JPH01151341A - Ｐｓｋの復調装置 - Google Patents
Ｐｓｋの復調装置Info
- Publication number
- JPH01151341A JPH01151341A JP31038187A JP31038187A JPH01151341A JP H01151341 A JPH01151341 A JP H01151341A JP 31038187 A JP31038187 A JP 31038187A JP 31038187 A JP31038187 A JP 31038187A JP H01151341 A JPH01151341 A JP H01151341A
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- Japan
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- signal
- fdm
- signals
- discrete fourier
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、Ｐ ＣＭ （Ｐｕ１ｓｅ ｃｏｄｅ ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ 。
ｕｌａｔｉｏｎ 。
パルス符号変調）データによってＰ Ｓ Ｋ （Ｐｈａ
ｓｅｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調が行われた信号を
ＦＤＭ回線（周波数多重回線）にて送出する通信方式に
おいて、ＦＤＭ回線の複数チャンネルの受信信号を同時
に復調するＰＳＫ復調装置に関する。
ｓｅｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調が行われた信号を
ＦＤＭ回線（周波数多重回線）にて送出する通信方式に
おいて、ＦＤＭ回線の複数チャンネルの受信信号を同時
に復調するＰＳＫ復調装置に関する。
（従来の技術）
従来のこの種のＰＳＫ復調装置では、復調しようとする
チャンネルの数と同数の互いに異なる周波数の局部発振
信号を用いる。例えば、ＦＤＭ回線。全チャンネル数を
Ｎとするとき、全チャンネルを復調するには互いに異な
るＮ個の局部発振信号を用いて、各チャンネルの信号を
選択する。したがって、Ｎチャンネルの復調には設定発
振周波数が互いに異なるＮ個の局部発振部を必要とした
。そのうえ、従来のＰＳＫ復調装置では、ＡＧＣ回路、
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、キャリア捕捉追尾回路な
どを各チャンネルに必要とし、しかもこれら回路は各チ
ャンネル毎に個別に異なる値に調整しなければならない
。
チャンネルの数と同数の互いに異なる周波数の局部発振
信号を用いる。例えば、ＦＤＭ回線。全チャンネル数を
Ｎとするとき、全チャンネルを復調するには互いに異な
るＮ個の局部発振信号を用いて、各チャンネルの信号を
選択する。したがって、Ｎチャンネルの復調には設定発
振周波数が互いに異なるＮ個の局部発振部を必要とした
。そのうえ、従来のＰＳＫ復調装置では、ＡＧＣ回路、
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、キャリア捕捉追尾回路な
どを各チャンネルに必要とし、しかもこれら回路は各チ
ャンネル毎に個別に異なる値に調整しなければならない
。
（発明が解決しようとする問題点）
上述の従来のＰＳＫ復調装置では、各チャンネル毎にア
ナログ量の調整を要するから、その調整時間がチャンネ
ル数に応じて多くなり、信頼性も低下するおそれがあっ
た。さらに、装置ごとに調整されるアナログ量は互いに
異なるから、各チャンネル復調部の互換性に欠けており
、障害発生等の緊急時にもチャンネル復調部の交換を行
って応急修理をすることもできなかった。
ナログ量の調整を要するから、その調整時間がチャンネ
ル数に応じて多くなり、信頼性も低下するおそれがあっ
た。さらに、装置ごとに調整されるアナログ量は互いに
異なるから、各チャンネル復調部の互換性に欠けており
、障害発生等の緊急時にもチャンネル復調部の交換を行
って応急修理をすることもできなかった。
このように、従来のＦＳＸ復調装置には、調整を要する
回路が多く、信頼性が十分でなく、チャンネル復調部相
互間の互換性がないという問題点があった。
回路が多く、信頼性が十分でなく、チャンネル復調部相
互間の互換性がないという問題点があった。
（問題点を解決するための手段）
前述の問題点を解決するために本発明が提供するｐｓＫ
ｍ調装置は、ＦＤＭ回線から受信されるＦＤＭ信号の利
得をそのＦＤＭ回線の全チャンネル分の帯域について制
御してレベルの安定なＦＤＭ信号を生成する自動利得制
御手段と、前記ＦＤＭ回線の全帯域の中心周波数に等し
い周波数の局部発振信号により前記レベル安定ＦＤＭ信
号に直交検波を施して前記ＦＤＭ回線の全チャンネル分
のベースバンド信号を生成する直交検波手段と、前記ベ
ースバンド信号をディジタル信号に変換する手段と、前
記ディジタル信号に離散フーリエ変換を施して、前記Ｆ
ＤＭ回線のチャンネルのうちから受信しようとするチャ
ンネルの信号をチャンネルごとに抽出する離散フーリエ
変換手段と、前記離散フーリエ変換手段で抽出された信
号について、前記チャンネルごとにディジタル信号処理
を施し、前記受信ベースバンド信号に含まれていたＰＳ
Ｋ信号を前記チャンネルごとに再生するディジタル信号
処理手段とからなる。
ｍ調装置は、ＦＤＭ回線から受信されるＦＤＭ信号の利
得をそのＦＤＭ回線の全チャンネル分の帯域について制
御してレベルの安定なＦＤＭ信号を生成する自動利得制
御手段と、前記ＦＤＭ回線の全帯域の中心周波数に等し
い周波数の局部発振信号により前記レベル安定ＦＤＭ信
号に直交検波を施して前記ＦＤＭ回線の全チャンネル分
のベースバンド信号を生成する直交検波手段と、前記ベ
ースバンド信号をディジタル信号に変換する手段と、前
記ディジタル信号に離散フーリエ変換を施して、前記Ｆ
ＤＭ回線のチャンネルのうちから受信しようとするチャ
ンネルの信号をチャンネルごとに抽出する離散フーリエ
変換手段と、前記離散フーリエ変換手段で抽出された信
号について、前記チャンネルごとにディジタル信号処理
を施し、前記受信ベースバンド信号に含まれていたＰＳ
Ｋ信号を前記チャンネルごとに再生するディジタル信号
処理手段とからなる。
（実施例）
次に実施例を挙げ本発明を一層詳しく説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す系統図である。
図において、１は帯域制限フィルタ、２はＡＧＣ増幅器
、３ａ、３ｂは位相比較器、４ａ、４ｂはサンプル・ホ
ールド回路、５ａ、５ｂはＡ／Ｄ変換器、６はＤＦＴ部
（離散フーリエ変換部）、７はＤＳＰ（ディジタル・シ
グナル・プロセッサ）部、８は位相回転部、９は加算部
、Ａ−Ｚは信号処理部、１０は受信信号、１１は帯域制
限後の受信信号、１２はＡＧＣ増幅後の受信信号、３０
は局部発振信号、２１ａは３０と同相の局部発振信号、
２１ｂは３０と９０°位相のずれた局部発振信号、１３
ａ 、 １３ｂは位相比較器出力のベースバンド信号、
１４ａ、１４ｂはサンプル・ホールドされたベースバン
ド信号、１５ａは信号１４ａをディジタル化した信号、
１５ｂは信号１４ｂをディジタル化した信号、１８ａ、
１８ｂは信号１５ａ 、 １５ｂを位相回転させたディ
ジタル信号、１９ａ、１９ｂは１８ａ、１８ｂをＮ個加
算して得たディジタル信号、２０Ａは復調データ、２１
は局発信号用信号分配器である。
、３ａ、３ｂは位相比較器、４ａ、４ｂはサンプル・ホ
ールド回路、５ａ、５ｂはＡ／Ｄ変換器、６はＤＦＴ部
（離散フーリエ変換部）、７はＤＳＰ（ディジタル・シ
グナル・プロセッサ）部、８は位相回転部、９は加算部
、Ａ−Ｚは信号処理部、１０は受信信号、１１は帯域制
限後の受信信号、１２はＡＧＣ増幅後の受信信号、３０
は局部発振信号、２１ａは３０と同相の局部発振信号、
２１ｂは３０と９０°位相のずれた局部発振信号、１３
ａ 、 １３ｂは位相比較器出力のベースバンド信号、
１４ａ、１４ｂはサンプル・ホールドされたベースバン
ド信号、１５ａは信号１４ａをディジタル化した信号、
１５ｂは信号１４ｂをディジタル化した信号、１８ａ、
１８ｂは信号１５ａ 、 １５ｂを位相回転させたディ
ジタル信号、１９ａ、１９ｂは１８ａ、１８ｂをＮ個加
算して得たディジタル信号、２０Ａは復調データ、２１
は局発信号用信号分配器である。
受信信号１０は、ＦＤＭ回線から受信された周波数多重
信号であり、ＦＤＭ回線全チャンネルに相当する帯域幅
をもつ帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）１により帯域制限さ
れ、ＡＧＣ増幅器２に加えられる。ＡＧＣ増幅器２は、
ＦＤＭ回線のＳ／Ｎ 。
信号であり、ＦＤＭ回線全チャンネルに相当する帯域幅
をもつ帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）１により帯域制限さ
れ、ＡＧＣ増幅器２に加えられる。ＡＧＣ増幅器２は、
ＦＤＭ回線のＳ／Ｎ 。
信号のトータルパワー、雑音のトータルパワーに応じた
ダイナミックレンジを有する。
ダイナミックレンジを有する。
ＡＧＣ増幅器２の出力信号１２は２分配され、位相比較
器３ａ、３ｂに入力きれる。位相比較器３ａ、３ｂによ
り、ＦＤＭ回線全帯域の中心周波数と同一の周波数をも
つ局部発振信号２１ａ、２１ｂを用いて信号１２の直交
検波が行われ、ベースバンド信号１３ａ 、 １３ｂが
生成される。ベースバンド信号１３ａ、１３ｂはサンプ
ル・ホールド回路４ａ。
器３ａ、３ｂに入力きれる。位相比較器３ａ、３ｂによ
り、ＦＤＭ回線全帯域の中心周波数と同一の周波数をも
つ局部発振信号２１ａ、２１ｂを用いて信号１２の直交
検波が行われ、ベースバンド信号１３ａ 、 １３ｂが
生成される。ベースバンド信号１３ａ、１３ｂはサンプ
ル・ホールド回路４ａ。
４ｂによってサンプル・ホールドきれる。サンブル・ホ
ールド回路４ａ、４ｂにおけるサンプリング周波数は、
後に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う便宜上、チャン
ネル周波数差の２のべき乗であり、かつサンプリングに
よる信号の折り返しを防ぐため、信号成分の２倍以上の
周波数が選ばれる。
ールド回路４ａ、４ｂにおけるサンプリング周波数は、
後に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う便宜上、チャン
ネル周波数差の２のべき乗であり、かつサンプリングに
よる信号の折り返しを防ぐため、信号成分の２倍以上の
周波数が選ばれる。
サンプル・ホールドされたベースバンド信号１４ａ、１
４ｂは、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ ）パ 変換器
５ａ、５ｂによってディジタル信号１５ａ。
４ｂは、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ ）パ 変換器
５ａ、５ｂによってディジタル信号１５ａ。
１５ｂに変換され、信号処理部Ａ−Ｚに出力きれる。信
号処理部Ａ−Ｚへ出力されるディジタル信号は１５ａと
１５ｂである。１５ａは、局発信号２１ａと受信信号１
２とをそのまま位相比較して得たベースバンド信号に対
応している。他方、１５ｂは、信号分配器２１によって
位相が９０度だけずらされた局発信号２１ｂと受信信号
１２とを位相比較して得たベースバンド信号に対応して
いる。信号処理部Ａ−Ｚでディジタル信号処理を行うと
きに、前記１５ａは実数部、後者１５ｂは虚数部として
扱われる。
号処理部Ａ−Ｚへ出力されるディジタル信号は１５ａと
１５ｂである。１５ａは、局発信号２１ａと受信信号１
２とをそのまま位相比較して得たベースバンド信号に対
応している。他方、１５ｂは、信号分配器２１によって
位相が９０度だけずらされた局発信号２１ｂと受信信号
１２とを位相比較して得たベースバンド信号に対応して
いる。信号処理部Ａ−Ｚでディジタル信号処理を行うと
きに、前記１５ａは実数部、後者１５ｂは虚数部として
扱われる。
信号処理部Ａ−Ｚは、さらにＤＦＴ部６とディジタル・
シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）部７に分けられる。ま
た、ＤＦＴ部６は、位相回転部８と加算部９で構成され
ている。
シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）部７に分けられる。ま
た、ＤＦＴ部６は、位相回転部８と加算部９で構成され
ている。
まず、２種類のディジタル信号１５ａ 、 １５ｂは、
位相回転部８に入力され、受信すべきチャンネル周波数
に対処して位相回転が行われる。これは、つまりＤＦＴ
を示す次式 のうち、ｆ （ｎ ）ｅ−’ ”７ ”の処理を行うも
のである。
位相回転部８に入力され、受信すべきチャンネル周波数
に対処して位相回転が行われる。これは、つまりＤＦＴ
を示す次式 のうち、ｆ （ｎ ）ｅ−’ ”７ ”の処理を行うも
のである。
ここでｆ（ｎ）は、本発明の場合、ディジタル化諮れた
受信信号であり、Ｆ（ｋ）は受信すべきチャンネル周波
数成分を示す。また、前述したとおり、このｆ（ｎ）は
複素数であり、したがってＦ（ｋ）も複素数である。な
お１．ｎはＤＦＴを行う場合の１ブロックＮ個のデータ
のうち、ｎ番目であることを示すものである。このよう
にして、受信信号に対してＤＦＴを行うのに必要なサン
プル数（Ｎ個）だけ位する演算が行われ、この加算演算
により受信すべきチャンネル周波数成分が抽出きれる。
受信信号であり、Ｆ（ｋ）は受信すべきチャンネル周波
数成分を示す。また、前述したとおり、このｆ（ｎ）は
複素数であり、したがってＦ（ｋ）も複素数である。な
お１．ｎはＤＦＴを行う場合の１ブロックＮ個のデータ
のうち、ｎ番目であることを示すものである。このよう
にして、受信信号に対してＤＦＴを行うのに必要なサン
プル数（Ｎ個）だけ位する演算が行われ、この加算演算
により受信すべきチャンネル周波数成分が抽出きれる。
この抽出された周波数成分は、次にＤＳＰ部７に入力さ
れ、ＰＳＫ復調およびビット同期が行われる。ＰＳＫ復
調の方式は、従来から行っているような、例えばフェー
ズ・ロック・ループ（ＰｈａｓｅＬｏｏｋ Ｌｏｏｐ）
を用いたものである。また、ビット同期は入力信号の条
件によって変わるが、例えば入力信号がビット同期パタ
ーンをもつならば、ビット同期パターン入力時のサンプ
リングポイントにおけるデータからビット同期パターン
との位相ずれを推定し、ビット同期タイミングを変更し
てビット同期をとる方式を用いる。ＤＳＰ部７における
復調および同期の処理はディジタル信号処理によって行
われる。そして、その処理はどのチャンネルについても
共通な手順で行うことができる。これは、ＤＦＴ処理に
より抽出された受信信号が受信すべきチャンネルの中心
周波数に対し、常に決められた周波数範囲内に存在し、
その範囲内においてだけＰＳＫ復調とビット同期を行え
ばよく、かつこの特性は全チャンネルの復調・同期処理
についても成り立つという点から言える。
れ、ＰＳＫ復調およびビット同期が行われる。ＰＳＫ復
調の方式は、従来から行っているような、例えばフェー
ズ・ロック・ループ（ＰｈａｓｅＬｏｏｋ Ｌｏｏｐ）
を用いたものである。また、ビット同期は入力信号の条
件によって変わるが、例えば入力信号がビット同期パタ
ーンをもつならば、ビット同期パターン入力時のサンプ
リングポイントにおけるデータからビット同期パターン
との位相ずれを推定し、ビット同期タイミングを変更し
てビット同期をとる方式を用いる。ＤＳＰ部７における
復調および同期の処理はディジタル信号処理によって行
われる。そして、その処理はどのチャンネルについても
共通な手順で行うことができる。これは、ＤＦＴ処理に
より抽出された受信信号が受信すべきチャンネルの中心
周波数に対し、常に決められた周波数範囲内に存在し、
その範囲内においてだけＰＳＫ復調とビット同期を行え
ばよく、かつこの特性は全チャンネルの復調・同期処理
についても成り立つという点から言える。
この実施例においては、信号処理部Ａ−Ｚは、位相回転
部８だけがチャンネルに応じて固有な特性をもつ以外は
共通的なハードウェアで構成されている。また、本実施
例では受信チャンネル数に応じて信号処理部を用意すれ
ば、ＦＤＭ回線の複数チャンネルについて同時に復調が
可能となる。
部８だけがチャンネルに応じて固有な特性をもつ以外は
共通的なハードウェアで構成されている。また、本実施
例では受信チャンネル数に応じて信号処理部を用意すれ
ば、ＦＤＭ回線の複数チャンネルについて同時に復調が
可能となる。
（発明の効果）
以上に説明したように本発明では、アナログ部分はＦＤ
Ｍ回線全チャンネルに対するＡＧＣ増幅と直交検波を行
う部分だけとなり、各チャンネル毎に同様の処理及びＰ
Ｍ復調を行うためにアナログハードウェアを必要とする
従来の方式と比較して、調整部分を大幅に低減できる。
Ｍ回線全チャンネルに対するＡＧＣ増幅と直交検波を行
う部分だけとなり、各チャンネル毎に同様の処理及びＰ
Ｍ復調を行うためにアナログハードウェアを必要とする
従来の方式と比較して、調整部分を大幅に低減できる。
また、ＤＳＰ部ではどのチャンネルに対しても同様な処
理手順が実行きれていることから、チャンネル毎に調整
箇所が異なるおそれはなく、かつＤＦＴ処理の位相回転
部だけを例えばＲＯＭによって構成しておけば、ＲＯＭ
の変更のみによってどのチャンネルについてもまったく
同じハードウェアを使用でき、互換性が向上する。
理手順が実行きれていることから、チャンネル毎に調整
箇所が異なるおそれはなく、かつＤＦＴ処理の位相回転
部だけを例えばＲＯＭによって構成しておけば、ＲＯＭ
の変更のみによってどのチャンネルについてもまったく
同じハードウェアを使用でき、互換性が向上する。
さらにＤＳＰ部の処理時間とデータのビットレートの関
係によっては、信号処理部１個によって、複数のチャン
ネルを時分割処理することが可能であり、またＡ／Ｄ変
換部と信号処理部のインターフェースをマザーボードを
介して行うことにより増設が容易となる。
係によっては、信号処理部１個によって、複数のチャン
ネルを時分割処理することが可能であり、またＡ／Ｄ変
換部と信号処理部のインターフェースをマザーボードを
介して行うことにより増設が容易となる。
このように本発明によるＰＳＫ復調装置には、全体とし
てみると、調整箇所の低減およびディジタル化による信
頼性向上、小型化、互換性の向上、ならびにディジタル
化および小型化による価格低減の効果がある。
てみると、調整箇所の低減およびディジタル化による信
頼性向上、小型化、互換性の向上、ならびにディジタル
化および小型化による価格低減の効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す系統図である。
１・・・帯域制限フィルタ、２・・・ＡＧＣ増幅器、３
ａ、３ｂ・・・位相比較器、４ａ、４ｂ・・・サンプル
・ホールド回路、５ａ、５ｂ・・・Ａ／Ｄ変換器、６・
・・ＤＦＴ部（離散フーリエ変換部）、７・・・ＤＳＰ
（デジタル・シグナル・プロセッサ）部、８・・・位相
回転部、９・・・加算部、Ａ−Ｚ・・・信号処理部、１
０・・・受信信号、１１・・・帯域制限後の受信信号、
１２・・・ＡＧＣ増幅後の受信信号、３０・・・局部発
振信号、２１ａ・・・３０と同相の局部発振信号、２１
ｂ・・・３０と９０″位相のずれた局部発振信号、１３
ａ 、 １３ｂ・・・位相比較器出力のベースバンド信
号、１４ａ、１４ｂ・・・サンプル・ホールド諮れたベ
ースバンド信号、１５ａ・・・信号１４ａをディジタル
化した信号、１５ｂ・・・信号１４ｂをディジタル化し
た信号、１８ａ、１８ｂ・・・信号１５ａ、１５ｂを位
相回転させたディジタル信号、１９ａ 、 １９ｂ−１
８ａ 、 １８ｂをｎ個加算して得たディジタル信号、
２０Ａ・・・復調データ、２１・・・局部信号用信号分
配器。
ａ、３ｂ・・・位相比較器、４ａ、４ｂ・・・サンプル
・ホールド回路、５ａ、５ｂ・・・Ａ／Ｄ変換器、６・
・・ＤＦＴ部（離散フーリエ変換部）、７・・・ＤＳＰ
（デジタル・シグナル・プロセッサ）部、８・・・位相
回転部、９・・・加算部、Ａ−Ｚ・・・信号処理部、１
０・・・受信信号、１１・・・帯域制限後の受信信号、
１２・・・ＡＧＣ増幅後の受信信号、３０・・・局部発
振信号、２１ａ・・・３０と同相の局部発振信号、２１
ｂ・・・３０と９０″位相のずれた局部発振信号、１３
ａ 、 １３ｂ・・・位相比較器出力のベースバンド信
号、１４ａ、１４ｂ・・・サンプル・ホールド諮れたベ
ースバンド信号、１５ａ・・・信号１４ａをディジタル
化した信号、１５ｂ・・・信号１４ｂをディジタル化し
た信号、１８ａ、１８ｂ・・・信号１５ａ、１５ｂを位
相回転させたディジタル信号、１９ａ 、 １９ｂ−１
８ａ 、 １８ｂをｎ個加算して得たディジタル信号、
２０Ａ・・・復調データ、２１・・・局部信号用信号分
配器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ＦＤＭ回線から受信される周波数多重信号の利得をその
ＦＤＭ回線の全チャンネル分の帯域について制御してレ
ベルの安定な周波数多重信号を生成する自動利得制御手
段と、 前記ＦＤＭ回線の全帯域の中心周波数に等しい周波数の
局部発振信号により前記レベル安定周波数多重信号に直
交検波を施して前記ＦＤＭ回線の全チャンネル分のベー
スバンド信号を生成する直交検波手段と、 前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換する手段
と、 前記ディジタル信号に離散フーリエ変換を施して、前記
ＦＤＭ回線のチャンネルのうちから受信しようとするチ
ャンネルの信号をチャンネルごとに抽出する離散フーリ
エ変換手段と、 前記離散フーリエ変換手段で抽出された信号について、
前記チャンネルごとにディジタル信号処理を施し、前記
受信ベースバンド信号に含まれていたＰＳＫ信号を前記
チャンネルごとに再生するディジタル信号処理手段とか
らなるＰＳＫ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31038187A JPH01151341A (ja) | 1987-12-07 | 1987-12-07 | Ｐｓｋの復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31038187A JPH01151341A (ja) | 1987-12-07 | 1987-12-07 | Ｐｓｋの復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01151341A true JPH01151341A (ja) | 1989-06-14 |
Family
ID=18004565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31038187A Pending JPH01151341A (ja) | 1987-12-07 | 1987-12-07 | Ｐｓｋの復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01151341A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06204958A (ja) * | 1992-09-21 | 1994-07-22 | American Teleph & Telegr Co <Att> | 無線トランシーバシステム |
| JPH07177189A (ja) * | 1993-12-17 | 1995-07-14 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | 位相変調信号のグループ復調装置 |
| US6922451B1 (en) | 1999-04-15 | 2005-07-26 | Nec Corporation | Frequency shifting circuit and method |
| KR102653518B1 (ko) * | 2023-10-16 | 2024-04-01 | 주식회사 성진엠텍 | 매립가스나 바이오가스를 활용한 악취가스 소각장치 및 소각방법 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59148444A (ja) * | 1983-02-15 | 1984-08-25 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 複数位相偏移変調波の同時一括復調方式 |
-
1987
- 1987-12-07 JP JP31038187A patent/JPH01151341A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59148444A (ja) * | 1983-02-15 | 1984-08-25 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 複数位相偏移変調波の同時一括復調方式 |
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| JPH07177189A (ja) * | 1993-12-17 | 1995-07-14 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | 位相変調信号のグループ復調装置 |
| US6922451B1 (en) | 1999-04-15 | 2005-07-26 | Nec Corporation | Frequency shifting circuit and method |
| KR102653518B1 (ko) * | 2023-10-16 | 2024-04-01 | 주식회사 성진엠텍 | 매립가스나 바이오가스를 활용한 악취가스 소각장치 및 소각방법 |
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