃを供給する
。差動出力信号は、２つの出力電流信号１ｃｌ及びｌｅ
ｔによって決まり、これら２つの出力電流信号はトラン
ジスタ（９２）及び（９４）のコレクタ（１１２）及び
（１１４）を流れる。

補償用増幅器く９０）は、２つの入力抵抗器（１１６）
及び（１１８）も含んでいる。抵抗器（１１６）は、信
号源（７２）とトランジスタ（９２）のベース（１０４
）間に接続されている。

抵抗器（１１８）は、信号源（７２）とトランジスタ（
９４）のベース間に接続されている。両抵抗器（１１６
）及び（１１８）の抵抗値は、５００Ωであり、トラン
ジスタ（９２）及び（９４）のベース抵抗を増加させる
為のものである。抵抗器（１１６）及び（１１８）は、
２つの増幅器（６０）及び（９０）に於けるベース抵抗
とエミッタ・エミッタ間容量の積の差を補正する効果が
ある。この差は、高周波数領域で差動増幅器（５０）の
直線性に悪影響を与える。

主増幅器（６０）の第１トランジスタ（６２）のコレク
タ（８２）と、補償用増幅器（９０）の第２トランジス
タのコレクタ（１１４）は、出力導体（１２０＞に接続
されている。主増幅器（６０）の第２トランジスタ（６
４）のコレクタ（８４）と、補償用増幅器（９０）の第
１トランジスタ（９２）のコレクタは、出力導体（１２
２）に接続されている。出力電流信号ＩＸＩ及びｌ。２
が導体（１２０）で加算される。また、出力電流信号Ｉ
Ｍ２及びｌｃｌが導体（１２２）で加算される。最終的
に合成される出力信号＋０１及びｉ。２は、１ｕｌｌ＋
ｉｃ２と、ｉ、２＋ｉｃ、に夫々等しい。

利得設定抵抗器であるＲ＠、の抵抗値は、抵抗器Ｒｓ　
ｃＯ値よりかなり小さいので、主増幅器（６０）の利得
（即ち、トランスコンダクタンス）は、補償用増幅器（
９０）の利得よりずっと大きい。よって、この差動増幅
器（５０）の最終的な合成出力信号は、主増幅器の出力
電流信号１．１及びｌ、４□によって略支配されている
。しかし、補償帰還係数ＦｅＯ値は、主帰還係数Ｆ１よ
り相当小さいので、補償用増幅器（９０）の利得は、主
増幅器（６０）の利得変化と比べ、ずっと急激に無信号
時の利得値から減少する。主増幅器（６０）及び補償用
増幅器（９０）の利得（即ち、トランスコンダクタンス
）が、同じ入力信号の変化に対し略同じように減少する
ように、帰還抵抗器及び定電流源の値が調整される。

しかし、この回路の最終的な出力電流信号ｉ。ｌ及びｌ
。２は、異なる増幅器（６０）及び（９０）の異なるト
ランジスタ（６２）及び（９４）並びにトランジスタ（
６４）及び（９２）の夫々の出力の和となっている。そ
して、これら異なるトランジスタには、夫々極性が反対
の差動入力信号Ｖｌｌ又はＶＩ２が供給されている。こ
の差動増幅器（５０）の無信号時の利得は、補償用増幅
器（９０）の利得による減算の為、主増幅器（６０）の
利得より小さい。しかし、より重要なことは、２つの増
幅器による利得（トランスコンダクタンス）の変化が略
相殺されるので、より広いダイナミック・レンジの入力
信号に対して直線性（リニアリティ）が大幅に改善され
るということである。

本発明の差動増幅器（５０）の性能は、主増幅器（６０
）及び補償用増幅器（９０）の利得を表すマクロ−リン
級数を用いて解析することが出来る。主増幅器（６０）
及び補償用増幅器（９０）の利得を表すマクロ−リン級
数は、夫々以下の（１１）式及び（１２）式のように示
される。

主増幅器（６０）の場合 Ａ、＝Ａ、Ｏ＋Ａ、２Ｗ２／２　ｊ　＋Ａ、４Ｗ’／４
　！＋・・・　・・・（工１）補償用増幅器（９０）の
場合 ＡＣ＝ＡｅＱ＋Ａｅ２Ｗ”／２　！　十ＡＣ４Ｗ４／４
！＋・・・　・・・　（１２）従って、本発明の差動増
幅器（５０）の利得は次のティラー級数によって表され
る。

Ａ−ＡＣ＝　（Ａｍｏ−Ａｃｏ）　＋ （Ａ、２−Ａｃ２）　Ｗ’／　２　ｉ　十（Ａ−４Ａｃ
４）　Ｗ４／　４　ｉ＋・・・　・・・（１３）無信号
時の利得は、Ｗ＝Ｑのとき他の総ての項が消えるので、
Ａ、。−Ａｅｏに等しい。

（１３）式に於いて、４次及びそれ以上の項は、２次の
項よりずっと小さい。従って、利得の直線性が最も高く
なるのは、Ｗの２次の項が０になるとき、即ち、Ａ１□
とＡ０２の値が等しくなるときと考えられる。これらの
係数Ａ、２及びＡｃ２は、（９）式から得られる３階の
導関数の係数に対応している。少々面倒な計算の結果、
次の条件のときに、Ａ　ｍ　２とＡｃ２が等しくなるこ
とが示される。

Ｉ＠ｃ／　１．、＝　［（ＦＣ＋２）／（Ｆ、＋２）　
］　’　−・・（１４）ここで、ＦＣ＝Ｒ，ｃ■、ｃ／
Ｖｑ：補償帰還率Ｆ、＝　Ｒ，、１，、／Ｖ、：主帰還
率（１４）式の条件から、（１３）式の２次の項が相殺
されるので、無信号時からの入力電圧の変化に対する差
動増幅器（５０）の利得の変化率は、最小になる。しか
し、より高次の項は部分的に相殺されるだけなので、利
得は入力電圧の略４乗に従って無信号時の値から僅かな
がら増加する。入力電圧の４乗の関数は、２乗の関数と
比較して最初非常に緩やかに増加する。従って、出力特
性に残る非直線性は、非補償型増幅器の場合より少なく
なり、総信号レンジの大部分にわたって非直線性が減少
する。

しかし、それでも尚、直線的入力信号レンジの限界に近
づくと（１３）式の４次の項に起因する非直線性が重要
になってくる。そして、これらの限界点付近で補償用増
幅器（９０）は主増幅器（６０）の利得を過剰補償して
しまう。従って、差動増幅器（５０）の性能を更に改善
する為に、（１４）式から計算される電流値又は抵抗値
より、定電流源（９８）及び（１００）の電流値Ｉ６゜
を僅かに増加させたり、抵抗器（９６）の値Ｒｓ　ｃを
僅かに増加させたりして、帰還率Ｆｅ　を限界まで増加
させても良い。このようにして、全信号レンジに対して
応答特性の直線性を改善し、歪を低減することが出来る
。

第２図は、本発明の差動増幅器の特性を示すグラフで、
回路素子の値は第１図の差動増幅器（５０）の場合であ
る。この第２図の結果は、５ＰＩＣＥコンピユータ・プ
ログラム・シミニレ−ジョンによって得られたものであ
る。曲線１は、差動増幅器（５０）の差動入力電圧に対
する出力電流の変化を表す伝達曲線に対応している。曲
線１に対しては、グラフの縦方向の１目盛りは、コレク
タ電流の０．２５ｍＡの変化を表している。曲線２は、
差動増幅器（５０）の差動入力電圧に対するトランスコ
ンダクタンス、即ち利得の変化を表している。曲線２に
対しては、グラフの縦方向の１目盛りは、トランスコン
ダクタンスの０．１ｍ５（ミリ・シーメンス：コンダク
タンスの単位）の変化を表している。差動増幅器（５０
）の無信号時のトランスコンダクタンスは、このグラフ
上でＡのレベルで表され、その値は２．７ｍＳである。

曲線３は、比較する為に示した曲線であり、帰還率が１
００差動増幅器（６０）のような補償用増幅器がない場
合のトランスコンダクタンス（利得）の変化を表す曲線
である。曲線３に対しては、グラフの縦方向の１目盛り
は、トランスコンダクタンスの０．１ｍＳの変化を表し
ている。補償用増幅器がない場合には、無信号時のトラ
ンスコンダクタンス（利得）の値は、３．１６ｍ５であ
り、この値も曲線３に対してグラフ上のレベルＡに対応
している。第２図から判るように、本発明の差動増幅器
（５０）のトランスコンダクタンス（利得）の特性は、
入力信号の広いレンジにわたり従来より遥かに一定の値
に安定しており、直線性が大幅に改善されている。

以下の表１は、同じ利得及び消費電力を有する、本発明
の差動増幅器（５０）と、補償用増幅器を持たない従来
の差動増幅器との高調波歪に対する周波数の影響を比較
したものである。このデータは、コンピュータ・シミュ
レーションにより得られたものである。

［表１］ 低周波数領域では、従来の非補償型増幅器に対して本発
明の補償型増幅器は、略１０倍も改善されている。更に
、この改善比率は周波数の増加につれて若干低下するが
、数ギガヘルツの高周波数までの広い周波数領域にわた
り、従来よりも大幅に高調波歪を低減することが出来る
。

以上本発明の好適実施例について説明したが、本発明は
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱することなく必要に応じて種々の変
形及び変更を実施し得る事は当業者には明らかである。

［発明の効果］ 本発明によれば、エミッタ帰還抵抗器を有する２つの差
動増幅器に共通に差動入力信号を供給し、一方を主差動
増幅器として、他方を補償用差動増幅器として利用し、
コレクタを交差接続して非直線性を相殺するように構成
したので、広いダイナミック・レンジにわたり直線性を
改善し、広い周波数にわたり高調波歪を低減し得る広帯
域差動増幅器を提供出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の広帯域差動増幅器の回路図、第２図
は、本発明及び従来の差動増幅器の特性を比較する為の
グラフ、第３図は、従来のエミッタ帰還型差動増幅器の
回路図、第４図は、従来の所謂カスコンブ型差動増幅器
の回路図である。 （６０）は主差動増幅器、（９０）は補償用差動増幅器
、（６６）、（９６）は夫々エミッタ帰還抵抗器である
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 エミッタ帰還抵抗器を介してエミッタが相互接続され、
   第１及び第２入力信号から成る差動入力信号を受ける第
   １トランジスタ対と、該第１トランジスタ対の１対のエ
   ミッタに夫々接続された１対の定電流源とを有する主差
   動増幅器と、 エミッタ帰還抵抗器を介してエミッタが相互接続され、
   上記第１及び第２入力信号から成る差動入力信号を受け
   る第２トランジスタ対と、該第２トランジスタ対の１対
   のエミッタに夫々接続された１対の定電流源とを有し、
   上記主差動増幅器より小さい利得の補償用差動増幅器と
   を具え、上記主差動増幅器の上記第１入力信号を受ける
   トランジスタのコレクタが上記補償用差動増幅器の上記
   第２入力信号を受けるトランジスタのコレクタに接続さ
   れ、上記主差動増幅器の上記第２入力信号を受けるトラ
   ンジスタのコレクタが上記補償用差動増幅器の上記第１
   入力信号を受けるトランジスタのコレクタに接続されて
   いることを特徴とする広帯域差動増幅器。