JP7629818B2 - 交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法に関し、電気鉄道車両、電気自動車、産業用インバータ、風力発電システムおよびディーゼル発電機システム等に適用されるものである。

近年の省エネルギー化や環境負荷低減の要求の高まりから、交流電動機の駆動制御装置は、家電製品、産業機器、インフラなど幅広い用途にその普及が進んでいる。
一般に交流電動機を可変速駆動するためには、直流電力を任意の周波数と電圧に変換するインバータ装置が用いられる。そのインバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いた主回路と前記スイッチング素子を制御する制御器から構成され、例えば、前記スイッチング素子を任意のキャリア周波数でパルス幅変調制御（以下、「ＰＷＭ制御」と称する）することにより、交流電動機への印加電圧および周波数を制御し、交流電動機の可変速駆動を行っている。

交流電動機の駆動制御方法としては、交流電動機の主磁束方向に流れる電流とその主磁束方向に直交する方向に流れる電流がそれぞれ指令値と一致するように、比例・積分によるフィードバック制御することで交流電動機のトルクを制御する手法が知られている。

しかしながら、インバータ装置で出力可能な最大電圧の大きさは、インバータ装置に接続される直流電源電圧の大きさによって制限される。そのため、交流電動機の高速回転時や直流電源電圧の低下時にインバータ装置の出力電圧が飽和した場合、交流電動機に流れる電流を指令値に一致させるために比例・積分によるフィードバック制御を行うと、フィードバック電流と指令値の偏差を積分し続けることになり、交流電動機の電流やトルクが振動、発散するなど制御系が不安定に陥りやすくなる。

そこで、インバータ装置の出力電圧が飽和した場合は、インバータ出力電圧が最大となる方形波電圧を出力する電圧制御（同期１パルス制御）に交流電動機の制御方法を切り換える必要がある。上記した電流制御から電圧制御に切り換える手法として、例えば、特許文献１に開示されている。

特許文献１には、電力変換装置の出力電圧が飽和状態になった場合、電流制御の積分項を徐々に零に収束させて積分制御を停止させて、電流制御から電圧制御へ制御方法を切り換える技術、が開示されている。

特開２０１１－７２１９０号公報

特許文献１に開示の技術は、インバータ装置の直流電源電圧の低下等により電動機への印加電圧が飽和した場合に、回転座標系上のｄ軸およびｑ軸の積分項を徐々に零に収束させ、電流制御から電圧制御へ制御を滑らかに切り換えるものである。そのため、インバータ装置の出力電圧が飽和したか否かを判定し、その判定値に応じて電流制御と電圧制御を切り換える必要がある。

しかし、インバータ装置の出力電圧が飽和した高速域での交流電動機の制御において、インバータ装置に接続される直流電源電圧が変動した場合、その制御方法の切り換え動作が頻繁に行われることになり、制御応答の遅れやトルク、電流の切り換えショックの原因になる恐れがある。

したがって、本発明の目的は、上記の課題に鑑み、インバータ出力電圧の飽和状態に応じて制御方式を切り換える必要がなく、かつベクトル制御の制御安定性を向上する交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法を提供することである。

上記の課題を解決するために、代表的な本発明の交流電動機の駆動制御装置の一つは、電圧指令に基づくベクトル制御を用いて電力変換器により駆動される交流電動機の駆動制御装置であって、交流電動機の直交する２つの回転座標軸であるｄ軸およびｑ軸それぞれの電流指令値を生成する電流指令演算部と、交流電動機に流れる電流を検出してｄ軸およびｑ軸それぞれの電流検出値に変換する電流検出手段と、ｄ軸およびｑ軸それぞれの電流指令値、ｄ軸およびｑ軸それぞれの電流検出値および交流電動機の回転速度に基づいて、ｄ軸およびｑ軸それぞれの電圧指令を演算する電圧指令演算部とを備え、電圧指令演算部は、ｄ軸の電圧指令を、ｄ軸の電流指令値の比例演算結果に対してｄ軸の電流指令値とｄ軸の電流検出値とのｄ軸電流偏差の比例演算に基づくｄ軸電流フィードバック制御により当該演算の結果を加算し、当該加算した値からｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値とのｑ軸電流偏差の積分出力の比例積分演算結果に回転速度を乗算した値を減算して算出し、ｑ軸の電圧指令を、ｑ軸電流偏差の比例演算およびｑ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｑ軸電流フィードバック制御により双方の演算の結果を加算し、当該加算した値に対して、ｄ軸の電流指令値の比例演算結果に回転速度を乗算した値および回転速度の比例演算結果の値をそれぞれ加算して算出するものである。

本発明によれば、インバータ装置の直流電源電圧変動時の制御方式の切換え処理による制御応答の遅延や、電流、トルクの振動の発生を回避し、ＰＷＭ制御による多パルス駆動から同期１パルス駆動まで適用可能で、安定かつ応答性の高い電動機駆動制御の実現が可能になる。
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施をするための形態における説明により明らかにされる。

本発明の実施例１に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 本発明による交流電動機の駆動制御において使用される座標系と記号の定義を示す図である。 実施例１に係るベクトル制御部の構成例を表すブロック図である。 実施例１に係る電圧ベクトル演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例１に係るｄｃ軸電圧指令演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例１に係るｑｃ軸電圧指令演算部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例２に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係るベクトル制御部の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る第一の電圧ベクトル演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る第二の電圧ベクトル演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る第二のｄｃ軸電圧指令演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る第二のｑｃ軸電圧指令演算部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例３に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例３に係るベクトル制御部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例４に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例４に係るベクトル制御部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例５に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例５に係るベクトル制御部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例６に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例６に係るベクトル制御部の構成例を表すブロック図である。 実施例６に係る電圧ベクトル演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例６に係るｄｃ軸電圧指令演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例６に係るｑｃ軸電圧指令演算部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例７として、実施例１から６のいずれかを用いた交流電動機の駆動制御装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を表すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明を実施するための形態として、実施例１～７について詳細に説明する。なお、同一の要素については、全ての図において、原則として同一の符号を付している。また、同一の機能を有する部分については、重複した説明を省略する。以下で説明する実施例および変形例は、矛盾しない範囲で、その一部または全部を組み合わせてもよい。

図１は、本発明の実施例１に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。図１では、制御対象である交流電動機１０３、交流電動機１０３を駆動する電力変換器１０２、電力変換器１０２を制御する制御器１０１、交流電動機１０３のトルク指令Ｔｍ＊を発生する指令発生器１０５、交流電動機１０３に流れる電流を検出する相電流検出部１２１および交流電動機１０３の回転速度を検出する回転速度検出部１２４、を備える。

交流電動機１０３は、電力変換器１０２から出力される交流電力により制御される電動機である。なお、本発明の各実施例では、交流電動機の一種として、誘導電動機を例に発明内容を説明するが、この電動機に限定されるものではなく、本発明は他のすべての交流電動機に適用可能である。また、本発明の各実施例では交流電動機を例にしているが、交流発電機を制御対象としても交流電動機の場合と同様の効果が得られる。

電力変換器１０２は、電力変換器１０２に直流電力を供給する入力端子１２３ａと１２３ｂ、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎで構成される主回路部１３２、主回路部１３２を直接駆動するゲート・ドライバ１３３、電力変換器１０２の過電流保護用に取り付けた直流抵抗器１３４および平滑用コンデンサ１３１、を備える。また、電力変換器１０２は、入力端子１２３ａ、１２３ｂから供給される直流電力を、制御器１０１が生成したゲート指令信号に基づいて交流電力に変換し、変換した交流電力を交流電動機１０３に供給する。

相電流検出部１２１は、電力変換器１０２から交流電動機１０３に流れる交流電流ｉｕおよびｉｗを検出する。この相電流検出部１２１は、例えばホール素子を用いた電流センサにより実現される。なお、図１に示す相電流検出部１２１は、２相検出による交流電流検出の構成としているが、３相検出としてもよい。また、相電流センサを用いず、電力変換器１０２の過電流保護用に取り付けられた直流抵抗器１３４を流れる電流値から推定される交流電流値を用いてもよい。

回転速度検出部１２４は、交流電動機１０３の回転速度ωｒｍを検出する。この回転速度検出部１２４は、例えばエンコーダなどにより実現される。また、検出された交流電動機１０３の回転速度ωｒｍから速度演算部１１５にて交流電動機１０３の回転速度の電気角周波数ωｒｅを算出し、更にベクトル制御部１１２にてベクトル制御のインバータ周波数ω１を算出する。

なお、永久磁石同期電動機など回転子位置を検出する必要がある場合には、回転速度検出部１２４の代わりに、例えばレゾルバやエンコーダ、磁気センサなどを用いて回転子位置を検出し、その回転子位置に基づいて交流電動機の回転速度を算出すればよい。

更には、回転位置センサや速度センサを用いず、電圧指令値や電流検出値などに基づいて、交流電動機１０３の回転速度ωｒや回転子位置θｄを推定したものを用いて、速度センサレスや位置センサレスとする構成としてもよい。

指令発生器１０５は、制御器１０１の上位に位置する制御器で、交流電動機へのトルク指令Ｔｍ＊を発生する。

制御器１０１は、指令発生器１０５からのトルク指令Ｔｍ＊に基づき、交流電動機１０３の発生トルクを制御する。この制御器としては、例えば、交流電動機１０３に流れる電流を制御する場合には電流制御器が、あるいは、回転速度や位置を制御する場合には速度制御器や位置制御器が、用いられる。実施例１では、トルクの制御を行うことを目的とするトルク制御器として動作しているが、上位の制御器として速度制御器や位置制御器を用いた構成としてもよい。

制御器１０１の構成としては、電流指令演算部１１１、ベクトル制御部１１２、電流検出部１１３、ｄｑ座標変換部１１４、速度演算部１１５、位相演算部１１６、極座標変換部１１７、ＵＶＷ座標変換部１１８およびＰＷＭ信号制御器１１９、を備える。

また、制御器１０１は、交流電動機１０３を流れる交流電流ｉｕおよびｉｗの検出値である交流電流検出値ＩｕおよびＩｗ、回転速度検出部１２４からの交流電動機１０３の回転速度ωｒｍおよび指令発生器１０５からのトルク指令Ｔｍ＊に基づいた電流制御系と位相制御系の演算結果から、電力変換器１０２のスイッチング素子を駆動するためのゲート指令信号を生成し、電力変換器１０２のゲート・ドライバ１３３に供給する。

図２は、本発明による交流電動機１０３の駆動制御において使用される座標系と記号の定義を示す図である。ここで、交流電動機１０３としては、上述のとおり、誘導電動機を例に説明する。
図２では、ａ軸とｂ軸で定義されるａｂ軸座標系は、誘導電動機の固定子巻線の位相を表す固定子座標系である。ａ軸は、一般的に誘導電動機のｕ相巻線位相が基準にとられる。

ｄ軸とｑ軸で定義されるｄｑ軸座標系は、誘導電動機の回転子に励磁される磁束方向を表す回転子座標系である。
ｄｃ軸とｑｃ軸で定義されるｄｃ－ｑｃ軸座標系は、制御器１０１がｄ軸およびｑ軸方向と想定している座標系であり、制御軸とも呼ばれる。
なお、各座標系において組み合わされる座標軸同士は、いずれも互いに直交している。
上記の各座標系において、図２に示すように、ａ軸を基準としたｄ軸およびｄｃ軸の各軸の位相を、θｄおよびθｄｃとそれぞれ表す。また、ｄ軸に対するｄｃ軸の偏差をΔθｃと表す。

以下、図１に示す制御器１０１の構成について詳しく説明する。
電流指令演算部１１１は、ベクトル制御部１１２から出力されるインバータ周波数ω１、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆおよび指令発生器１０５から出力されるトルク指令Ｔｍ＊に基づいて演算されたｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊を出力する。ここで、電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊の演算は、例えば、トルク指令Ｔｍ＊、電圧検出値Ｅｃｆおよびインバータ周波数ω１に対して最適なｄ軸およびｑ軸の電流指令値を予め試験や解析から求めた値を参照テーブルや、関数式、近似式、設計式または理論式として用いて求めればよい。

ベクトル制御部１１２は、ｄｑ座標変換部１１４が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃと、電流指令演算部１１１が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊とを一致させるべく、トルク電流成分（ｑ軸電流成分）と励磁電流成分（ｄ軸電流成分）とに分離してそれぞれ電流制御を行う。この電流制御の結果と、誘導電動機１０３ａの回転速度ωｒｅとに基づいて、回転座標系であるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊が演算され、出力される。

電流検出部１１３は、相電流検出部１２１が検出した誘導電動機１０３ａに流れる交流電流ｉｕおよびｉｗから三相電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを演算し、ｄｑ座標変換部１１４に出力する。

ｄｑ座標変換部１１４は、電流検出部１１３が出力した三相電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、ベクトル制御部１１２が出力したベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて位相演算部１１６が出力した制御位相θｄｃを用い、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃに変換して出力する。

速度演算部１１５は、回転速度検出部１２４が出力した誘導電動機１０３ａの回転速度ωｒｍに基づいて、誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅを演算して出力する。

位相演算部１１６は、ベクトル制御部１１２が出力したベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、制御位相θｄｃを演算して出力する。

極座標変換部１１７は、ベクトル制御部１１２が出力したｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊に基づいて、電圧振幅指令Ｖ１＊および電圧位相指令δに変換して出力する。

ＵＶＷ座標変換部１１８は、極座標変換部１１７が出力した電圧振幅指令Ｖ１＊、電圧位相指令δおよび位相演算部１１６が出力した制御位相θｄｃに基づいて、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に変換してＰＷＭ信号制御器１１９に出力する。

ＰＷＭ信号制御器１１９は、任意のキャリア周波数ｆｃと平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆとに基づいて、三角波キャリアを生成し、その三角波キャリアと三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊とに基づく変調波との大小比較を行い、パルス幅変調を実施する。このパルス幅変調の演算結果にて生成されたゲート指令信号によって、電力変換器１０２のスイッチング素子をオン／オフ制御する。

次に、実施例１の特徴部分であるベクトル制御部１１２について詳しく説明する。
図３は、実施例１に係るベクトル制御部１１２の構成例を表すブロック図である。
図３に示すベクトル制御部１１２は、電圧ベクトル演算部２０１およびインバータ周波数演算部２０２を備える。また、ベクトル制御部１１２は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよび誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅを入力として、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊とＶｑｃ＊およびベクトル制御のインバータ周波数ω１を出力する。

インバータ周波数演算部２０２は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御のインバータ周波数ω１を演算して出力する。

インバータ周波数演算部２０２において、ベクトル制御のためのインバータ周波数ω１は、誘導電動機を制御対象とした場合、誘導電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅに、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊に基づいて算出したすべり周波数ωｓを加算したものとする。

なお、実施例１では、交流電動機１０３を、誘導電動機を例として説明したため、誘導電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅにすべり周波数ωｓを加算してインバータ周波数ω１とした。他に、例えば交流電動機１０３を永久磁石同期電動機とした場合は、すべり周波数ωｓを演算せず、電気角周波数ωｒｅをベクトル制御のインバータ周波数ω１とすればよい。

図４は、実施例１に係る電圧ベクトル演算部２０１の構成例を表すブロック図である。
図４に示す電圧ベクトル演算部２０１は、ｄ軸電流偏差演算部３０１、ｑ軸電流偏差演算部３０２、ｑ軸積分器３０３、ｄｃ軸電圧指令演算部４０１およびおよびｑｃ軸電圧指令演算部４０２、を備える。

また、電圧ベクトル演算部２０１は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊を演算して出力する。

ｄ軸電流偏差演算部３０１は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊からｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｄｃを減算し、ｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃとして出力する。

ｑ軸電流偏差演算部３０２は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｑｃ＊からｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｑｃを減算し、ｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃとして出力する。

ｑ軸積分器３０３は、ｑ軸電流偏差演算部３０２が出力したｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃを積分処理し、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉとして出力する。

ｄｃ軸電圧指令演算部４０１は、電流指令演算部１１１が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊、ｄ軸電流偏差演算部３０１が出力したｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃ、ｑ軸積分器３０３が出力したｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数演算部２０２が出力したインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊を演算して出力する。

ｑｃ軸電圧指令演算部４０２は、電流指令演算部１１１が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊、ｑ軸電流偏差演算部３０２が出力したｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃ、ｑ軸積分器３０３が出力したｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数演算部２０２が出力したインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊演算して出力する。

図５は、実施例１に係るｄｃ軸電圧指令演算部４０１の構成例を表すブロック図である。
図５に示すｄｃ軸電圧指令演算部４０１は、比例器５０１、５０２並びに５０３、加算器８０１、減算器８０２および乗算器９０１を備える。また、ｄｃ軸電圧指令演算部４０１は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊、ｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃ、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊を演算して出力する。

ｄｃ軸電圧指令演算部４０１において、比例器５０１でｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に比例ゲインＫｒを乗算し、比例器５０２でｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃに比例ゲインＫｐｄを乗算し、加算器８０１で両者を加算する。また、比例器５０３および乗算器９０１により、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉに比例ゲインＫｑｄとインバータ周波数ω１を乗算する。その上で、これらを減算器８０２で減算したものを、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊とする。例えば、以下の式（１）にて演算される。

ここで、ｄｃ軸電圧指令演算部４０１の比例ゲインＫｒ、ＫｐｄおよびＫｑｄは、誘導電動機を制御対象とした場合、例えば、以下の式（２）にて演算されるものとする。

ここで、式（２）において、Ｒ１＊は、誘導電動機の一次抵抗の制御設定値、Ｌσ＊は、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンスの制御設定値、ωａｃｒ＊は、電流制御の制御応答角周波数である。なお、ｄｃ軸電圧指令演算部４０１の比例ゲインＫｒ、ＫｐｄおよびＫｑｄは、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度およびベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。

図６は、実施例１に係るｑｃ軸電圧指令演算部４０２の構成例を表すブロック図である。
図６に示すｑｃ軸電圧指令演算部４０２は、比例器５０４、５０５、５０６並びに５０７、加算器８０１および乗算器９０１を備える。また、ｑｃ軸電圧指令演算部４０２は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊、ｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃ、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊を演算して出力する。

ｑｃ軸電圧指令演算部４０２において、比例器５０４でｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に比例ゲインＫｄｑを、続いて乗算器９０１でインバータ周波数ω１を乗算する。比例器５０６でｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃに比例ゲインＫｐｑを乗算し、比例器５０５でｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉに比例ゲインＫｉｑを乗算し、加算器８０１で両者を加算する。更に、これらを加算器８０１で加算した上で、比例器５０７でインバータ周波数ω１に比例ゲインＫｆを乗算したものと、加算器８０１で加算したものを、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊とする。例えば、以下の式（３）にて演算される。

ここで、ｑｃ軸電圧指令演算部４０２の比例ゲインＫｐｑ、Ｋｉｑ、ＫｄｑおよびＫｆは、誘導電動機を制御対象とした場合、例えば、以下の式（４）にて演算されるものとする。

ここで、式（４）において、Ｒ１＊は、誘導電動機の一次抵抗の制御設定値、Ｌσ＊は、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンスの制御設定値、ωａｃｒ＊は、電流制御の制御応答角周波数、Ｍ＊は、誘導電動機の相互インダクタンスの制御設定値、Ｌ２＊は、誘導電動機の二次自己インダクタンスの制御設定値、Φ２ｄ＊は、誘導電動機の二次磁束指令値である。

なお、Φ２ｄ＊は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に相互インダクタンスの制御設定値Ｍ＊を乗算し、誘導電動機の二次時定数Ｔ２相当をフィルタ時定数とする一次遅れフィルタを通過させたものとする。

また、ｑｃ軸電圧指令演算部４０２の比例ゲインＫｐｑ、Ｋｉｑ、ＫｄｑおよびＫｆは、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度およびベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。

次に、本発明の特徴であるベクトル制御部１１２を用いて交流電動機を駆動制御した場合の安定化原理について、詳しく説明する。
まず、ベクトル制御部１１２によるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、ｄｃ軸の電流制御に積分器を用いない構成とすることで、インバータ出力電圧の飽和の有無によらず同一の制御方式を使用できるようになる。すなわち、インバータ装置の多パルス駆動から電圧利用率が最大となる同期１パルス駆動を含む全速度域で利用可能となるベクトル制御方式であり、電流制御の積分演算を停止させて電圧制御に切り換えるなどの処理が不要になる。そのため、直流電源電圧変動時の制御方式の切換え処理による制御応答の遅延や、電圧、電流、トルクのばたつきを防止することができる。

また、ベクトル制御部１１２によるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例制御、ｑｃ軸電流のフィードバック制御を比例および積分制御（以下、「比例・積分制御」と略す）にして、ｄｃ軸とｑｃ軸とで非対称な制御構成としている。ここで、ｑｃ軸の電流制御の積分器出力を用いてｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊のｄｑ軸干渉項の電圧を補償している。その結果、インバータ出力電圧が飽和した場合でも、ｑｃ軸の電流制御を介してｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊を制御することになるため、ｄｃ軸の電流制御に積分器を用いない構成でも、十分に誘導電動機のトルクを制御することができる。

更に、ベクトル制御部１１２によるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、ｄｃ軸の電流制御に積分器を用いない構成とすることで、ｄｃ軸の電流制御として比例・積分によるフィードバック制御を行うよりも、高速・回生（電動機トルクが負）時の安定性が改善される。これについては、以下に詳しく説明する。

式（５）に、誘導電動機を含むｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊演算に関係する伝達ループの一巡伝達関数Ｇｖｄを示す。

ここで、式（５）において、Ｒσは、誘導電動機の二次抵抗を一次側に換算した一次換算抵抗値、Ｌσは、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンス値、Ｔ２は、誘導電動機の二次時定数である。

このｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊の演算に関係する伝達関数は、すべり周波数が負となる回生時に、誘導電動機の二次磁束を安定化する制御ループとして機能する。ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例制御のみにすることで、電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊が低い場合でも、この伝達ループの直流ゲインが１／（Ｒσ＋Ｋｐｄ）倍されて上がるため、ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例・積分制御の構成にするよりも高速・回生時の安定性が改善される。したがって、電気鉄道車両や風力発電システムなど電流制御の制御応答が高くない用途において、インバータ制御システムの安定化を図るのに有効な方式となる。

以上説明したように、実施例１によれば、電流指令値Ｉｄｃ＊、ｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃ、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊を演算するｄｃ軸電圧指令演算手段と、電流指令値Ｉｄｃ＊、ｄｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃ、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊演算するｑｃ軸電圧指令演算手段とを用いることで、インバータ装置の直流電源電圧変動時の制御方式の切換え処理による制御応答の遅延や、電圧、電流、トルクのばたつきを防止し、交流電動機の駆動制御装置の制御安定性の向上が可能となる。

本発明の実施例２では、実施例１のベクトル制御部１１２によるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、
・交流電動機の中・高速回転時は、ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例制御とし、ｑｃ軸の電流制御の積分器出力を用いてｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊のｄｑ軸干渉項の電圧を補償する構成とする。
・交流電動機の停止・低速回転時は、ｄｃ軸およびｑｃ軸ともに電流のフィードバック制御を比例・積分制御の構成とする。

これにより、特に低速域で、電流指令に高精度に追従することが可能となり、また、インバータ装置の出力電圧の飽和の有無に拘わらず、任意の交流電動機の回転速度に応じてｄｃ軸電流のフィードバック制御の積分演算の停止または開始ができるようになる。よって、実施例１よりも、低速域での電流制御の精度向上や高応答化、高速域での制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。

図７は、本発明の実施例２に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。以下、図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。
図７に示す実施例２に係る交流電動機の駆動制御装置は、実施例１のベクトル制御部１１２に替えて、ベクトル制御部１１２ｂを用いることで実現できる。

図８は、実施例２のベクトル制御部１１２ｂの構成例を表すブロック図である。
図８に示すベクトル制御部１１２ｂは、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂ、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｂ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｂおよびインバータ周波数演算部２０２、を備える。

ベクトル制御部１１２ｂは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよび誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅを入力とする。

インバータ周波数演算部２０２は、実施例１と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御のインバータ周波数ω１を演算する。

第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊を演算する、

第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂは、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂと同様の入力に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊を演算する。

ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｂは、インバータ周波数ω１に基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力する。

ここで、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｂは、例えば、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）以下であれば、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力し、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）より大きければ、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力すればよい。

ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｂは、インバータ周波数ω１に基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊を切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力する。

ここで、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｂは、例えば、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）以下であれば、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力し、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）より大きければ、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力すればよい。

なお、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令の切り換えるインバータ周波数ω１の閾値は、任意の値を設定してよい。
また、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されない方の電圧ベクトル演算部は、電流偏差量の積分演算を停止し、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されて演算を開始する際には、もう一方の同じ軸の積分器の出力を積分演算の初期値として設定するとよい。

次に、実施例２の特徴部分であるベクトル制御部１１２ｂについて詳しく説明する。
図９は、実施例２の第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂの構成例を表すブロック図である。
図９に示す第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、ｄ軸電流偏差演算部３０１、ｑ軸電流偏差演算部３０２、ｑ軸積分器３０３、第一のｄｃ軸電圧指令演算部４０１ｂおよび第一のｑｃ軸電圧指令演算部４０２ｂ、を備える。

第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊を演算して出力する。
ここで、実施例２の第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、図４に示す実施例１の電圧ベクトル演算部２０１と同じ構成である。

図１０は、実施例２の第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂの構成例を表すブロック図である。
図１０に示す第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂは、ｄ軸電流偏差演算部３０４ｂ、ｑ軸電流偏差演算部３０５ｂ、ｄ軸積分器３０６ｂ、ｑ軸積分器３０７ｂ、第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂおよび第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂ、を備える。

第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊を演算して出力する。

ｄ軸電流偏差演算部３０４ｂは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊からｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｄｃを減算し、ｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃとして出力する。

ｑ軸電流偏差演算部３０５ｂは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｑｃ＊からｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｑｃを減算し、ｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃとして出力する。

ｄ軸積分器３０６ｂは、ｄ軸電流偏差演算部３０４ｂが出力したｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃを積分処理し、ｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉとして出力する。

ｑ軸積分器３０７ｂは、ｑ軸電流偏差演算部３０５ｂが出力したｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃを積分処理し、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉとして出力する。

第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂは、ｄ軸電流偏差演算部３０４ｂが出力したｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃ、ｄ軸積分器３０６ｂが出力したｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉ、ｑ軸積分器３０７ｂが出力したｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊を演算して出力する。

第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂは、ｑ軸電流偏差演算部３０５ｂが出力したｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃ、ｑ軸積分器３０７ｂが出力したｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉ、ｄ軸積分器３０６ｂが出力したｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉおよびベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊を演算して出力する。

図１１は、実施例２の第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂの構成例を表すブロック図である。
図１１に示す第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂは、比例器７０１ｂと７０２ｂと７０３ｂ、加算器８０１、減算器８０２および乗算器９０１を備える。

第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂにおいて、比例器７０１ｂでｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃに比例ゲインＫｐｄ２を乗算し、比例器７０２ｂでｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに比例ゲインＫｉｄ２を乗算し、両者を加算器８０１で加算する。また、比例器７０３ｂでｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉに比例ゲインＫｑｄ２を乗算し、更に乗算器９０１でインバータ周波数ω１を乗算する。これらを減算器８０２で加減算したものを、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊とする。例えば、以下の式（６）にて演算される。

ここで、第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂの比例ゲインＫｐｄ２、Ｋｉｄ２およびＫｑｄ２は、誘導電動機を制御対象とした場合、例えば、以下の式（７）にて演算されるものとする。

ここで、式（７）において、Ｒ１＊は、誘導電動機の一次抵抗の制御設定値、Ｌσ＊は、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンスの制御設定値、ωａｃｒ＊は、電流制御の制御応答角周波数である。

なお、第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂの比例ゲインＫｐｄ２、Ｋｉｄ２およびＫｑｄ２は、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度およびベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。

また、第二のｄｃ軸電圧指令演算部４０３ｂの比例ゲインＫｐｄ２、Ｋｉｄ２およびＫｑｄ２の演算において、電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊は、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂの比例ゲインＫｐｄおよびＫｑｄの演算における電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊と異なる設定値を用いてもよい。

図１２は、実施例２の第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂの構成例を表すブロック図である。
図１２に示す第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂは、比例器７０４ｂと７０５ｂと７０６ｂと５０７ｂ、加算器８０１および乗算器９０１を備える。

第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂにおいて、比例器７０４ｂでｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃに比例ゲインＫｐｑ２を乗算し、比例器７０５ｂでｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉに比例ゲインＫｉｑ２を乗算し、加算器８０１で両者を加算する。また、比例器７０６ｂでｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに比例ゲインＫｄｑ２を乗算し、更に乗算器９０１でインバータ周波数ω１を乗算する。これらを加算器８０１で加算し、更に比例器５０７ｂでインバータ周波数ω１に比例ゲインＫｆ２を乗算したものと、加算器８０１で加算したものをｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊とする。例えば、以下の式（８）にて演算される。

ここで、第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂの比例ゲインＫｐｑ２、Ｋｉｑ２、Ｋｄｑ２およびＫｆ２は、誘導電動機を制御対象とした場合、例えば、以下の式（９）にて演算されるものとする。

ここで、式（９）において、Ｒ１＊は、誘導電動機の一次抵抗の制御設定値、Ｌσ＊は、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンスの制御設定値、ωａｃｒ＊は、電流制御の制御応答角周波数、Ｍ＊は、誘導電動機の相互インダクタンスの制御設定値、Ｌ２＊は、誘導電動機の二次自己インダクタンスの制御設定値、Φ２ｄ＊は、誘導電動機の二次磁束指令値である。

なお、Φ２ｄ＊は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に相互インダクタンスの制御設定値Ｍ＊を乗算し、誘導電動機の二次時定数Ｔ２相当をフィルタ時定数とする一次遅れフィルタを通過させたものとする。

また、ｑｃ軸電圧指令演算部４０２の比例ゲインＫｐｑ２、Ｋｉｑ２、Ｋｄｑ２およびＫｆ２は、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度およびベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。

更に、第二のｑｃ軸電圧指令演算部４０４ｂの比例ゲインＫｐｑ２、Ｋｉｑ２およびＫｄｑ２の演算において、電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊は、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂの比例ゲインＫｐｑおよびＫｉｑの演算における電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊と異なる設定値を用いてもよい。

したがって、実施例２では、ベクトル制御のインバータ周波数ω１に基づいて、
・交流電動機の中・高速回転時は、ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例制御とし、ｑｃ軸の電流制御の積分器出力を用いてｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊のｄｑ軸干渉項の電圧を補償する構成とする。
これにより、直流電源電圧変動時の制御方式の切換え処理による制御応答の遅延や、電圧、電流、トルクのばたつきを防止し、かつ高速・回生（電動機トルクが負）時の制御安定性が向上する。

・交流電動機の停止・低速回転時は、ｄｃ軸およびｑｃ軸ともに電流のフィードバック制御を比例・積分制御の構成とし、互いに電流制御の積分器出力を用いてｄｑ軸干渉項の電圧を保証する構成とする。
これにより、モータ定数と制御設定値との誤差を補償し、電流制御の高精度化や高応答化を図ることができる。

本発明の実施例３では、実施例２のベクトル制御部１１２ｂによるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、インバータ装置の変調率に基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊とＶｑｃ１＊および第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊とＶｑｃ２＊を切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として出力する。

これにより、インバータ装置が出力可能な最大電圧までの裕度に応じて最適な電圧ベクトルの演算方式を選択できるため、実施例１よりも低変調率での電流制御の精度向上や高応答化、高変調率およびインバータ出力電圧が飽和状態での制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。

図１３は、本発明の実施例３に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。以下、図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。
図１３に示す実施例３に係る交流電動機の駆動制御装置は、実施例１のベクトル制御部１１２に替えて、ベクトル制御部１１２ｃを用いることで実現できる。

図１４は、実施例３のベクトル制御部１１２ｃの構成例を表すブロック図である。
図１４に示すベクトル制御部１１２ｃは、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂ、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｃ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｃ、インバータ周波数演算部２０２および変調率演算部６０３ｃ、を備える。

ベクトル制御部１１２ｃは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃ、誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅ、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆおよび極座標変換部１１７から出力される電圧振幅指令Ｖ１＊を入力とする。

インバータ周波数演算部２０２は、実施例１（図３）および実施例２（図８）と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御のインバータ周波数ω１を演算する。
第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、実施例２（図８）と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊を演算する。

第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂは、実施例２（図８）と同様に、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂと同様の入力に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊を演算する。

すなわち、実施例３のベクトル制御部１１２ｃは、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｃ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｃおよび変調率演算部６０３ｃ以外の構成は、図８に示す実施例２のベクトル制御部１１２ｂと同じである。

次に、実施例３の特徴部分である、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｃ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｃおよび変調率演算部６０３ｃについて、詳しく説明する。
変調率演算部６０３ｃは、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆおよび極座標変換部１１７から出力される電圧振幅指令Ｖ１＊に基づいて、インバータ装置の変調率指令値Ｖｃ＊を演算して出力する。

ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｃは、変調率演算部６０３ｃが出力した変調率指令値Ｖｃ＊に基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力する。

ここで、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｃは、例えば、変調率指令値Ｖｃ＊が０．７（閾値）以下であれば、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力し、変調率指令値Ｖｃ＊が０．７（閾値）より大きければ、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力すればよい。なお、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令の切り換える変調率指令値Ｖｃ＊の閾値は任意の値を設定してよい。

ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｃは、変調率演算部６０３ｃが出力した変調率指令値Ｖｃ＊に基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力する。

ここで、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｃは、例えば、変調率指令値Ｖｃ＊が０．７（閾値）以下であれば、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力し、変調率指令値Ｖｃ＊が０．７（閾値）より大きければ、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力すればよい。
なお、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令を切り換える変調率指令値Ｖｃ＊の閾値は、任意の値を設定してよい。

また、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されない方の電圧ベクトル演算部は、電流偏差量の積分演算を停止し、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されて演算を開始する際には、もう一方の同じ軸の積分器の出力を積分演算の初期値として設定するとよい。

したがって、実施例３では、変調率指令値Ｖｃ＊に基づいて、
・変調率指令値Ｖｃ＊が大きい時は、ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例制御とし、ｑｃ軸の電流制御の積分器出力を用いてｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊のｄｑ軸干渉項の電圧を補償する構成とする。
これにより、直流電源電圧変動時の制御方式の切換え処理による制御応答の遅延や、電圧、電流、トルクのばたつきを防止し、かつ高速・回生（電動機トルクが負）時の制御安定性が向上する。

・変調率指令値Ｖｃ＊が小さい時は、ｄｃ軸およびｑｃ軸ともに電流のフィードバック制御を比例・積分制御の構成とし、互いに電流制御の積分器出力を用いてｄｑ軸干渉項の電圧を保証する構成とする。
これにより、モータ定数と制御設定値の誤差を補償し、電流制御の高精度化や高応答化を図ることができる。

本発明の実施例４では、実施例２のベクトル制御部１１２ｂによるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、交流電動機の電気角周波数の１周期の間にインバータ装置が出力するＰＷＭ制御の出力電圧パルス数Ｎｐｗｍに基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊と第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として出力する。

これにより、インバータ装置が出力するＰＷＭ制御のパルス数に応じて最適な電圧ベクトルの演算方式を選択できるため、実施例１よりも電流制御の精度向上や高応答化および制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。

図１５は、本発明の実施例４に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。
図１５に示す実施例４に係る交流電動機の駆動制御装置は、図１に示す実施例１のベクトル制御部１１２に替えて、ベクトル制御部１１２ｄを用いることで実現できる。

図１６は、実施例４のベクトル制御部１１２ｄの構成例を表すブロック図である。
図１６に示すベクトル制御部１１２ｄは、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂ、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｄ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｄ、インバータ周波数演算部２０２およびパルス数演算部６０４ｄ、を備える。
ベクトル制御部１１２ｄは、図１４に示す実施例３のベクトル制御部１１２ｃと同様に、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃ、誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅ、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆおよび極座標変換部１１７から出力される電圧振幅指令Ｖ１＊を入力とする。

インバータ周波数演算部２０２は、実施例１（図３）、実施例２（図８）および実施例３（図１４）と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御のインバータ周波数ω１を演算する。

第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、実施例２（図８）および実施例３（図１４）と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊を演算する。

第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂは、実施例２（図８）および実施例３（図１４）と同様に、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂと同様の入力に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊を演算する。

すなわち、実施例４のベクトル制御部１１２ｄは、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｄ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｄおよびパルス数演算部６０４ｄ以外の構成は、図８に示す実施例２のベクトル制御部１１２ｂと同じで、また、図１４に示す実施例３のベクトル制御部１１２ｃの変調率演算部６０３ｃに替えて、パルス数演算部６０４ｄを用いたものである。

次に、本発明の実施例４の特徴部分である、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｄ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｄおよびパルス数演算部６０４ｄについて、詳しく説明する。
パルス数演算部６０４ｄは、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆ、極座標変換部１１７から出力される電圧振幅指令Ｖ１＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、交流電動機の電気角周波数の１周期の間にインバータ装置が出力するＰＷＭ制御の出力電圧パルス数Ｎｐｗｍを演算して出力する。なお、誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに替えて、インバータ周波数演算部２０２から出力されるベクトル制御のインバータ周波数ω１を用いてもよい。

ここで、パルス数Ｎｐｗｍの演算は、例えば、電圧検出値Ｅｃｆ、電圧振幅指令Ｖ１＊から算出される変調率指令値および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅ（またはベクトル制御のインバータ周波数ω１）から、予め設定してあるＰＷＭ制御モードに応じたパルス数を参照テーブルとして用いればよい。

ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｄは、パルス数演算部６０４ｄが出力したパルス数Ｎｐｗｍに基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力する。

ここで、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｄは、例えば、パルス数Ｎｐｗｍが９（閾値）より大きければ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力し、パルス数Ｎｐｗｍが９（閾値）以下であれば、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力すればよい。

ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｄは、パルス数演算部６０４ｄが出力したパルス数Ｎｐｗｍに基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力する。

ここで、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｄは、例えば、パルス数Ｎｐｗｍが９（閾値）より大きければ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力し、パルス数Ｎｐｗｍが９（閾値）以下であれば、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力すればよい。
なお、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令の切り換えるパルス数Ｎｐｗｍの閾値は、任意の値を設定してよい。

また、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されない方の電圧ベクトル演算部は、電流偏差量の積分演算を停止し、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されて演算を開始する際には、もう一方の同じ軸の積分器の出力を積分演算の初期値として設定するとよい。

したがって、実施例４では、パルス数Ｎｐｗｍに基づいて、
・パルス数Ｎｐｗｍが小さい時は、電流フィードバック制御系が不安定に陥りやすくなるため、ｄｃ軸電流のフィードバック制御を比例制御とし、ｑｃ軸の電流制御の積分器出力を用いてｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊のｄｑ軸干渉項の電圧を補償する構成とする。
これにより、直流電源電圧変動時の制御方式の切換え処理による制御応答の遅延や、電圧、電流、トルクのばたつきを防止し、かつ高速・回生（電動機トルクが負）時の制御安定性が向上する。

・パルス数Ｎｐｗｍが大きい時は、ｄｃ軸およびｑｃ軸ともに電流のフィードバック制御を比例・積分制御の構成とし、互いに電流制御の積分器出力を用いてｄｑ軸干渉項の電圧を保証する構成とする。
これにより、モータ定数と制御設定値の誤差を補償し、実施例１よりも交流電動機の駆動制御装置の安定性、また電流制御の高精度化や高応答化を図ることができる。

本発明の実施例５では、実施例２のベクトル制御部１１２ｂによるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、ＰＷＭ制御によるゲート指令信号の出力電圧更新周期Ｔｐ（以下、「ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐ」という）に基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊および、Ｖｑｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊として出力する。

これにより、インバータ装置が出力するＰＷＭ制御のゲート指令信号の出力電圧更新周期Ｔｐ（ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐ）に応じて、最適な電圧ベクトルの演算方式を選択できるため、実施例１よりも電流制御の精度向上や高応答化、および制御安定性の向上が可能な交流電動機の制御装置が実現できる。

図１７は、本発明の実施例５に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。以下、図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。
図１７に示す実施例５に係る交流電動機の駆動制御装置は、実施例１のベクトル制御部１１２とＰＷＭ信号制御器１１９に替えて、ベクトル制御部１１２ｅとＰＷＭ信号制御器１１９ｅを用いることで実現できる。

実施例５のＰＷＭ信号制御器１１９ｅは、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆと、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊とに基づくパルス幅変調の演算結果より生成されたゲート指令信号を出力すると共に、そのゲート指令信号のＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐも出力する。

図１８は、実施例５のベクトル制御部１１２ｅの構成例を表すブロック図である。
図１８に示すベクトル制御部１１２ｅは、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂ、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｅ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｅおよびインバータ周波数演算部２０２、を備える。

ベクトル制御部１１２ｅは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃ、誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅおよびＰＷＭ信号制御器１１９ｅから出力されるＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐを入力とする。

インバータ周波数演算部２０２は、実施例１から実施例４と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御のインバータ周波数ω１を演算する。

第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂは、実施例２から実施例４と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよびインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊およびＶｑｃ１＊を演算する。

第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂは、実施例２から実施例４と同様に、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂと同様の入力に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊およびＶｑｃ２＊を演算する。

すなわち、実施例５のベクトル制御部１１２ｅは、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｅおよびｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｅ以外の構成は、図８に示す実施例２のベクトル制御部１１２ｂと同じである。

次に、実施例５の特徴部分である、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｅおよびｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｅについて、詳しく説明する。
ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｅは、ＰＷＭ信号制御器１１９ｅが出力したＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐに基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力する。

ここで、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｅは、例えば、ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐが任意の閾値より短ければ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｄｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力し、ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐが任意の閾値より長ければ、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｄｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力すればよい。

また、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｅは、ＰＷＭ信号制御器１１９ｅが出力したＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐに基づいて、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊とを切り換えて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力する。

ここで、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｅは、例えば、ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐが任意の閾値より短ければ、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂが出力した第二の電圧指令Ｖｑｃ２＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力し、ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐが任意の閾値より長ければ、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂが出力した第一の電圧指令Ｖｑｃ１＊をｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力すればよい。

また、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されない方の電圧ベクトル演算部は、電流偏差量の積分演算を停止し、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊として電圧演算結果が出力されて演算を開始する際には、もう一方の同じ軸の積分器の出力を積分演算の初期値として設定するとよい。

したがって、実施例５では、ＰＷＭ制御によるゲート指令信号のＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐに基づいてベクトル電圧の演算方式を切り換える。これにより、ＰＷＭ電圧更新周期Ｔｐが交流電動機の電気角周波数の１周期に対して十分短くない場合に、高速域で制御が不安定になることを回避でき、実施例１よりも制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。

実施例６では、実施例２のベクトル制御部１１２ｂによるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、第一の電圧ベクトル演算部２０１ｂのｑ軸積分器３０３と、第二の電圧ベクトル演算部２０３ｂのｑ軸積分器３０７ｂを共通化する。これにより、実施例２よりも簡便な構成で低速域での電流制御の精度向上や高応答化、高速域での制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。

図１９は、本発明の実施例６に係る流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。以下、図７に示す実施例２と比較して、構成の相違部分のみを説明する。
図１９に示す実施例６に係る交流電動機の駆動制御装置は、実施例２のベクトル制御部１１２ｂに替えて、ベクトル制御部１１２ｆを用いることで実現できる。

図２０は、実施例６のベクトル制御部１１２ｆの構成例を表すブロック図である。
図２０に示すベクトル制御部１１２ｆは、電圧ベクトル演算部２０１ｆおよびインバータ周波数演算部２０２を備える。

ベクトル制御部１１２ｆは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃとＩｑｃおよび誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅを入力とし、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊を演算して出力する。

インバータ周波数演算部２０２は、実施例１から実施例５と同様に、電流指令値Ｉｄｃ＊とＩｑｃ＊および誘導電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御のインバータ周波数ω１を演算する。

次に、実施例６の特徴部分であるベクトル制御部１１２ｆについて詳しく説明する。
図２１は、実施例６の電圧ベクトル演算部２０１ｆの構成例を表すブロック図である。
図２０に示す電圧ベクトル演算部２０１ｆは、ｄ軸電流偏差演算部３０４ｆ、ｑ軸電流偏差演算部３０５ｆ、ｄ軸積分器３０６ｆ、ｑ軸積分器３０７ｆ、ｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆおよびｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆ、を備える。

ｄ軸電流偏差演算部３０４ｆは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊からｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｄｃを減算し、ｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃとして出力する。

ｑ軸電流偏差演算部３０５ｆは、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｑｃ＊からｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｑｃを減算し、ｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃとして出力する。

ｄ軸積分器３０６ｆは、ｄ軸電流偏差演算部３０４ｆが出力したｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃを積分処理し、ｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉとして出力する。

ｑ軸積分器３０７ｆは、ｑ軸電流偏差演算部３０５ｆが出力したｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃを積分処理し、ｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉとして出力する。

ｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆは、電流指令演算部１１１が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊、ｄ軸電流偏差演算部３０４ｆが出力したｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃ、ｄ軸積分器３０６ｆが出力したｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉ、ｑ軸積分器３０７ｆが出力したｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉおよびインバータ周波数演算部２０２が出力したインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊を演算して出力する。

ｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆは、電流指令演算部１１１が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊、ｑ軸電流偏差演算部３０５ｆが出力したｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃ、ｑ軸積分器３０７ｆが出力したｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉ、ｄ軸積分器３０６ｆが出力したｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉおよびインバータ周波数演算部２０２が出力したインバータ周波数ω１に基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊を演算して出力する。

図２２は、実施例６のｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆの構成例を表すブロック図である。
図２２に示すｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆは、比例器５０１ｆ、５０２ｆ、５０３ｆおよび７０２ｆ、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｆ、加算器８０１、減算器８０２および乗算器９０１、を備える。

ｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆは、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｆから出力されるΔＶｄｃ－ｒ＊に、比例器５０２ｆでｄｃ軸電流偏差量ΔＩｄｃに比例ゲインＫｐｄを乗算したものを加算器８０１で加算し、これから、比例器５０３ｆでｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉに比例ゲインＫｑｄを乗算し更に乗算器９０１でインバータ周波数ω１を乗算したものを減算器８０２で減算したものを、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊として出力する。例えば、以下の式（１０）にて演算される。

ここで、ｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆの比例ゲインＫｒ、Ｋｐｄ、ＫｉｄおよびＫｑｄは、誘導電動機を制御対象とした場合、例えば、以下の式（１１）にて演算されるものとする。

ここで、式（１１）において、Ｒ１＊は、誘導電動機の一次抵抗の制御設定値、Ｌσ＊は、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンスの制御設定値、ωａｃｒ＊は、電流制御の制御応答角周波数である。

なお、ｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆの比例ゲインＫｒ、Ｋｐｄ、ＫｉｄおよびＫｑｄは、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度およびベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。

また、ｄｃ軸電圧指令演算部４０５ｆの比例ゲインＫｐｄ、ＫｉｄおよびＫｑｄの演算において、電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊は、それぞれに異なる制御応答角周波数の設定値を用いてもよい。

ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｆは、インバータ周波数ω１に基づいて、比例器５０１ｆでｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に比例ゲインＫｒを乗算したものと、比例器７０２ｆでｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに比例ゲインＫｉｄを乗算したものとを切り換えて、ｄｃ軸電流による一次抵抗の電圧降下分を補償する電圧指令ΔＶｄｃ－ｒ＊として出力する。

ここで、ｄｃ軸電圧指令切換器６０１ｆは、例えば、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）以下であれば、ｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに比例ゲインＫｉｄを乗算した値を、補償電圧指令ΔＶｄｃ－ｒ＊として出力する。また、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）より大きければ、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に比例ゲインＫｒを乗算した値を、補償電圧指令ΔＶｄｃ－ｒ＊として出力する。なお、ｄｃ－ｑｃ軸上の補償電圧指令を切り換えるインバータ周波数ω１の閾値は、任意の値を設定してよい。

図２３は、実施例６のｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆの構成例を表すブロック図である。
図２３に示すｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆは、比例器５０４ｆ、５０５ｆ、５０６ｆ、５０７および７０６ｆ、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｆ、加算器８０１および乗算器９０１、を備える。

ｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆは、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｆから出力されるΔＶｑｃ－ｄ＊に、比例器５０６ｆでｑｃ軸電流偏差量ΔＩｑｃに比例ゲインＫｐｑを乗算したものと比例器５０５ｆでｑｃ軸電流偏差積分値ΔＩｑｃ－ｉに比例ゲインＫｉｑを乗算したものとを加算器８０１で加算したものを加算器８０１で加算し、更に、比例器５０７でインバータ周波数ω１に比例ゲインＫｆを乗算したものを加算器８０１で加算したものを、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｑｃ＊として出力する。例えば、以下の式（１２）にて演算される。

ここで、ｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆの比例ゲインＫｐｑ、Ｋｉｑ、Ｋｄｑ、Ｋｄｑ２およびＫｆは、誘導電動機を制御対象とした場合、例えば、以下の式（１３）にて演算されるものとする。

ここで、式（１３）において、Ｒ１＊は、誘導電動機の一次抵抗の制御設定値、Ｌσ＊は、誘導電動機の一次換算漏れインダクタンスの制御設定値、ωａｃｒ＊は、電流制御の制御応答角周波数、Ｍ＊は、誘導電動機の相互インダクタンスの制御設定値、Ｌ２＊は、誘導電動機の二次自己インダクタンスの制御設定値、Φ２ｄ＊は、誘導電動機の二次磁束指令値である。

なお、Φ２ｄ＊は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に相互インダクタンスの制御設定値Ｍ＊を乗算し、誘導電動機の二次時定数Ｔ２相当をフィルタ時定数とする一次遅れフィルタを通過させたものとする。

また、ｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆの比例ゲインＫｐｑ、Ｋｉｑ、Ｋｄｑ、Ｋｄｑ２およびＫｆは、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度およびベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。

更に、ｑｃ軸電圧指令演算部４０６ｆの比例ゲインＫｐｑ、ＫｉｑおよびＫｄｑ２の演算において、電流制御の制御応答角周波数ωａｃｒ＊は、それぞれに異なる制御応答角周波数の設定値を用いてもよい。

ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｆは、比例器５０４ｆでｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に比例ゲインＫｄｑを乗算し更に乗算器９０１でインバータ周波数ω１を乗算したものと、比例器７０６ｆでｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに比例ゲインＫｄｑ２を乗算し更に乗算器９０１でインバータ周波数ω１を乗算したものとを、インバータ周波数ω１に基づいて切り換えて、ｄｑ干渉項の電圧を補償する電圧指令ΔＶｑｃ－ｄ＊として出力する。

ここで、ｑｃ軸電圧指令切換器６０２ｆは、例えば、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）以下であれば、ｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに比例ゲインＫｄｑ２とインバータ周波数ω１とを乗算した値を、補償電圧指令ΔＶｑｃ－ｄ＊として出力する。また、インバータ周波数ω１が交流電動機の最大回転速度の１／３（閾値）より大きければ、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に比例ゲインＫｄｑとインバータ周波数ω１とを乗算した値を、補償電圧指令ΔＶｑｃ－ｄ＊として出力する。なお、ｄｃ－ｑｃ軸上の補償電圧指令を切り換えるインバータ周波数ω１の閾値は、任意の値を設定してよい。

ただし、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、ｄ軸積分器３０６ｆから出力されるｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉが反映されない場合、ｄｃ軸電流偏差量の積分演算を停止しておく必要がある。

したがって、実施例６では、実施例２のベクトル制御部１１２ｂによるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊の演算において、ｑｃ軸の電流制御の積分器出力を用いてｄｃ軸の電圧指令Ｖｄｃ＊のｄｑ軸干渉項の電圧を補償する構成およびインバータ周波数ω１に応じてｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊に基づく補償電圧指令演算とｄｃ軸電流偏差積分値ΔＩｄｃ－ｉに基づく補償電圧指令演算とを切り換える構成とする。これにより、実施例２よりも簡便な構成で、低速域での電流制御の精度向上や高応答化、高速域での制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。

本発明の実施例７は、実施例１から６のいずれかの交流電動機の駆動制御装置を鉄道車両に適用したものである。
図２４は、本発明の実施例７として、実施例１から６のいずれかを用いた交流電動機の駆動制御装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を表す図である。

図２４に示す鉄道車両は、交流電動機１０３ａおよび１０３ｂが搭載された台車、並びに、交流電動機１０３ｃおよび１０３ｄが搭載された台車を有すると共に、制御器１０１、電力変換器１０２、指令発生器１０５および相電流検出部１２１を含む交流電動機の駆動制御装置を搭載している。

実施例７に係る鉄道車両は、運転士によりマスター・コントローラを介して入力された運転指令に基づき指令発生器１０５が発生したトルク指令値Ｔｍ＊に応じて、架線から集電装置を介して供給された電力を、電力変換器１０２で交流電力に変換して交流電動機１０３に供給することで、交流電動機１０３を駆動する。交流電動機１０３は、鉄道車両の車軸と連結されており、交流電動機１０３により鉄道車両の走行が制御される。

実施例７に係る鉄道車両では、交流電動機の駆動制御装置として実施例１から６のいずれかを適用することで、制御安定性および制御応答の向上を図ることができる。

以上、本発明の各実施例について説明したが、交流電動機であれば、他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機およびリラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。更に、本発明は、上述した各実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

１０１ 制御器、１０２ 電力変換器、１０３ 交流電動機、１０５ 指令発生器、
１１１ 電流指令演算部、１１２ ベクトル制御部、１１３ 電流検出部、
１１４ ｄｑ座標変換部、１１５ 速度演算部、１１６ 位相演算部、
１１７ 極座標変換部、１１８ ＵＶＷ座標変換部、１１９ ＰＷＭ信号制御器、
１２１ 相電流検出部、１２３ 入力端子、１２４ 回転速度検出部、
１３１ 平滑用コンデンサ、１３２ 主回路部、１３３ ゲート・ドライバ、
１３４ 直流抵抗器、２０１ 電圧ベクトル演算部、
２０１ｂ 第一の電圧ベクトル演算部、２０２ インバータ周波数演算部、
２０３ｂ 第二の電圧ベクトル演算部、３０１，３０４ｂ ｄ軸電流偏差演算部、
３０２，３０５ｂ ｑ軸電流編差演算部、３０３，３０７ｂ ｑ軸積分器、
３０６ｂ ｄ軸積分器、４０１ ｄｃ軸電圧指令演算部、
４０１ｂ 第一のｄｃ軸電圧指令演算部、４０２ ｑｃ軸電圧指令演算部、
４０２ｂ 第一のｑｃ軸電圧指令演算部、４０３ｂ 第二のｄｃ軸電圧指令演算部、
４０４ｂ 第二のｑｃ軸電圧指令演算部、４０５ｆ ｄｃ軸電圧指令演算部、
４０６ｆ ｑｃ軸電圧指令演算部、
５０１，５０２，５０３，５０４，５０５，５０６，５０７ 比例器、
６０１ｂ ｄｃ軸電圧指令切換器、６０２ｂ ｑｃ軸電圧指令切換器、
６０３ｃ 変調率演算部、６０４ｄ パルス数演算部、
７０１ｂ，７０２ｂ，７０３ｂ，７０４ｂ，７０５ｂ，７０６ｂ 比例器、
８０１ 加算器、８０２ 減算器、９０１ 乗算器

Claims (7)

1. 電圧指令に基づくベクトル制御を用いて電力変換器により駆動される交流電動機の駆動制御装置であって、
   前記交流電動機の直交する２つの回転座標軸であるｄ軸およびｑ軸それぞれの電流指令値を生成する電流指令演算部と、
   前記交流電動機に流れる電流を検出して前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの電流検出値に変換する電流検出手段と、
   前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの電流指令値、前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの電流検出値および前記交流電動機の回転速度に基づいて、前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの前記電圧指令を演算する電圧指令演算部と
   を備え、
   前記電圧指令演算部は、
   前記ｄ軸の前記電圧指令を、前記ｄ軸の電流指令値の比例演算結果に対して前記ｄ軸の電流指令値と前記ｄ軸の電流検出値とのｄ軸電流偏差の比例演算のみに基づくｄ軸電流フィードバック制御により当該演算の結果を加算し、当該加算した値から前記ｑ軸の電流指令値と前記ｑ軸の電流検出値とのｑ軸電流偏差の比例積分演算結果に前記回転速度を乗算した値を減算して算出し、
   前記ｑ軸の前記電圧指令を、前記ｑ軸電流偏差の比例演算および前記ｑ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｑ軸電流フィードバック制御により双方の前記演算の結果を加算し、当該加算した値に対して、前記ｄ軸の電流指令値の比例演算結果に前記回転速度を乗算した値および前記回転速度の比例演算結果の値をそれぞれ加算して算出する
   ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   前記電圧指令演算部を第１の電圧指令演算部とし、当該第１の電圧指令演算部とは異なる第２の電圧指令演算部を更に備え、
   前記第２の電圧指令演算部は、
   前記ｄ軸の第２の電圧指令を、前記ｄ軸電流偏差の比例演算および前記ｄ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｄ軸電流フィードバック制御により双方の前記演算の結果を加算し、当該加算した値から前記ｑ軸電流偏差の比例積分演算結果に前記回転速度を乗算した値を減算して算出し、
   前記ｑ軸の第２の電圧指令を、前記ｑ軸電流偏差の比例演算および前記ｑ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｑ軸電流フィードバック制御により双方の前記演算の結果を加算し、当該加算した値に対して、前記ｄ軸電流偏差の比例積分演算結果に前記回転速度を乗算した値および前記回転速度の比例演算結果の値をそれぞれ加算して算出し、
   前記第１の電圧指令演算部と前記第２の電圧指令演算部とを、前記交流電動機の回転速度、前記電力変換器の変調率、前記電力変換器が出力するＰＷＭ制御のパルス数および前記電力変換器に出力するゲート指令信号電圧更新周期の少なくともいずれか一つに応じて切り換えて使用する
   ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
3. 請求項１または２に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
   前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの前記電圧指令に基づいて、前記電力変換器を多パルス駆動から１パルス駆動にわたって運転する
   ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置を搭載する鉄道車両。
5. 電力変換器により駆動される交流電動機を電圧指令に基づいてベクトル制御する交流電動機の駆動制御方法であって、
   前記交流電動機の直交する２つの回転座標軸であるｄ軸およびｑ軸それぞれの電流指令値を生成し、
   前記交流電動機に流れる電流を前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの電流検出値に変換し、
   前記電圧指令を前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの電圧指令に分けて生成する方法として、
   前記ｄ軸の前記電圧指令を、前記ｄ軸の電流指令値の比例演算結果に対して前記ｄ軸の電流指令値と前記ｄ軸の電流検出値とのｄ軸電流偏差の比例演算のみに基づくｄ軸電流フィードバック制御により当該演算の結果を加算し、当該加算した値から前記ｑ軸の電流指令値と前記ｑ軸の電流検出値とのｑ軸電流偏差の比例積分演算結果に前記交流電動機の回転速度を乗算した値を減算して算出し、
   前記ｑ軸の前記電圧指令を、前記ｑ軸電流偏差の比例演算および前記ｑ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｑ軸電流フィードバック制御により双方の前記演算の結果を加算し、当該加算した値に対して、前記ｄ軸の電流指令値の比例演算結果に前記回転速度を乗算した値および前記回転速度の比例演算結果の値をそれぞれ加算して算出する
   ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
6. 請求項５に記載の交流電動機の駆動制御方法であって、
   前記ｄ軸および前記ｑ軸それぞれの電圧指令に分けて生成する方法を第１の方法とし、当該第１の方法とは別に、
   前記ｄ軸の前記電圧指令を、前記ｄ軸電流偏差の比例演算および前記ｄ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｄ軸電流フィードバック制御により双方の前記演算の結果を加算し、当該加算した値から前記ｑ軸電流偏差の比例積分演算結果に前記回転速度を乗算した値を減算して算出し、
   前記ｑ軸の前記電圧指令を、前記ｑ軸電流偏差の比例演算および前記ｑ軸電流偏差の比例積分演算に基づくｑ軸電流フィードバック制御により双方の前記演算の結果を加算し、当該加算した値に対して、前記ｄ軸電流偏差の比例積分演算結果に前記回転速度を乗算した値および前記回転速度の比例演算結果の値をそれぞれ加算して算出する
   方法を第２の方法とし、
   前記第１の方法と前記第２の方法とを、前記交流電動機の回転速度、前記電力変換器の変調率、前記電力変換器が出力するＰＷＭ制御のパルス数および前記電力変換器に出力するゲート指令信号電圧更新周期の少なくともいずれか一つに応じて切り換えて実行する
   ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
7. 請求項５または６に記載の交流電動機の駆動制御方法であって、
   前記電力変換器を多パルス駆動から１パルス駆動にわたって運転する
   ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
   

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