WO2018139298A1 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

インバータ制御部のフィードバック制御切替部は、所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づいてフィードバック制御部を選択し、交流電動機を駆動するフィードバック制御（例えば電流フィードバック制御及びトルクフィードバック制御）を切り替える。スイッチング指令生成部は、選択されたフィードバック制御部により演算される操作量に基づいてインバータへのスイッチング指令を生成する。トルク応答要求判定部は、交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定する。トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判断されたとき、フィードバック制御切替部は、例えば通常時のヒステリシス幅αをβ（＞α）に拡大することにより、フィードバック制御の切替頻度を低減する。

Description

交流電動機の制御装置 関連出願の相互参照

　本出願は、２０１７年１月２４日に出願された特許出願番号２０１７－１００５８号に基づくものであり、ここにその記載内容を援用する。

　本開示は、交流電動機の制御装置に関する。

　従来、交流電動機の制御におけるトルク応答性を向上させる技術が知られている。
　例えば特許文献１には、昇圧コンバータ及びインバータを備え、インバータの制御モードとして、電力変換の変調率が小さいときに適用される第１の制御モードと、変調率が大きいときに適用される第２の制御モードとを選択可能なシステムが開示されている。このシステムは、交流電動機に要求されるトルク応答性が高いときは第１の制御モードを選択し、要求されるトルク応答性が高くないときは第２の制御モードを選択する。

特許第５２９７９５３号公報

　特許文献１の従来技術は、単に、第２の制御モードは電力損失低減には有利であるがトルク応答性が低いことに対し、電力損失低減よりもトルク高応答を優先する状態では第２の制御モードから第１の制御モードに切り替えるというものである。しかし、複数の制御モードがそれぞれ高いトルク応答性を満足するにもかかわらず、制御モードの切替が頻繁に生じると、それぞれの制御モードでの応答性と比べてトルク応答性が著しく低下することを発明者は見出した。また、ＰＷＭ制御の搬送波周波数の切替についても、同様に考えられる。特許文献１には、このような制御モードや搬送波周波数の切替に伴うトルク応答性の低下に関し、何ら言及されていない。なお、本明細書では、動詞の「きりかえる」には、送り仮名を用いて「切り替える」と表記し、名詞の「きりかえ」には、送り仮名を用いず「切替」と表記する。

　また、特許文献１の従来技術は、昇圧コンバータを備えるシステムを前提としており、昇圧コンバータを備えないシステムには適用することができない。

　本開示の目的は、トルク応答性を向上させる交流電動機の制御装置を提供することにある。

　本開示の第一の態様による交流電動機の制御装置は、インバータと、複数のフィードバック制御部と、フィードバック制御切替部と、スイッチング指令生成部と、トルク応答要求判定部とを備える。インバータは、電源から入力される直流電力を複数のスイッチング素子の動作により交流電力に変換し交流電動機に供給する。複数のフィードバック制御部は、交流電動機を駆動するフィードバック制御において、互いに異なる制御量をフィードバックする。フィードバック制御切替部は、所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づいてフィードバック制御部を選択し、交流電動機を駆動するフィードバック制御を切り替える。

　スイッチング指令生成部は、選択されたフィードバック制御部により演算される操作量に基づいてインバータへのスイッチング指令を生成する。トルク応答要求判定部は、交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定する。トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判断されたとき、フィードバック制御切替部は、フィードバック制御の切替頻度を低減する。

　具体的に複数のフィードバック制御部は、電流フィードバック制御部と、トルクフィードバック制御部とを含む。電流フィードバック制御部は、交流電動機を流れる電流をフィードバック制御するための操作量として、インバータの出力電圧を演算する。トルクフィードバック制御部は、交流電動機が出力するトルクをフィードバック制御するための操作量として、インバータの出力電圧の位相を演算する。フィードバック制御切替部は、電流フィードバック制御部とトルクフィードバック制御部とのいずれか一方または両方を選択する。

　本開示の第一の態様では、要求されるトルク応答性が高いと判断されたとき、フィードバック制御の切替頻度を低減することで、フィードバック制御の切替に伴うトルク応答性の低下を抑制することができる。よって、トルク応答性を向上させることができる。

　切替頻度を低減させる構成として、主に以下の二つの構成を取り得る。（１）切替のヒステリシスを有する構成において、ヒステリシス幅を拡大する。（２）一度切り替えた後、所定の切替禁止期間、次の切替を禁止する。また、本開示の第一の態様は、特許文献１の従来技術とは異なり、昇圧コンバータを備えないシステムにも適用することができる。

　本開示の第二の態様による交流電動機の制御装置は、インバータと、搬送波生成器と、搬送波周波数切替部と、スイッチング指令生成部と、トルク応答要求判定部とを備える。インバータは、電源から入力される直流電力を複数のスイッチング素子の動作により交流電力に変換し交流電動機に供給する。搬送波生成器は、周波数が異なる複数の搬送波を生成可能である。搬送波周波数切替部は、所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づき、搬送波生成器が生成する搬送波周波数を切り替える。

　スイッチング指令生成部は、搬送波生成器が生成する搬送波と電圧指令とを比較するＰＷＭ制御により、インバータへのスイッチング指令を生成する。トルク応答要求判定部は、交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定する。トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判断されたとき、搬送波周波数切替部は、搬送波周波数の切替頻度を低減する。

　本開示の第二の態様では、要求されるトルク応答性が高いと判断されたとき、搬送波周波数の切替頻度を低減することで、搬送波周波数の切替に伴うトルク応答性の低下を抑制し、トルク応答性を向上させることができる。

　本開示についての上記目的及びその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、各実施形態による交流電動機の制御装置が適用される車両システムの概略構成図であり、 図２は、各実施形態のインバータ制御部の制御ブロック図であり、 図３は、第１～第３実施形態による変調器の制御ブロック図であり、 図４は、第１、第２実施形態による２モードのフィードバック制御切替を示すＮ－Ｔ特性図であり、 図５は、変調率、回転数、トルクに基づくフィードバック制御切替を示す図であり、 図６Ａは、ｄｑ座標での電流位相に基づくフィードバック制御切替を示す図であり、 図６Ｂは、ｄｑ座標での電流範囲に基づくフィードバック制御切替を示す図であり、 図６Ｃは、ｄｑ座標での基準電流ラインからの偏差に基づくフィードバック制御切替を示す図であり、 図７は、電流／トルクフィードバック制御でのトルク周波数応答特性図であり、 図８は、フィードバック制御の切替によるトルク応答性の低下を説明する図であり、 図９は、フィードバック制御切替におけるヒステリシス幅拡大を示すＮ－Ｔ特性図であり、 図１０は、第１実施形態による切替頻度低減処理のフローチャートであり、 図１１は、要求トルク応答性判定の例を示すサブフローチャートであり、 図１２は、フィードバック制御切替の例を示すフローチャートであり、 図１３は、変調率、回転数、トルクに基づくフィードバック制御切替におけるヒステリシス幅拡大を示す図であり、 図１４は、電流位相に基づくフィードバック制御切替におけるヒステリシス幅拡大を示す図であり、 図１５は、第２実施形態による切替頻度低減処理のフローチャートであり、 図１６は、第２実施形態による切替禁止期間を説明するタイムチャートであり、 図１７は、第３実施形態による３モードのフィードバック制御切替を示すＮ－Ｔ特性図であり、 図１８は、第４実施形態による変調器の制御ブロック図であり、 図１９は、搬送波周波数と電気角１周期のスイッチング回数との関係を説明する図であり、 図２０は、搬送波周波数切替におけるヒステリシス幅拡大を示す図である。

　以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第１～第４実施形態を包括して「本実施形態」という。
　本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

　［システム構成］
　まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用される車両システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１に、車両の動力源としてエンジン９１及びＭＧ８０を備えるハイブリッド自動車の車両システム１００を示す。車両システム１００において、車両制御装置６９は、エンジン９１及びＭＧ８０の動作状態に関するエンジン情報及びＭＧ情報を取得する。また、車両制御装置６９は、車両の運転状態に関するアクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等の情報を取得する。車両制御回路６９は、これらの情報に基づき、車両の各機器を統括的に制御する。特に本実施形態では、車両制御回路６９は、ＭＧ制御装置１０のインバータ制御部５０に対し、トルク指令Ｔｒｑ^*を指令する他、制振制御やエンジン始動の情報を通知する。

　ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、エンジン９１を備えたハイブリッド自動車１００に搭載される。ＭＧ８０は、駆動輪９５を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン９１や駆動輪９５から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。ＭＧ８０は、変速機等のギア９３を介して車軸９４に接続されている。ＭＧ８０が発生したトルクは、ギア９３を介して車軸９４を回転させ、駆動輪９５を駆動する。

　ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
　ＭＧ８０の電気角θｅは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。

　「電源」としてのバッテリ１１は、充放電可能な二次電池である。インバータ３０は、バッテリ１１から入力される直流電力を三相交流電力に変換し、ＭＧ８０に供給する。なお、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ３０に出力する昇圧コンバータが設けられてもよい。インバータ３０は、上下アームの６つのスイッチング素子３１－３６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子３１、３２、３３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子３４、３５、３６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子３１－３６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

　インバータ３０は、インバータ制御部５０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１－３６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部５０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ２５は、インバータ３０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。電圧センサ３７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。

　インバータ制御部５０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。インバータ制御部５０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、インバータ制御部５０は、微分器８６により電気角θｅが時間微分された角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］、及び、角速度ωが換算された回転数Ｎ［ｒｐｍ］を取得する。なお、インバータ制御部５０の内部に微分器８６を有してもよい。

　さらにインバータ制御部５０は、車両制御回路６９からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力され、これらの情報に基づいて、インバータ３０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ３０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１－３６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

　［インバータ制御部の構成］
　インバータ制御部５０の構成について、図２を参照して説明する。本実施形態のインバータ制御部５０は、「ＭＧ８０を駆動するフィードバック制御において、互いに異なる制御量をフィードバックする複数のフィードバック制御部」として、電流フィードバック制御部５８０及びトルクフィードバック制御部５４０を含む。図中、「フィードバック制御部」を「ＦＢ制御部」と記す。

　電流フィードバック制御部５８０は、ＭＧ８０に流れる電流をフィードバック制御するための操作量として、インバータ３０の出力電圧を演算する。電流フィードバック制御では代表的に、搬送波と電圧指令とを比較して生成される出力電圧波形を用いるＰＷＭ駆動によってインバータ３０を動作させる。トルクフィードバック制御部５４０は、ＭＧ８０が出力するトルクをフィードバック制御するための操作量として、インバータ３０の出力電圧の位相を演算する。トルクフィードバック制御では代表的に、予め記憶された複数のパターンから選択される出力電圧波形を用いるパルスパターン駆動によってインバータ３０を動作させる。パルスパターンには、電気１周期に１パルスの矩形波を出力するパターンが含まれる。

　以下の第１～第３実施形態は、所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づき、電流フィードバック制御部５８０による電流フィードバック制御と、トルクフィードバック制御部５４０によるトルクフィードバック制御とを切り替える。そのうち、第１、第２実施形態は、電流フィードバック制御部５８０またはトルクフィードバック制御部５４０のいずれか一方を用いる２モードの切替を実施する。第３実施形態は、電流フィードバック制御部５８０とトルクフィードバック制御部５４０との両方を用いるモードをさらに含む３モードの切替を実施する。一方、第４実施形態は、ＰＷＭ駆動を前提とし、所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づき、搬送波周波数を切り替える。

　ここでは、各実施形態を総括し、インバータ制御部５０の構成の全体を説明する。電流フィードバック制御部５８０は、電流減算器５６、制御器５７、制御器５８、及び電圧振幅／位相演算部５９を含む。このうち、制御器５７と、制御器５８及び電圧振幅／位相演算部５９とは、フィードバック制御部の構成に応じて選択的に設けられてもよい。トルクフィードバック制御部５４０は、トルク減算器５３及び制御器５４を含む。インバータ制御部５０は、その他に、ｄｑ変換部５１、トルク推定部５２、電流指令演算部５５、変調器６０、及びゲート信号生成部７９等を含む。

　まず、両方のフィードバック制御に共通に、ｄｑ変換部５１は、電気角θｅに基づき、電流センサ８７、８８から取得した相電流をｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。電流フィードバック制御では、電流指令演算部５５は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。電流減算器５６は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部５１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

　電流フィードバック制御部５８０により出力電圧の振幅Ｖｒ及び位相φを演算する構成では、制御器５８は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。電圧振幅／位相演算部５９は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに変換し、変調器６０に出力する。なお、図２では電圧位相φをｄ軸基準で示しているが、ｑ軸基準で電圧位相を定義してもよい。変調器６０は、電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φの他に、システム電圧Ｖｓｙｓ、電気角θｅ、角速度ω、回転数Ｎ等の情報が入力され、これらの情報に基づいて、インバータ３０を動作させる出力電圧波形を生成する。

　次に、トルクフィードバック制御では、トルク推定部５２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、ＭＧ８０のモータ定数に基づき、式（１）を用いてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。なお、ＭＧ８０にトルクセンサを備えたシステムでは、トルク推定部５２を設けず、トルク検出値を取得してもよい。
　　Ｔｒｑ＿ｅｓｔ＝ｐ×｛Ｉｑ×ψ＋（Ｌｄ－Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝　・・・（１）
　ただし、
　　ｐ　：ＭＧの極対数
　　ψ　：逆起電圧定数
　　Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス

　トルク減算器５３は、トルク指令Ｔｒｑ^*とトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。制御器５４は、トルク偏差ΔＴｒｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧位相φを演算し、変調器６０に出力する。矩形波電圧によりＭＧ８０を駆動するトルクフィードバック制御では、変調器６０は、制御器５４が演算した電圧位相φに基づいて矩形波の出力電圧波形を生成する。

　また、電流フィードバック制御部５８０とトルクフィードバック制御部５４０との両方を用いる制御モードでは、電流フィードバック制御部５８０の制御器５７は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧振幅Ｖｒを演算し、変調器６０に出力する。変調器６０は、電流フィードバック制御部５８０の制御器５７が演算した電圧振幅Ｖｒと、トルクフィードバック制御部５４０の制御器５４が演算した電圧位相φとに基づいて、過変調領域等で用いられる矩形波以外のパルスパターンの出力電圧波形を生成する。

　変調器６０の詳細な構成については、第１～第３実施形態と、第４実施形態とに分けて説明する。以下、第１～第３実施形態の変調器の符号を「６０１」とし、第４実施形態の変調器の符号を「６０４」とする。
　続いて各実施形態の説明に移る。

　（第１実施形態）
　第１実施形態について、図３～図１４を参照して説明する。まず図３を参照し、第１～第３実施形態に共通の変調器６０１の構成を説明する。変調器６０１は、変調率算出部６１、フィードバック（図中「ＦＢ」）制御切替部６２、スイッチング（図中「ＳＷ」）指令生成部６５及びトルク応答要求判定部６８を含む。変調率算出部６１は、電圧振幅Ｖｒ及びシステム電圧Ｖｓｙｓに基づいて、式（２）により変調率ｍを算出する。
　　　ｍ＝２√（２／３）×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ）　・・・（２）

　フィードバック制御切替部６２は、電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φの他に、切替判定量として、インバータ３０の変調率ｍ、ＭＧ８０の回転数Ｎ、トルクＴ、ＭＧ８０に流れる電流の電流位相θｑのうち一つ以上の情報が入力される。ここで、トルクＴは、トルク指令Ｔｒｑ^*、または、実トルクの検出値もしくは推定値のいずれでもよい。例えば変調器６０にて電圧振幅Ｖｒの上限を制限する場合、変調率ｍのみでは切替判定ができないため、変調率ｍに代えて、または加えて、回転数Ｎ、トルクＴ、電流位相θｑの情報に基づいて切替判定することが有効である。なお、回転数Ｎに代えて、回転数Ｎに比例する角速度ω、ＭＧ回転数と相関する車軸の回転数等を切替判定量としてもよい。また、トルクＴ、電流位相θｑに代えて、「トルクに関する量」や「電流の振幅または位相に関する量」を用いてもよい。

　また、フィードバック制御切替部６２は、各切替判定量に対する切替閾値を内部に記憶しているか、外部の記憶装置から取得する。そして、フィードバック制御切替部６２は、切替判定量と切替閾値との大小関係に基づき、電流フィードバック制御部５８０とトルクフィードバック制御部５４０とのいずれか一方または両方を選択し、ＭＧ８０を駆動するフィードバック制御を切り替える。上述の通り、第１、第２実施形態では、いずれか一方が選択される２モードの切替が行われ、第３実施形態では、両方が選択される場合を含む３モードの切替が行われる。

　スイッチング指令生成部６５は、フィードバック制御切替部６２が選択したフィードバック制御部により演算される操作量に基づき、インバータ３０へのスイッチング指令Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成し、ゲート信号生成部７９に出力する。具体的には、トルクフィードバック制御部５４０が選択されたとき、スイッチング指令生成部６５は、スイッチング指令として、パルスパターンの一つである矩形波信号を生成する。また、電流フィードバック制御部５８０が選択されたとき、スイッチング指令生成部６５は、スイッチング指令として、搬送波と電圧指令との比較によりＰＷＭ信号を生成する。なお、スイッチング指令生成部６５は、スイッチング指令生成のため、電気角θｅ及び回転数Ｎの情報を取得する。

　ゲート信号生成部７９は、スイッチング指令Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに基づいて、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ３０のスイッチング素子３１－３６に出力する。こうしてインバータ３０は、インバータ制御部５０のフィードバック制御によって駆動される。

　次に、トルク応答要求判定部６８の説明に移る前に、２モードのフィードバック制御切替の概略について、図４～図６Ｃを参照する。この部分の説明では、第１実施形態に特有の構成である制御切替のヒステリシスについては言及しない。図４の回転数－トルク特性（以下、「Ｎ－Ｔ」特性）図において、切替閾値の変調率ｍｘを破線で示す。変調率ｍが切替閾値ｍｘより小さい低回転数領域では、電流フィードバック制御によりインバータ３０がＰＷＭ駆動される。変調率ｍが切替閾値ｍｘより大きい高回転数領域では、トルクフィードバック制御によりインバータ３０がパルスパターン駆動される。以下の図中、電流フィードバック制御を「電流ＦＢ」と記し、トルクフィードバック制御を「トルクＦＢ」と記す。

　図５～図６Ｃに、電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切替に用いられる切替判定量の例を示す。電流フィードバック制御及びトルクフィードバック制御は、互いに異なる制御量をフィードバックする２種類のフィードバック制御モードとして、例えば「制御モードＩ」及び「制御モードＩＩ」というように一般化して扱ってもよい。

　図５に示す例では、変調率ｍ、ＭＧ８０の回転数ＮまたはトルクＴを切替判定量として各フィードバック制御の領域が設定される。これらの切替判定量のそれぞれの切替閾値をまとめてＸと記す。例えば、変調率ｍ、回転数ＮまたはトルクＴがそれぞれの切替閾値Ｘよりも小さいとき、電流フィードバック制御が選択される。また、変調率ｍ、回転数ＮまたはトルクＴがそれぞれの切替閾値Ｘよりも大きいとき、トルクフィードバック制御が選択される。

　図６Ａに示す例では、ＭＧ８０に流れる電流のｄｑ軸電流ベクトルの位相θｑが切替判定量として用いられる。電流ベクトルは、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*でも、検出または推定電流Ｉｄ、Ｉｑでもよい。以下、電流位相θｑは、ｑ軸基準で反時計回りに定義した電流位相を表す。例えば、電流位相θｑが切替閾値θｑｘよりも小さいとき、電流フィードバック制御が選択され、電流位相θｑが切替閾値θｑｘよりも大きいとき、トルクフィードバック制御が選択される。なお、電流振幅Ｉｒは、第４実施形態で引用される。また、図６Ｂに示すように、ｄｑ座標上の電流ベクトルの範囲によって、電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御とが切り替えられてもよい。或いは、図６Ｃに示すように、ｄｑ座標上で規定された基準電流ラインからの電流偏差ΔＩｒｅｆの大きさを切替判定量としてもよい。

　以上のように、第１、第２実施形態のフィードバック制御切替部６２は、一つ以上の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づき、電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御とを切り替えてＭＧ８０を駆動する。なお、複数の切替判定量を用いる場合において、各切替判定量に基づき選択されるフィードバック制御が異なったとき、どのフィードバック制御を優先するか等の判断方法については、適宜決定してよい。

　ところで、特許文献１（特許第５２９７９５３号公報）の従来技術では、要求されるトルク応答性が高いとき、第１の制御モードである正弦波ＰＷＭ制御を選択し、要求されるトルク応答性が高くないとき、第２の制御モードである矩形波電圧制御を選択する。この従来技術は、矩形波電圧制御は電力損失低減には有利であるがトルク応答性が低いことに対し、電力損失低減よりもトルク高応答を優先する状態では矩形波電圧制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードに切り替えるというものである。

　しかし、以下に説明する通り、複数の制御モードがそれぞれ高いトルク応答性を満足するにもかかわらず、制御モードを頻繁に切り替えると、それぞれの制御モードでの応答性と比べてトルク応答性が著しく低下する。特許文献１には、このような制御モードの切替に伴うトルク応答性の低下に関し、何ら言及されていない。また、特許文献１の従来技術は、昇圧コンバータを備えるシステムを前提としており、昇圧コンバータを備えないシステムには適用することができない。

　制御モードの頻繁な切替に伴うトルク応答性の低下について、図７、図８を参照する。図７に、電流フィードバック制御及びトルクフィードバック制御での、トルク周波数に対する周波数応答特性を示す。トルクフィードバック制御では、電流フィードバック制御に対し、同じ周波数でのゲインが低く、位相が遅れる傾向にある。

　ただし、丸印及び四角印で示す通り、目標周波数ｆｔｇｔにおける電流フィードバック制御及びトルクフィードバック制御のゲインは、いずれも許容下限値以上であって要求を満足している。また、各フィードバック制御での位相遅れの絶対値には意味はない。ここで注目するのは、目標周波数ｆｔｇｔにおける電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との位相ずれである。つまり、制御モードを切り替える度に、この位相ずれ分のオフセットが生じることとなる。

　図８の上段及び中段に、電流フィードバック制御及びトルクフィードバック制御によるトルク指令及び応答の波形を示す。トルクフィードバック制御では、トルク指令に対する応答の振幅が減衰し、また、電流フィードバック制御よりも位相遅れが大きくなる。電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御とを交互に切り替えたときのトルク応答は、下段に太線で示すように、トルク指令の波形から大きく乱れる。したがって、電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御とを頻繁に切り替えると、それぞれの制御モードでの応答性と比べてトルク応答性が著しく低下することとなる。

　そこで、図３に戻ると、第１～第３実施形態の変調器６０１は、ＭＧ８０に要求されるトルク応答性の度合いを判定するトルク応答要求判定部６８を含む。ＭＧ８０に要求されるトルク応答性の度合いは、特許文献１の段落［００６２］に記載されたように、ＭＧ８０のトルク変動による車両振動がユーザに感知されやすいかどうか等の視点から判断される。例えば、アクセルの踏込みと戻しが急激に繰り返されるとトルク指令の変動が激しくなり、要求されるトルク応答性の度合いが高くなる。

　トルク応答要求判定部６８は、例えばＭＧ制御装置１０内の他の機能部からトルク指令Ｔｒｑ^*の周波数、ＭＧ８０の角加速度または回転数変動の情報を取得する。例えば車両が波状路等を走行するとき、回転数変動によりトルク指令Ｔｒｑ^*の周波数が増加する。このような場面では、高いトルク応答が要求される。また、トルク応答要求判定部６８は、車両システム９０の車両制御回路６９から、制振制御やエンジン始動が要求されたことの情報を取得する。制振制御時やエンジン始動時には、振動を抑制するため、高いトルク応答が要求される。トルク応答要求判定部６８は、これらのうち一つ以上の情報に基づいて、ＭＧ８０に要求されるトルク応答性の度合いを判定する。

　トルク応答要求判定部６８により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、フィードバック制御切替部６２は、通常時に対し、フィードバック制御の切替頻度を低減する。言い換えれば、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、フィードバック制御切替部６２は、一定期間でのフィードバック制御の切替回数を通常時よりも減らす。

　次に、フィードバック制御の切替頻度を低減する具体的方法について、第１実施形態、第２実施形態の順に説明する。第１実施形態の切替頻度低減処理について、図９～図１４を参照する。図９に示すように、第１実施形態は、フィードバック制御の切替にヒステリシスを有する構成を前提とする。以下、切替判定量の増加時における切替閾値を総じて「第１の切替閾値」といい、切替判定量の減少時における切替閾値を総じて「第２の切替閾値」という。切替のヒステリシスを有する構成では、一点鎖線で示す第１の切替閾値は、二点鎖線で示す第２の切替閾値よりも大きく設定される。また、第１の切替閾値と第２の切替閾値との差分を「ヒステリシス幅」という。一般に、制御切替にヒステリシスを設けることにより、ハンチングを防止することができる。

　フィードバック制御の切替判定量を変調率ｍとする図９のＮ－Ｔ特性図において、変調率の切替閾値ｍｘの記号末尾の「Ｌ」、「Ｈ」を一旦無視する。変調率ｍの増加時における電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御への第１の切替閾値ｍｘ＿１は、変調率ｍの減少時におけるトルクフィードバック制御から電流フィードバック制御への第２の切替閾値ｍｘ＿２よりも大きく設定されている。

　図１０、図１１に、第１実施形態による切替頻度低減処理のフローチャートを示す。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。Ｓ１０では、要求トルク応答性判定処理が実行される。図１１に示す要求トルク応答性判定処理のサブフローチャートにおいて、Ｓ１１では、下記のいずれか一つ以上の条件が成立するか判定する。

　（１）トルク指令Ｔｒｑ^*の周波数が周波数閾値より高い。周波数閾値は、例えばエンジン回転数や車軸のねじれ周波数等により決定される。
　（２）車両システム１００において制振制御が要求されている。
　（３）車両システム１００においてエンジン始動が要求されている。
　（４）ＭＧ８０の角加速度が角加速度閾値より大きい、または、回転数変動の振幅や周期から判断される回転数変動が変動閾値より大きい。

　上記（１）－（４）のいずれか一つ以上の条件が成立するとき、Ｓ１１でＹＥＳと判断され、Ｓ１２で「要求トルク応答性が高い」と判定される。一方、上記のいずれの条件も成立しないとき、Ｓ１１でＮＯと判断され、Ｓ１３で「要求トルク応答性が高くない」、すなわち通常時である、と判定される。図１０に戻り、要求トルク応答性判定処理の結果、「要求トルク応答性が高い」と判定されたとき、Ｓ２０でＹＥＳと判断され、フィードバック制御切替部６２は、Ｓ２１で、切替のヒステリシス幅を通常時に対して拡大する。

　続いて、具体的な切替判定量に基づくフィードバック制御切替におけるヒステリシス幅拡大の実施例について、図９、図１２～図１４を参照する。図１２に、ヒステリシスを有する構成でのフィードバック制御切替のフローチャートの例を示す。Ｓ３０では、現在、電流フィードバック制御であるか否か判断される。電流フィードバック制御の場合、Ｓ３０でＹＥＳと判断され、Ｓ３１に移行する。トルクフィードバック制御の場合、Ｓ３０でＮＯと判断され、Ｓ３３に移行する。

　Ｓ３１では、変調率ｍ、回転数Ｎ、トルクＴまたは電流位相θｑが、それぞれの第１の切替閾値を上回っているか判断される。Ｓ３１でＹＥＳと判断されると、フィードバック制御切替部６２は、Ｓ３２で電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御に切り替える。Ｓ３３では、変調率ｍ、回転数Ｎ、トルクＴまたは電流位相θｑが、それぞれの第２の切替閾値を下回っているか判断される。Ｓ３３でＹＥＳと判断されると、フィードバック制御切替部６２は、Ｓ３４でトルクフィードバック制御から電流フィードバック制御に切り替える。Ｓ３１またはＳ３３でＮＯと判断されると、現在のフィードバック制御が維持される。

　このようなヒステリシスを有する構成を前提とし、通常時、及び、要求トルク応答性が高いときのヒステリシス幅を図９、図１３、図１４に示す。各図の上側には通常時、下側には、要求トルク応答性が高いときの第１、第２の切替閾値を示す。各図に共通して、通常時の切替閾値の記号末尾に「Ｌ」、要求トルク応答性が高いときの切替閾値の記号末尾に「Ｈ」を付す。また、通常時のヒステリシス幅を「α」、要求トルク応答性が高いときのヒステリシス幅を「β」と記す。なお、ヒステリシス幅α、βの記号は、各図の切替判定量毎に独立した値を意味し、別の図同士の間では関係がないものとする。

　図９のＮ－Ｔ特性図において、通常時、第１の切替閾値ｍｘ＿１Ｌと第２の切替閾値ｍｘ＿２Ｌとの差分がヒステリシス幅αであり、要求トルク応答性が高いとき、第１の切替閾値ｍｘ＿１Ｈと第２の切替閾値ｍｘ＿２Ｈとの差分がヒステリシス幅βである。切替判定量としての変調率ｍについて、要求トルク応答性が高いときのヒステリシス幅βは、通常時のヒステリシス幅αよりも拡大される。

　ここで、要求トルク応答性が高いとき、第１の切替閾値ｍｘ＿１Ｈを通常時の切替閾値ｍｘ＿１Ｌより大きくすると共に、第２の切替閾値ｍｘ＿２Ｈを通常時の切替閾値ｍｘ＿２Ｌより小さくし、ヒステリシス幅を両側に拡大してもよい。或いは、要求トルク応答性が高いとき、第１または第２の切替閾値の一方のみを外側に広げることで、ヒステリシス幅を片側に拡大してもよい。以下の図１３、図１４でも同様とする。

　なお、好ましくは、通常時のヒステリシス幅αは、損失最適の観点から制御切替のハンチングが生じない範囲で可能な限り小さく設定される。また、例えば制振制御実行のため要求トルク応答性が高いときのヒステリシス幅βは、制振制御に要求されるトルク振幅と、ＭＧ特性により決まる変調率－トルク特性に基づいて、可能な限り広く設定される。すなわち、電流フィードバック制御の上限値となる第１の切替閾値ｍｘ＿１Ｈは、正弦波駆動の上限変調率から設定される。トルクフィードバック制御の下限値となる第２の切替閾値ｍｘ＿２Ｈは、制振制御で許容されるトルクの最大変動振幅から設定される。

　図１３には、切替判定量としての変調率ｍ、回転数Ｎ、トルクＴに共通して、通常時の第１の切替閾値をＸ＿１Ｌ、第２の切替閾値をＸ＿２Ｌと示し、要求トルク応答性が高いときの第１の切替閾値をＸ＿１Ｈ、第２の切替閾値をＸ＿２Ｈと記す。いずれの切替判定量を用いる場合でも、要求トルク応答性が高いときのヒステリシス幅βは、通常時のヒステリシス幅αよりも拡大される。

　図１４には、切替判定量としてのｑ軸基準電流位相θｑについて、通常時の第１の切替閾値をθｑｘ＿１Ｌ、第２の切替閾値をθｑｘ＿２Ｌと示し、要求トルク応答性が高いときの第１の切替閾値をθｑｘ＿１Ｈ、第２の切替閾値をθｑｘ＿２Ｈと記す。要求トルク応答性が高いときの電流位相θｑのヒステリシス幅βは、通常時のヒステリシス幅αよりも拡大される。

　以上のように、第１実施形態では、要求トルク応答性が高いと判定されたとき、ヒステリシス幅を通常時よりも拡大することにより、フィードバック制御の切替頻度を低減することで、フィードバック制御の切替に伴うトルク応答性の低下を抑制することができる。よって、トルク応答性を向上させることができる。また、第１実施形態のＭＧ制御装置１０は、特許文献１の従来技術とは異なり、昇圧コンバータを備えないシステムにも適用することができる。

　（第２実施形態）
　第２実施形態について、図１５、図１６を参照して説明する。図１５は、第１実施形態の図１０に対応する切替頻度低減処理のフローチャートであり、図１１の要求トルク応答性判定のサブフローチャートを共用する。Ｓ２０で要求トルク応答性が高いと判定されたとき、図１０のＳ２１ではヒステリシス幅が拡大されることに代えて、図１５のＳ２２では切替禁止期間が設定される点が異なる。すなわち第２実施形態では、フィードバック制御を一度切り替えた後、所定の切替禁止期間、次の切替を禁止することにより、切替頻度を低減する。

　図１６のタイムチャートは、フィードバック制御切替部６２による切替仮判定のタイミングと切替実施タイミングとの関係の例を示す。切替仮判定は、第１実施形態と同様に、変調率ｍ、回転数Ｎ、トルクＴ、電流位相θｑ等の切替判定量と、各判定量の切替閾値との大小関係に基づいてなされる。なお、切替のヒステリシスは設けられなくてもよい。ある切替仮判定のタイミングでフィードバック制御の切替が実施されると、その時点から切替禁止期間が開始する。そして、切替禁止期間中に次回の切替仮判定がなされても、フィードバック制御の切替は禁止され、実施されない。図１６の例で、切替仮判定の時刻ｔ１～ｔ８のうち切替が実施されるタイミングに「ＯＫ」、切替が禁止されるタイミングに「ＮＧ」と記す。

　まず、時刻ｔ１に電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御に切り替えられる。その後、時刻ｔ２に、トルクフィードバック制御から電流フィードバック制御への切替仮判定がなされるが、時刻ｔ１起点の切替禁止期間中のため切替は実施されず、切替禁止期間が終了する時刻ｔ２ｒに電流フィードバック制御に切り替えられる。次に、時刻ｔ２ｒ起点の切替禁止期間中の時刻ｔ３及びｔ４に電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御へ、トルクフィードバック制御から電流フィードバック制御への切替仮判定がなされるが、いずれも切替は実施されない。その後、時刻ｔ２ｒ起点の切替禁止期間が終了する時刻ｔ４ｒには、最新の時刻ｔ４での切替仮判定に従い、電流フィードバック制御が維持される。

　次に、時刻ｔ５に電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御へ切替仮判定がなされると、切替が実施される。その後、時刻ｔ５起点の切替禁止期間中の時刻ｔ６、ｔ７及びｔ８の切替仮判定に対し、いずれも切替は実施されない。そして、時刻ｔ５起点の切替禁止期間が終了する時刻ｔ８ｒに、最新の時刻ｔ８での切替仮判定に従い、トルクフィードバック制御から電流フィードバック制御への切替が実施される。

　このように図１６の例では、時刻ｔ１から時刻ｔ８までの期間に、８回の切替仮判定のうち４回の切替は実施されず、残り４回のみ切替が実施される。これにより、要求トルク応答性が高いと判定されたとき、フィードバック制御の切替頻度を低減し、トルク応答性を向上させることができる。

　（第３実施形態）
　第３実施形態について、図１７を参照して説明する。図１７は、図４に対応するＮ－Ｔ特性図であり、図４の「トルクＦＢ」領域が、さらに、「電流ＦＢ＋トルクＦＢ」領域と「トルクＦＢ」領域とに分かれている。「電流ＦＢ＋トルクＦＢ」領域では、電流フィードバック制御部５８０の制御器５７で演算された電圧振幅Ｖｒとトルクフィードバック制御部５４０で演算された電圧位相φとが変調器６０に出力される。変調器６０のスイッチング指令生成部６５は、電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに基づいて、過変調ＰＷＭ制御、又はパルスパターン制御によりスイッチング指令を生成する。

　第３実施形態では、（１）電流フィードバック制御部５８０のみ、（２）電流フィードバック制御部５８０及びトルクフィードバック制御部５４０の両方、（３）トルクフィードバック制御部５４０のみ、の３通りのフィードバック制御方式が選択される。図１７において、「電流ＦＢ」と「電流ＦＢ＋トルクＦＢ」との制御モード切替を「低回転側の切替」という。また、「電流ＦＢ＋トルクＦＢ」と「トルクＦＢ」との制御モード切替を「高回転側の切替」という。低回転側の切替は、変調率ｍｘＬを切替判定閾値として行われる。高回転側の切替は、変調率ｍｘＬより大きい変調率ｍｘＨを切替判定閾値として行われる。

　トルク応答要求判定部６８により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、フィードバック制御切替部６２は、低回転側の切替及び高回転側の切替の両方について、ヒステリシス幅の拡大、又は、切替禁止期間の設定等により切替頻度を低減してもよい。或いは、フィードバック制御切替部６２は、低回転側の切替及び高回転側の切替の一方について、ヒステリシス幅の拡大、又は、切替禁止期間の設定等により切替頻度を低減し、他方については通常時と同様の切替頻度としてもよい。これにより、第３実施形態では、第１、第２実施形態と同様の効果が得られる。

　（第４実施形態）
　第４実施形態について、図１８～図２０を参照して説明する。図１８は、図３に対応する変調器のブロック図である。図２０は、図１１に対応するフローチャートである。第４実施形態のＭＧ制御装置は、ＰＷＭ制御によりＭＧ８０を駆動する制御構成を前提とし、ＰＷＭ制御の搬送波周波数の切替について、要求されるトルク応答性が高いとき、切替頻度を低減する。

　図１８に示すように、第４実施形態の変調器６０４は、搬送波生成器６３、搬送波周波数切替部６４、スイッチング指令生成部６６、及びトルク応答要求判定部６８を有する。変調器６０４には、電流フィードバック制御部５８０により演算された電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φが入力される。搬送波生成器６３は、周波数が異なる複数の搬送波を生成可能である。図中の周波数ｆＨと周波数ｆＬとは、異なる周波数である。ここでは、相対的にｆＨが高周波数、ｆＬが低周波数であるとする。

　搬送波周波数切替部６４は、所定の切替判定量と切替判定閾値との大小関係に基づき、搬送波生成器６３が生成する搬送波周波数ｆＨ、ｆＬを切り替える。切替判定量として、例えば、電流振幅Ｉｒ、トルクＴ、回転数Ｎ等が用いられる。電流振幅は、図６（ａ）に示すｄｑ軸電流ベクトルの振幅Ｉｒの他、相電流の振幅や実効値を用いてもよい。また、破線で示すように、変調率算出部６１で電圧振幅Ｖｒとシステム電圧Ｖｓｙｓとの比から算出される変調率ｍを切替判定量としてもよい。スイッチング指令生成部６６は、搬送波生成器６３が生成する搬送波と電圧指令とを比較するＰＷＭ制御により、インバータ３０へのスイッチング指令を生成する。

　トルク応答要求判定部６８は、図３における第１～第３実施形態の構成と同様であり、ＭＧ８０に要求されるトルク応答性の度合いを判定する。トルク応答要求判定部６８により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、搬送波周波数切替部６４は、搬送波周波数の切替頻度を低減する。切替頻度を低減する構成は、第１実施形態と同様にヒステリシス幅を拡大する構成でもよく、第２実施形態と同様に切替禁止期間を設ける構成でもよい。各構成による切替頻度低減処理のフローチャートは、図１０及び図１５が援用される。また、要求トルク応答性判定のサブフローチャートは、図１１が援用される。

　ＰＷＭ制御の搬送波周波数を切り替える意義について、図１９を参照する。図１９の上側には搬送波周波数が相対的に低いとき、下側には搬送波周波数が相対的に高いときの電気１周期におけるスイッチング指令信号を示す。電圧指令が搬送波を上回るときスイッチング指令信号はＯＮとなり、電圧指令が搬送波を下回るときスイッチング指令信号はＯＦＦとなる。したがって、搬送波周波数が高いほど、電気１周期のスイッチング回数が増加する。

　電気１周期のスイッチング回数が多いと、制御性が向上する反面、素子の発熱によりスイッチング損失が増加する。そこで、電流振幅Ｉｒ又はトルクＴが比較的大きいときには、熱要件、すなわち素子の過熱保護の観点から搬送波周波数を低くしてスイッチング回数を減らすことが求められる。トルクＴと相関する変調率ｍについても同様である。一方、電流振幅Ｉｒ又はトルクＴが比較的小さいときには、制御性確保の観点から搬送波周波数を高くしてスイッチング回数を増やすことが好ましい。その他、回転数Ｎに依存する電気１周期のパルス数に応じて搬送波周波数を切り替えてもよい。

　ヒステリシス幅を拡大することにより搬送波周波数の切替頻度を低減する構成について、第１実施形態の図１３に対応する図を図２０に示す。図２０には、切替判定量としての電流振幅ＩｒまたはトルクＴに対し、通常時の第１の切替閾値をＸ＿１Ｌ、第２の切替閾値をＸ＿２Ｌと示し、要求トルク応答性が高いときの第１の切替閾値をＸ＿１Ｈ、第２の切替閾値をＸ＿２Ｈと記す。

　現在、高周波数ｆＨであるとき、電流振幅ＩｒまたはトルクＴが増加し、第１の切替閾値Ｘ＿１Ｌ、Ｘ＿１Ｈを上回ると、搬送波周波数切替部６４は、搬送波周波数を高周波数ｆＨから低周波数ｆＬに切り替える。現在、低周波数ｆＬであるとき、電流振幅ＩｒまたはトルクＴが減少し、第２の切替閾値Ｘ＿１Ｌ、Ｘ＿２Ｈを下回ると、搬送波周波数切替部６４は、搬送波周波数を低周波数ｆＬから高周波数ｆＨに切り替える。このように搬送波周波数の切替にヒステリシスを有する構成において、要求トルク応答性が高いときのヒステリシス幅βは、通常時のヒステリシス幅αよりも拡大される。

　また、切替禁止期間を設けることにより搬送波周波数の切替頻度を低減する構成のタイムチャートは、第２実施形態の図１６における「トルクＦＢ」及び「電流ＦＢ」を単純に「高周波数ｆＨ」及び「低周波数ｆＬ」に置き換えればよいため、専用の図を省略する。なお、搬送波周波数の切替時における出力電圧波形の連続性を確保するため、切替タイミングが調整されてもよい。

　このように第４実施形態では、ＰＷＭ制御の搬送波周波数の切替について、要求されるトルク応答性が高いとき、切替頻度を低減する。これにより、フィードバック制御の切替に関する第１、第２実施形態と同様に、搬送波周波数の切替に伴うトルク応答性の低下を抑制し、トルク応答性を向上させることができる。

　（その他の実施形態）
　（ａ）切替対象となる複数のフィードバック制御部は、第１～第３実施形態で例示した電流フィードバック制御部及びトルクフィードバック制御部に限らず、例えば電圧や回転数等、その他の制御量をフィードバックするフィードバック制御部であってもよい。三つ以上のフィードバック制御部を切替対象としてもよい。また、二つの搬送波周波数を切り替える第４実施形態に対し、他の実施形態では、三つ以上の搬送波周波数を切り替えてもよい。

　（ｂ）要求トルク応答性判定において、要求されるトルク応答性を「高い／高くない」の二段階に区分する形態に限らず、三段階以上に区分し、それに応じてヒステリシス幅を多段階に拡大し、或いは、切替禁止期間の長さを多段階に設定してもよい。つまり、要求トルク応答性が高いほど、ヒステリシス幅を広くするように拡大し、或いは、切替禁止期間を長くするように設定すればよい。

　（ｃ）切替頻度を低減する手段として、ヒステリシス幅の拡大と切替禁止期間の設定とを組み合わせてもよい。

　（ｄ）切替判定量として上記実施形態に例示した以外の量を用いてもよい。また、切替閾値との比較において、単純な大小関係を比較するだけでなく、切替判定量の絶対値や二乗値等を切替閾値と比較してもよい。

　（ｅ）要求トルク応答性判定において、上記実施形態に例示した以外の判定条件を用いてもよい。

　（ｆ）本開示による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車でなく電気自動車の車両システムに適用されてもよい。ただし、電気自動車の車両システムでは、要求トルク応答性判定処理の判断条件のうちエンジン始動が除外される。また、本開示による交流電動機の制御装置は、車両システム以外に一般機械用等、いかなる用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。ただし、車両以外では、要求トルク応答性判定処理の判断条件のうち制振制御及びエンジン始動が除外される。

　（ｇ）本開示が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。

　以上、本開示は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

　本開示は、実施形態に準拠して記述された。しかしながら、本開示は当該実施形態および構造に限定されるものではない。本開示は、様々な変形例および均等の範囲内の変形をも包含する。また、様々な組み合わせおよび形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせおよび形態も本開示の範疇および思想範囲に入るものである。

Claims (15)

1. 　電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（３１－３６）の動作により交流電力に変換し交流電動機（８０）に供給するインバータ（３０）と、
   　前記交流電動機を駆動するフィードバック制御において、互いに異なる制御量をフィードバックする複数のフィードバック制御部（５４０、５８０）と、
   　所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づいて前記フィードバック制御部を選択し、前記交流電動機を駆動するフィードバック制御を切り替えるフィードバック制御切替部（６２）と、
   　選択された前記フィードバック制御部により演算される操作量に基づいて前記インバータへのスイッチング指令を生成するスイッチング指令生成部（６５）と、
   　前記交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定するトルク応答要求判定部（６８）と、
   　を備え、
   　前記トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、前記フィードバック制御切替部は、フィードバック制御の切替頻度を低減する交流電動機の制御装置。
2. 　前記複数のフィードバック制御部は、
   　前記交流電動機に流れる電流をフィードバック制御するための操作量として、前記インバータの出力電圧を演算する電流フィードバック制御部（５８０）と、
   　前記交流電動機が出力するトルクをフィードバック制御するための操作量として、前記インバータの出力電圧の位相を演算するトルクフィードバック制御部（５４０）と、
   　を含み、
   　前記フィードバック制御切替部は、前記電流フィードバック制御部と前記トルクフィードバック制御部とのいずれか一方または両方を選択する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 　前記切替判定量の増加時における第１の切替閾値が、前記切替判定量の減少時における第２の切替閾値よりも大きく設定されるヒステリシスを有する構成において、
   　前記トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、
   　前記フィードバック制御切替部は、前記第１の切替閾値と前記第２の切替閾値との差分であるヒステリシス幅を拡大する請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 　前記トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、
   　前記フィードバック制御切替部は、フィードバック制御を一度切り替えた後、所定の切替禁止期間、次の切替を禁止する請求項１～３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
5. 　電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（３１－３６）の動作により交流電力に変換し交流電動機（８０）に供給するインバータ（３０）と、
   　周波数が異なる複数の搬送波を生成可能な搬送波生成器（６３）と、
   　所定の切替判定量と切替閾値との大小関係に基づき、前記搬送波生成器が生成する搬送波周波数を切り替える搬送波周波数切替部（６４）と、
   　前記搬送波生成器が生成する搬送波と電圧指令とを比較するＰＷＭ制御により、前記インバータへのスイッチング指令を生成するスイッチング指令生成部（６６）と、
   　前記交流電動機に要求されるトルク応答性の度合いを判定するトルク応答要求判定部（６８）と、
   　を備え、
   　前記トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、前記搬送波周波数切替部は、搬送波周波数の切替頻度を低減する交流電動機の制御装置。
6. 　前記切替判定量の増加時における第１の切替閾値が、前記切替判定量の減少時における第２の切替閾値よりも大きく設定されるヒステリシスを有する構成において、
   　前記トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、
   　前記搬送波周波数切替部は、前記第１の切替閾値と前記第２の切替閾値との差分であるヒステリシス幅を拡大する請求項５に記載の交流電動機の制御装置。
7. 　前記トルク応答要求判定部により、要求されるトルク応答性が高いと判定されたとき、
   　前記搬送波周波数切替部は、搬送波周波数を一度切り替えた後、所定の切替禁止期間、次の切替を禁止する請求項５または６に記載の交流電動機の制御装置。
8. 　前記切替判定量には、前記インバータの変調率が含まれる請求項１～７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 　前記切替判定量には、前記交流電動機に流れる電流の振幅または位相に関する量が含まれる請求項１～８のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 　前記切替判定量には、前記交流電動機の回転数、または回転数と相関する量が含まれる請求項１～９のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
11. 　前記切替判定量には、前記交流電動機のトルクに関する量が含まれる請求項１～１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
12. 　前記トルク応答要求判定部は、
    　前記交流電動機に対するトルク指令値の周波数が周波数閾値より高いとき、要求されるトルク応答性が高いと判定する請求項１～１１のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
13. 　前記交流電動機を車両の動力源として用いる車両システム（１００）に適用され、
    　前記トルク応答要求判定部は、
    　前記車両システムにおいて制振制御が要求されているとき、要求されるトルク応答性が高いと判定する請求項１～１２のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
14. 　前記交流電動機及びエンジンを車両の動力源として用いるハイブリッド自動車の車両システム（１００）に適用され、
    　前記トルク応答要求判定部は、
    　前記車両システムにおいてエンジン始動が要求されているとき、要求されるトルク応答性が高いと判定する請求項１～１３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
15. 　前記トルク応答要求判定部は、
    　前記交流電動機の角加速度が角加速度閾値より大きいとき、または、回転数変動が変動閾値より大きいとき、要求されるトルク応答性が高いと判定する請求項１～１４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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