JP7399323B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本願は、電源装置に関するものである。

誘電体バリア放電はオゾナイザなどで産業応用されているが、放電を発生させる必要があるため、誘電体を含めた外部に高電圧の交流波形を印加する必要がある。また周波数がｋＨｚ～ＭＨｚと高く、負荷の性能に大きく影響する。このため、高周波高電圧をバリア放電の負荷に効率よく印加する駆動回路が必要である。

容量性負荷であるオゾナイザを、インバータで駆動する際、直列にインダクタを設けて、インダクタとオゾナイザの等価静電容量がインバータ周波数で共振するように設計する電源装置が開示されている（例えば、特許文献１）。

国際公開ＷＯ２００５／０９４１３８公報

しかし、オゾナイザが適切に動作するためには電源電圧に下限値があり、容量性負荷であるオゾナイザの回路定数はオゾン発生器の設計で決まってしまう。
このため、特許文献１の装置では、共振回路のＱ値を十分に上げることができない問題がある。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、共振回路のＱ値を自由に設計し、昇圧比を高くすることで、トランスを用いることなく、容量性負荷を駆動する高電圧を発生させることを目的とする。

本願に開示される第１の電源装置は、等価コンデンサと等価抵抗を有する容量性負荷と、容量性負荷に交流電圧を印加する交流電源を備え、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路が接続され、第１のインダクタまたは第１のコンデンサのいずれかに並列に、負荷インダクタと容量性負荷との直列回路が接続された電源装置、あるいは、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの並列回路が接続され、第１のインダクタまたは、第１のコンデンサのいずれかに直列に、負荷インダクタと、容量性負荷との並列回路が接続された電源装置であって、第１のインダクタのインダクタンスをＬｐ、第１のコンデンサの静電容量をＣｐ、負荷インダクタのインダクタンスをＬｓ、容量性負荷の等価静電容量をＣｓ、および交流電源の周波数をｆｖとした場合、下記（１）式および（２）式を満たす構成を備えるものである。
０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｐ・Ｃｐ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（１）
０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｓ・Ｃｓ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（２）
本願に開示される第２の電源装置は、等価インダクタと等価抵抗を有する誘導性負荷と、誘導性負荷に交流電圧を印加する交流電源を備え、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの並列回路が接続され、第１のインダクタまたは第１のコンデンサのいずれかに直列に、負荷コンデンサと誘導性負荷との並列回路が接続された電源装置、あるいは、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路が接続され、第１のインダクタまたは、第１のコンデンサのいずれかに並列に、負荷コンデンサと、誘導性負荷との直列回路が接続された電源装置であって、第１のインダクタのインダクタンスをＬｐ、第１のコンデンサの静電容量をＣｐ、負荷コンデンサの静電容量をＣｓ、誘導性負荷のインダクタンスをＬｓ、および交流電源の周波数をｆｖとした場合、下記（１）式および（２）式を満たす構成を備えるものである。
０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｐ・Ｃｐ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（１）
０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｓ・Ｃｓ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（２）
本願に開示される第３の電源装置は、等価コンデンサと等価抵抗を有する容量性負荷と、容量性負荷に交流電圧を印加する交流電源を備え、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路が接続され、さらに、ｎは２以上の整数であり、第（ｎ－１）のインダクタまたは第（ｎ－１）のコンデンサのいずれかに並列に、第ｎのインダクタと第ｎのコンデンサの直列回路を接続し、第ｎのインダクタと第ｎのコンデンサのいずれかに並列に、負荷インダクタと容量性負荷の直列回路が接続された電源装置であって、第１のインダクタと第１のコンデンサの共振周波数と、第２のインダクタと第２のコンデンサの共振周波数と、・・・、第ｎのインダクタと第ｎのコンデンサの共振周波数と、負荷インダクタと容量性負荷の共振周波数とが一致し、交流電源の周波数を共振周波数に一致している構成を備えるものである。

本願に開示される第１および第３の電源装置によれば、共振回路のＱ値を自由に設計し、昇圧比を高くし、トランスを用いることなく、容量性負荷を駆動する高電圧を発生させることができる。
本願に開示される第２の電源装置によれば、共振回路のＱ値を自由に設計し、電流増幅比を高くし、トランスを用いることなく、誘導性負荷を駆動する高電流を発生させることができる。

実施の形態１に係る交流電圧源と直列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態１に係る交流電圧源と直列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の別の構成図である。 実施の形態１に係る交流電圧源と直列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の別の構成図である。 実施の形態１に係る交流電圧源と直列共振回路によって２つの容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態１に係る交流電圧源と多段の直列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態２に係る交流電圧源と直列共振回路によって誘導性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態３に係る交流電流源と並列共振回路によって誘導性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態３に係る交流電流源と並列共振回路によって誘導性負荷を駆動する電源装置の別の構成図である。 実施の形態３に係る交流電流源と並列共振回路によって誘導性負荷を駆動する電源装置の別構成図である。 実施の形態３に係る交流電流源と並列共振回路によって２つの誘導性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態３に係る交流電流源と並列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である。 実施の形態４に係るＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて交流電圧源を構成した電源装置の構成図である。 実施の形態４に係るＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ－ｏｘｉｄｅ－ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ－ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて交流電圧源を構成した電源装置の構成図である。 実施の形態４に係るサイリスタを用いて交流電流源を構成した電源装置の構成図である。 実施の形態４に係るＩＧＢＴを用いて交流電流源構成した電源装置の構成図である。 実施の形態５に係るインダクタンス調整回路を設けた電源装置の構成図である。 実施の形態５に係るコンデンサ調整回路を設けた電源装置の構成図である。 実施の形態７に係る容量性負荷の電圧による制御を行う電源装置の構成図である。 実施の形態７に係る容量性負荷の電流による制御を行う電源装置の構成図である。 実施の形態７に係る交流電源の電流による制御を行う電源装置の構成図である。 実施の形態７に係る交流電源の電圧、電流による制御を行う電源装置の構成図である。 実施の形態８に係るあらかじめ保存された最適動作条件に基づいて制御を行う電源装置の構成図である。

実施の形態１．
実施の形態１は、容量性負荷と、容量性負荷に交流電圧を印加する電圧源である交流電源を備え、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路を接続し、第１のインダクタまたは第１のコンデンサのいずれかに並列に、負荷インダクタと容量性負荷との直列回路を接続し、第１のインダクタと第１のコンデンサの共振周波数と、負荷インダクタと容量性負荷の共振周波数とを一致させ、交流電源の周波数を共振周波数に一致させる構成を備える電源装置に関するものである。
また、実施の形態１は、誘導性負荷を駆動する場合、多段の共振回路を構成する場合についても説明している。

以下、実施の形態１に係る電源装置の構成および動作について、交流電圧源と直列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である図１～図３、２つの容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である図４、および交流電圧源と多段の直列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である図５に基づいて説明する。

実施の形態１の電源装置１００の基本的な構成を図１に基づいて説明する。また、適宜、図２、図３を参照して電源装置１００の基本構成図である図１の変形例を説明する。
電源装置１００は、交流電源１、容量性負荷２、容量性負荷２と共振回路を構成する負荷インダクタ５、さらに共振回路のＱ値を増幅するために使用するインダクタ６、コンデンサ７を備える。ここで、インダクタ６およびコンデンサ７が、請求の範囲の第１のインダクタおよび第１のコンデンサである。
なお、共振回路のＱ値については、後で説明する。

実施の形態１では、交流電源１は電圧型の交流電源、すなわち交流電圧源とする。電圧型の交流電源、電流型の交流電源については、後で説明する。
容量性負荷２は、たとえばオゾナイザおよびバリア放電ランプに対応する。この容量性負荷２は交流電源１が駆動するべき負荷である。容量性負荷２の等価回路は容量性成分である等価コンデンサ３と、抵抗成分である等価抵抗４で表される。

図１では等価コンデンサ３と等価抵抗４は直列で表しているが、たとえば図２のように並列で表す方が適切である場合もある。また、等価コンデンサ３に対して直列の抵抗成分と並列の抵抗成分が両方存在する場合もある。
なお、図２では、図１の電源装置１００と区別するために、電源装置１０１としている。
回路的には少し異なるが、取り扱い方は大きく異ならないため、容量性負荷２は、図１のように、等価コンデンサ３と等価抵抗４は直列接続で表されるとして説明する。

ここで、等価コンデンサ３の等価静電容量をＣｓ、等価抵抗４の抵抗値をＲＬとする。
この等価静電容量Ｃｓおよび等価抵抗値ＲＬは容量性負荷２の物理的な動作により決まり、一般には時間的に変動する。しかし、回路的に扱う場合はその平均的な値を用いることができる。
例えば、特許文献１に説明されているように、ここで定義する等価静電容量Ｃｓあるいは等価抵抗値ＲＬはそのような等価的平均的な値である。

容量性負荷２を直列共振で駆動する場合、直列にインダクタを設ける。図１に負荷インダクタ５が直列共振用のインダクタである。ここで、負荷インダクタ５のインダクタンスをＬｓとする。

本願ではこれに加えて、インダクタ６とコンデンサ７が図１のように、交流電源１に直列接続されている。ここで、インダクタ６のインダクタンスをＬｐ、コンデンサ７の静電容量をＣｐとする。
この容量性負荷２を含み、本願の共振回路を構成するインダクタ６（インダクタンスＬｐ）、コンデンサ７（静電容量Ｃｐ）、および負荷インダクタ５（インダクタンスＬｓ）を含む回路を、交流電源１からみた負荷という意味で負荷回路２１と記載している。
なお、実施の形態１では、図２以降は負荷回路２１に対応した回路の図示は省略している。

この負荷回路２１の動作の特徴は、共振回路が２段階になっていることである。
すなわち、交流電源１に直列に接続されたインダクタ６とコンデンサ７で一段目の共振回路を構成している。コンデンサ７に並列に接続された、容量性負荷２と負荷インダクタ５の直列回路で二段目の共振回路を構成している。
一段目の共振回路（インダクタ６とコンデンサ７との直列回路）と、２段目の共振回路（容量性負荷２と負荷インダクタ５の直列回路）の共振周波数を共に交流電源１の周波数ｆｖに一致させた場合、つまり、（１）式が成立した場合を説明する。なお、交流電源１の周波数をｆｖとする。

Ｌｓ・Ｃｓ＝Ｌｐ・Ｃｐ＝１／（（２π・ｆｖ）＾２） （１）

負荷インダクタ５と容量性負荷２の等価コンデンサ３のインピーダンスは打ち消されて、負荷インダクタ５、等価抵抗４、等価コンデンサ３の直列回路の見掛けのインピーダンスは等価抵抗４の等価抵抗値ＲＬだけになる。
この場合、交流電源１に対して、インダクタ６とコンデンサ７が直列に、さらにコンデンサ７に並列に等価抵抗４が接続された回路と等価になる。
さらに式（１）から、インダクタ６とコンデンサ７も共振条件となるため、交流電源１からは等価抵抗４だけが見えることになる。
つまり、交流電源１の力率が１になり、最も効率の良い駆動が可能になる。

この負荷回路２１の特徴は、昇圧比を自由に設計できる点にある。この特徴について、説明する。
ここでまず、通常のインダクタ（インダクタンスをＬとする）、コンデンサ（静電容量をＣとする）、および抵抗（抵抗値をＲとする）の直列共振回路を、共振周波数ｆ０（角周波数ω０）で駆動した場合について考える。この関係は、（２）式で表される。

ω０＝２π・ｆ０＝１／（√（Ｌ・Ｃ）） （２）

また、そのＱ値は（３）式で表される。

Ｑ＝（１／Ｒ）・（√（Ｌ／Ｃ））＝（ω０・Ｌ）／Ｒ＝１／（ω０・Ｃ・Ｒ） （３）

ここで、容量性負荷２は駆動対象であり、その等価回路定数、つまり等価コンデンサ３の等価静電容量Ｃｓと、等価抵抗４の等価抵抗値ＲＬは変更できない。また交流電源１の周波数は、微調整は可能であるが、容量性負荷２の性能に大きく影響するため大きくは変更できない。
したがって、容量性負荷２と負荷インダクタ５との共振回路のＱ値は、式（３）により一意的に決まってしまう。Ｑ値は昇圧比、つまり電源電圧に対する容量性負荷２の電圧（ここでは等価コンデンサ３にかかる電圧）の最大値である。

交流電源１の周波数を共振周波数ｆ０から変更した場合は、昇圧比は（３）のＱ値より小さくなる。つまり、容量性負荷２の動作条件から交流電源１の周波数を決めたら、容量性負荷２と負荷インダクタ５との共振回路のＱ値は一意的に決まり、この共振回路によってどれだけ昇圧できるかが決まってしまう。

一方、図１のような回路構成の場合は、インダクタ６とコンデンサ７とを追加することで、昇圧比を自由に設計できる。
すなわち、負荷条件（等価コンデンサ３の静電容量Ｃｓと、等価抵抗４の等価抵抗値ＲＬ）および駆動条件（交流電源１の周波数）が決まると、共振条件では、負荷インダクタ５のインダクタンスＬｓの値は式（１）から決定される。このため、容量性負荷２と負荷インダクタ５との共振回路のＱ値は変更できない。
しかし、インダクタ６のインダクタンスＬｐおよびコンデンサ７の静電容量Ｃｐは、式（１）を満たす範囲で自由に決定することができる。
容量性負荷２にかかる電圧つまり昇圧比は、一段目の共振回路（インダクタ６とコンデンサ７との共振回路）の昇圧比と２段目共振回路（容量性負荷２と負荷インダクタ５との共振回路）の昇圧比の積となり、容量性負荷２に印加する電圧を自由に設計することができる。

図１の回路では一段目のインダクタ６とコンデンサ７は共振条件では等価な役割をするので、これを入れ替えて、図３のような構成にしてもよい。
なお、図３では、図１の電源装置１００と区別するために、電源装置１０２としている。
電源停止時に高圧側（容量性負荷２の高圧側）の電位を確実にゼロにしたい、という場合に適している。このことを表すために図３には特にＧＮＤ電位を記載している。

次に、１つの交流電源で、２つの容量性負荷を同時に駆動する場合を、図４に基づいて説明する。ここで、図４では、図１の電源装置１００と区別するために、電源装置１０３としている。
電源装置１０３は、交流電源１、２つの容量性負荷２ａ、２ｂ、各容量性負荷２ａ、２ｂとそれぞれと共振回路を構成する負荷インダクタ５ａ、５ｂ、さらに共振回路のＱ値を増幅するために使用するインダクタ６、コンデンサ７を備える。
容量性負荷２ａは、等価コンデンサ３ａと等価抵抗４ａとを備える。容量性負荷２ｂは、等価コンデンサ３ｂと等価抵抗４ｂとを備える。
ここで、容量性負荷２ｂおよび負荷インダクタ５ｂが、請求の範囲の第２の容量性負荷および第２の負荷インダクタである。
図４では一つの交流電源１で２つの容量性負荷２ａ、２ｂを同時に駆動できるという特徴がある。容量性負荷２ａと容量性負荷２ｂは同じものでもよいし、異なるものでもよい。

回路定数が異なる場合は、式（１）を個別に満たすようにそれぞれの共振用の負荷インダクタ５ａおよび負荷インダクタ５ｂを設計する必要がある。容量性負荷２ａおよび容量性負荷２ｂの等価抵抗の抵抗値が異なってもよい。

これまでの電源装置１００～電源装置１０２と同様、この電源装置１０３でもＧＮＤはどこにとってもよい。しかし、容量性負荷２ａ、２ｂが複数あるため図４に示すように、容量性負荷２ａと容量性負荷２ｂの接続点に取るのが一般的である。

もし、容量性負荷２ａと容量性負荷２ｂの等価静電容量が等しく、負荷インダクタ５ａと負荷インダクタ５ｂの値が同じである場合は、共通のインダクタを設けることで、回路を簡素化できる。
すなわち、インダクタ６とコンデンサ７の接続点から、容量性負荷２ａと容量性負荷２ｂの接続点に至るまでの経路に共通のインダクタを設ければ、負荷インダクタ５ａと負荷インダクタ５ｂを一つのインダクタで共通化することができる。この結果、小型化、低コスト化が可能になる。

ただし、図４に示すように、容量性負荷２ａと容量性負荷２ｂの接続点がＧＮＤ電位の場合は、この構成によってインダクタ６とコンデンサ７の接続点の電位、および交流電源１の電位が高電圧で変動することになる。

次に、多段のインダクタとコンデンサの共振回路を使用した電源装置について、図５に基づいて説明する。ここで、図５では、図１の電源装置１００と区別するために、電源装置１０４としている。
図１の電源装置１００ではＬＣ共振回路が２段になっているが、これは３段以上の構成にすることも可能である。

電源装置１０４は、交流電源１、容量性負荷２、容量性負荷２と共振回路を構成する負荷インダクタ５、さらに共振回路のＱ値を増幅するために使用する第１のインダクタＬ１、第１のコンデンサＣ１、・・・、第（ｎ－１）のインダクタＬｎ－１、第（ｎ－１）のコンデンサＣｎ－１、第ｎのインダクタＬｎ、第ｎのコンデンサＣｎを備える。なお、ｎは２以上の整数である。
ここで、第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１は第１の共振回路を構成し、・・・、第（ｎ－１）のインダクタＬｎ－１と第（ｎ－１）のコンデンサＣｎ－１とは第（ｎ－１）の共振回路を構成し、第ｎのインダクタＬｎと第ｎのコンデンサＣｎは第ｎの共振回路を構成する。
なお、多段化して、記載を一般化するために、第１のインダクタをＬ１、第１のコンデンサをＣ１と記載している。

各段のＬＣ共振回路の共振周波数を、式（１）のように調整することで、図１で説明した電源装置１００の昇圧比をさらに上げる効果を得ることができる。
なお、図５では、例えば、直列回路に接続された第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１の内、第１のコンデンサＣ１に並列に第２のインダクタＬ２と第２のコンデンサＣ２の直列回路を接続している。しかし、図１と図３で説明したように、第１のインダクタＬ１に並列に第２のインダクタＬ２と第２のコンデンサＣ２の直列回路を接続しても、同様の効果を得ることができる。

以上説明したように、実施の形態１の電源装置は、容量性負荷と、容量性負荷に交流電圧を印加する電圧源である交流電源を備え、交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路を接続し、第１のインダクタまたは第１のコンデンサのいずれかに並列に、負荷インダクタと容量性負荷との直列回路を接続し、第１のインダクタと第１のコンデンサの共振周波数と、負荷インダクタと容量性負荷の共振周波数とを一致させ、交流電源の周波数を共振周波数に一致させる構成を備える。したがって、実施の形態１の電源装置は、共振回路のＱ値を自由に設計し、昇圧比を高くし、トランスを用いることなく、容量性負荷を駆動する高電圧を発生させることができる。

実施の形態２．
実施の形態２の電源装置は、交流電圧源で誘導性負荷を駆動するものである。

実施の形態２の電源装置について、交流電圧源と直列共振回路によって誘導性負荷を駆動する電源装置の構成図である図６に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態２の図６において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１と区別するために、電源装置２００としている。

実施の形態１ではオゾナイザおよびバリア放電を用いたランプなど、容量性負荷の駆動について説明した。
実施の形態２では、実施の形態１の電源装置１００の基本構成が誘導性負荷の駆動にも用いることができることを説明する。
ここで、誘導性負荷とは、電気特性として強い誘導成分を含む負荷であり、たとえばＩＨ（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ）クッキングヒータなどの誘導加熱用のコイルが代表的な例である。

電源装置２００は、交流電圧源である交流電源１、誘導性負荷８、誘導性負荷８と共振回路を構成する負荷コンデンサ１１、さらに共振回路のＱ値を増幅するために使用するインダクタ６、コンデンサ７を備える。
この誘導性負荷８は交流電源１が駆動するべき負荷である。誘導性負荷８の等価回路は誘導性成分である等価インダクタ９と、抵抗成分である等価抵抗１０で表される。

図６では、誘導性負荷８の等価回路を等価インダクタ９と等価抵抗１０の直列接続で表している。しかし、実施の形態１で説明したように、誘導性負荷によっては、等価インダクタと等価抵抗の並列接続、あるいは等価インダクタに対して、直列の等価抵抗、並列の等価抵抗の両方で表した方が適切な場合がある。
回路的には少し異なるが、取り扱い方は大きく異ならないため、誘導性負荷８は、図６のように、等価インダクタ９と等価抵抗１０の直列接続で表されるとして説明する。
ここで、等価インダクタ９のインダクタンスをＬｓ、負荷コンデンサの静電容量をＣｓとする。

図６からわかるように、電圧源である交流電源１と、コンデンサ７（静電容量はＣｐ）、インダクタ６（インダクタンスはＬｐ）は、実施の形態１の図１と共通である。コンデンサ７に並列に、負荷コンデンサ１１（静電容量はＣｓ）と、誘導性負荷８の直列回路が接続されている。

等価回路で表現すると明らかなように、図６の回路は、実施の形態１の図１と全く同じであり、同様の効果が期待できる。
交流電源１の周波数をｆｖとした場合、式（１）を満たすように回路定数、すなわち等価インダクタ９の等価インダクタンスＬｓ、負荷コンデンサ１１の静電容量Ｃｓ、インダクタ６のインダクタンスＬｐ、コンデンサ７の静電容量Ｃｐを定めれば、誘導性負荷８の両端に、高い電圧を印加することができる。
つまり、交流電源１にインダクタ６とコンデンサ７との直列回路を接続し、インダクタ６またはコンデンサ７のいずれかに並列に、負荷コンデンサ１１と誘導性負荷８との直列回路を接続し、インダクタ６とコンデンサ７の共振周波数と、負荷コンデンサ１１と誘導性負荷８の共振周波数とを一致させ、交流電源の周波数ｆｖを共振周波数に一致させることで、誘導性負荷８の両端に、高い電圧を印加することができる。

図示しないが、図６に準じた実施の形態１の図２～図４で示したような構成も同様に実現することができる。
つまり、コンデンサ７とインダクタ６の直列共振回路を追加することで、交流電圧源によって、誘導性負荷８と負荷コンデンサ１１の通常の直列共振で実現可能な電圧よりも高い電圧を誘導性負荷８に印加することが可能になる。

実施の形態３．
実施の形態３の電源装置は、交流電流源で誘導性負荷を駆動するものである。

実施の形態３の電源装置について、交流電流源と並列共振回路によって誘導性負荷を駆動する電源装置の構成図である図７～図９、２つの誘導性負荷を駆動する電源装置の構成図である図１０、および交流電流源と並列共振回路によって容量性負荷を駆動する電源装置の構成図である図１１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態３の図７～図１１において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１と区別するために、電源装置３００としている。

実施の形態２では、誘導性負荷に通常の直列共振よりも高い電圧を印加する、という目的のために、電圧源である交流電源を使用する例を説明した。
しかし、一般的に誘導性負荷はインダクタ、つまりコイルであるため、高電圧を印加するのではなく、大電流を流す用途が多い。そして、高電圧を「昇圧」するのではなく、大電流を「増幅」する回路としては、直列共振回路よりも並列共振回路が適している。

並列共振では、交流電流源にインダクタとコンデンサを並列に接続し、交流電源からの電流が非常に小さくても、共振によってインダクタとコンデンサの電流が大きく増幅される。これによって、インダクタ、あるいはコンデンサに大電流を流すことができる。

実施の形態３の電源装置３００の基本的な構成を図７に基づいて説明する。また、適宜、図８、図９を参照して電源装置３００の基本構成図である図７の変形例を説明する。
電源装置３００は、交流電流源である交流電源１２、誘導性負荷８、誘導性負荷８と共振回路を構成する負荷コンデンサ１１、さらに共振回路のＱ値を増幅するために使用するインダクタ６、コンデンサ７を備える。

図７では、誘導性負荷８は、等価インダクタ９と等価抵抗１０の直列回路で表しているが、図８のように等価インダクタ９と等価抵抗１０の並列回路で表した方が適切な場合もある。
なお、図８では、図７の電源装置３００と区別するために、電源装置３０１としている。

ここで、等価インダクタ９のインダクタンスをＬｓ、等価抵抗１０の抵抗値をＲＬとする。この等価インダクタンスＬｓおよび等価抵抗値ＲＬは誘導性負荷８の物理的な動作により決まり、一般には時間的に変動する。しかし、回路的に扱う場合はその平均的な値を用いることができる。
実施の形態１と同様に、ここで定義する等価インダクタンスＬｓあるいは等価抵抗値ＲＬはそのような等価的平均的な値である。

誘導性負荷８を並列共振で駆動する場合、並列にコンデンサを設ける。図７の負荷コンデンサ１１が並列共振用のコンデンサである。ここで、負荷コンデンサ１１の静電容量をＣｓとする。

本願ではこれに加えて、コンデンサ７とインダクタ６が図７のように、交流電源１２に並列接続されている。ここで、コンデンサ７の静電容量はＣｐ、インダクタ６のインダクタンスはＬｐである。
この誘導性負荷８を含み、本願の共振回路を構成するコンデンサ７（静電容量Ｃｐ）、インダクタ６（インダクタンスＬｐ）、および負荷コンデンサ１１（静電容量Ｃｓ）を含む回路を、交流電源１２からみた負荷という意味で負荷回路３２１と記載している。
なお、実施の形態３において図８以降は負荷回路３２１に対応した回路の図示は省略している。

この負荷回路３２１の動作の特徴は、共振回路が２段階になっていることである。
すなわち、交流電源１２に並列に接続されたコンデンサ７とインダクタ６で一段目の共振回路を構成している。インダクタ６に直列に接続された、誘導性負荷８と負荷コンデンサ１１の並列回路で二段目の共振回路を構成している。
一段目の共振回路と、２段目の共振回路の共振周波数を共に交流電源１２の周波数ｆｖに一致させて（１）式が成立した場合は、実施の形態１で説明した原理と同様に誘導性負荷８に大電流を流すことができる。
すなわち、交流電流源である交流電源１２が流す電流を、まず一段目のインダクタ６とコンデンサ７の共振回路で共振し、さらに二段目の負荷コンデンサ１１と誘導性負荷８の共振回路で共振することで、誘導性負荷８に大電流を流すことが可能になる。

この負荷回路３２１の特徴は、電流増幅比を自由に設計できる点にある。この特徴の説明は実施の形態１と同様であるため、省略する。

図７の回路では一段目のインダクタ６とコンデンサ７は共振条件では等価な役割をするので、これを入れ替えて、図９のような構成にしてもよい。
なお、図９では、図７の電源装置３００と区別するために、電源装置３０２としている。

交流電源１２にインダクタ６とコンデンサ７との並列回路を接続し、インダクタ６またはコンデンサ７のいずれかに直列に、負荷コンデンサ１１と誘導性負荷８との並列回路を接続し、インダクタ６とコンデンサ７の共振周波数と、負荷コンデンサ１１と誘導性負荷８の共振周波数とを一致させ、交流電源１２の周波数ｆｖを共振周波数に一致させることで、共振回路のＱ値を自由に設計し、電流増幅比を高くし、トランスを用いることなく、誘導性負荷を駆動する高電流を発生させることができる。

次に、１つの交流電源で、２つの誘導性負荷を同時に駆動する場合を、図１０に基づいて説明する。ここで、図１０では、図７の電源装置３００と区別するために、電源装置３０３としている。
電源装置３０３は、交流電源１２、２つの誘導性負荷８ａ、８ｂ、各誘導性負荷８ａ、８ｂとそれぞれと共振回路を構成する負荷コンデンサ１１ａ、１１ｂ、さらに共振回路のＱ値を増幅するために使用するインダクタ６、コンデンサ７を備える。
誘導性負荷８ａは、等価インダクタ９ａと等価抵抗１０ａとを備える。誘導性負荷８ｂは、等価インダクタ９ｂと等価抵抗１０ｂとを備える。
ここで、誘導性負荷８ｂおよび負荷コンデンサ１１が、請求の範囲の第１の誘導性負荷および第２の負荷コンデンサである。
図１０では一つの交流電源１２で２つの誘導性負荷８ａ、８ｂを同時に駆動できるという特徴がある。誘導性負荷８ａと誘導性負荷８ｂは同じものでもよいし、異なるものでもよい。ただし、各共振回路内で共振条件つまり式（１）が保たれている必要がある。

並列共振型の回路を用いて、実施の形態１で説明した容量性負荷を駆動することも可能である。並列共振回路を用いて容量性負荷を駆動する電源装置の構成例を図１１に示す。
ここで、図１１では、図７の電源装置３００と区別するために、電源装置３０４としている。
電源装置３０４では、インダクタ６とコンデンサ７とで第一段目の並列共振回路を構成し、容量性負荷２と負荷インダクタ５とで第二段目の並列共振回路を構成している。
すなわち、電源装置３０４では、交流電流源である交流電源１２で、インダクタ６とコンデンサ７を用いた並列共振回路で、容量性負荷２を駆動している。

つまり、交流電源１２にインダクタ６とコンデンサ７との並列回路を接続し、インダクタ６またはコンデンサ７のいずれかに直列に、負荷インダクタ５と容量性負荷２との並列回路を接続し、インダクタ６とコンデンサ７の共振周波数と、負荷インダクタ５と容量性負荷２の共振周波数とを一致させ、交流電源の周波数を共振周波数に一致させる構成とすることで、交流電流源を用いて共振回路のＱ値を自由に設計し、電流増幅比を高くし、トランスを用いることなく、容量性負荷を駆動する高電流を発生させることができる。
なお、図１１の電源装置３０４をベースとして、図１０の電源装置３０３と同様に２つの容量性負荷を同時に駆動する構成とすることもできる。

以上説明したように、実施の形態３の電源装置は、交流電流源で誘導性負荷を駆動するものである。
したがって、実施の形態３の電源装置は、電流源である交流電源を用いて共振回路のＱ値を自由に設計し、電流増幅比を高くし、トランスを用いることなく、誘導性負荷を駆動する高電流を発生させることができる。

実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態１で説明した交流電圧源と、実施の形態３で説明した交流電流源について、具体的な構成例を説明する。

実施の形態４の電源装置について、ＩＧＢＴを用いて交流電圧源を構成した電源装置の構成図である図１２、ＭＯＳＦＥＴを用いて交流電圧源を構成した電源装置の構成図である図１３、サイリスタを用いて交流電流源を構成した電源装置の構成図である図１４、およびＩＧＢＴを用いて交流電流源を構成した電源装置の構成図である図１５に基づいて説明する。
実施の形態４の構成図において、実施の形態１、３と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。

まず、交流電圧源について説明する。
電圧源とは、出力の電圧値をある値に制御するように設計された電源であり、理想的には電流がどれだけ増えても出力電圧が変動しない、つまり電源の内部インピーダンスがゼロの電源である。
内部インピーダンスがゼロの電源は実際には存在しないが、この特性を意識して電源が設計される。交流電圧源とはその電圧の値をある周波数で変動させたものである。

ＩＧＢＴを用いて交流電圧源を構成した電源装置４００について、図１２に基づいて説明する。
電源装置４００は、交流電圧源１Ａ、交流電圧源１Ａのインバータ部を制御する制御回路１３、および負荷回路２１を備える。
交流電圧源１Ａは、定電圧源１４と、定電圧源１４の出力電圧を安定させるためのコンデンサ１５、および４素子のＩＧＢＴで構成したフルブリッジインバータ３０を備える。
ここで、交流電圧源１Ａが、実施の形態１の図１の交流電源１に対応する。
制御回路１３は、所定の周波数の交流波形が得られるようにＩＧＢＴのスイッチングを制御する。ＩＧＢＴは電圧型の素子であり、定電圧源１４とスイッチング波形で決められた電圧の波形がフルブリッジインバータ３０から出力される。すなわち、交流電圧源１Ａは電圧型インバータとして機能する。

負荷回路２１は、等価コンデンサ３と等価抵抗４とから構成される容量性負荷２、負荷インダクタ５、コンデンサ７、およびインダクタ６を含む。負荷回路２１については、実施の形態１で説明済みであるため、ここでは説明を省略する。

次に、ＭＯＳＦＥＴを用いて交流電圧源を構成した電源装置４０１について、図１３に基づいて説明する。なお、図１３では、図１２の電源装置４００と区別するために、電源装置４０１としている。
電源装置４０１は、交流電圧源１Ｂ、交流電圧源１Ｂのインバータ部を制御する制御回路１３、および負荷回路２１を備える。
交流電圧源１Ｂは、定電圧源１４と、定電圧源１４の出力電圧を安定させるためのコンデンサ１５、および２素子のＭＯＳＦＥＴで構成したハーフブリッジインバータ３１を備える。
ここで、交流電圧源１Ｂが、実施の形態１の図１の交流電源１に対応する。
制御回路１３は、所定の周波数の交流波形が得られるようにＭＯＳＦＥＴのスイッチングを制御する。ＭＯＳＦＥＴは電圧型の素子であり、定電圧源１４とスイッチング波形で決められた電圧の波形がハーフブリッジインバータ３１から出力される。すなわち、交流電圧源１Ｂは電圧型インバータとして機能する。

次に、交流電流源について説明する。
電流源とは、出力の電流値をある値に制御するように設計された電源であり、理想的には出力の電圧がどれだけ高くなっても一定の電流値を維持できる、つまり電源の内部アドミッタンスがゼロ（インピーダンス無限大）の電源である。
インピーダンス無限大の電源は実際には実現しないが、この特性を意識して電源が設計される。交流電流源とはその電流の値をある周波数で変動させたものである。

サイリスタを用いて交流電流源を構成した電源装置４０２について、図１４に基づいて説明する。なお、図１４では、図１２の電源装置４００と区別するために、電源装置４０２としている。
電源装置４０２は、交流電流源１２Ａ、交流電流源１２Ａのインバータ部を制御する制御回路１３、および負荷回路３２１を備える。
交流電流源１２Ａは、定電流源１６と、定電流源１６の出力電流を安定させるためのインダクタ１７、および４素子のサイリスタで構成したフルブリッジインバータ３２を備える。
ここで、交流電流源１２Ａが、実施の形態３の図７の交流電源１２に対応する。
制御回路１３は、所定の周波数の交流波形が得られるようにサイリスタのスイッチングを制御する。サイリスタは電流型の素子であり、電流をＯＮ／ＯＦＦすることで定電流源１６とスイッチング波形で決められた電流の波形がフルブリッジインバータ３２から出力される。すなわち、交流電流源１２Ａは電流型インバータとして機能する。

負荷回路３２１は、等価インダクタ９と等価抵抗１０とから構成される誘導性負荷８、負荷コンデンサ１１、コンデンサ７、およびインダクタ６を含む。負荷回路３２１については、実施の形態３で説明済みであるため、ここでは説明を省略する。

電流型のインバータは通常は電流スイッチング素子であるサイリスタで構成する。通常のサイリスタ以外に、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＳＩサイリスタ（Ｓｔａｔｉｃ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、およびＭＯＳゲートサイリスタを用いて構成できる。

最近は、ＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴのような電圧型のスイッチング素子が一般的であるため、インバータも電圧型を用いることが多い。しかし、並列型の共振回路を用いる場合には電流型の電源が適しており、電圧型のスイッチング素子を用いる場合には電圧型インバータを電流型に近い特性にして用いることになる。

この場合の構成例を図１５に示す。なお、図１５では、図１２の電源装置４００と区別するために、電源装置４０３としている。
電源装置４０３は、交流電流源１２Ｂ、交流電流源１２Ｂのインバータ部を制御する制御回路１３、および負荷回路３２１を備える。
交流電流源１２Ｂは、定電圧源１４と、定電圧源１４の出力電圧を安定させるためのコンデンサ１５、４素子のＩＧＢＴで構成したフルブリッジインバータ３０、さらにフルブリッジインバータ３０の出力電流を安定化させるためインダクタ１８を備える。

ここで、インダクタ１８は高いインダクタンス値を有する。このインダクタ１８を設けることで、フルブリッジインバータ３０の出力電流を安定化させ、インダクタ１８の二次側からみた電源のインピーダンスが高くなり、インダクタ１８も含めたインバータ回路が交流電流源に近い特性を持つようになる。

なお、制御回路１３は電源装置４００での説明と同様、および負荷回路３２１は電源装置４０２での説明と同様であるため、説明を省略する。

実際の電源では、理想的な電圧源、または理想的な電流源となることはなく、その内部インピーダンスはゼロでも無限大でもない有限の値である。あくまで電圧源または電流源を意図して設計された、あるいは電圧源および電流源の特性に近いものである。
本願でいう「交流電圧源」とは、電圧源を意図して設計され、電圧源の特性に比較的近い電源を意味している。同様に「交流電流源」とは、電流源を意図して設計され、電流源の特性に比較的近い電源を意味している。

以上の説明では、スイッチング素子を用いたインバータのみを例に説明したが、交流電圧を得る方法は他にもある。例えば、リニアアンプによるバイポーラ電源を用いることができる。また、周波数を可変する必要がない場合は、商用周波数をそのまま用いる、または高調波を用いることもできる。

実施の形態５．
実施の形態５の電源装置は、共振回路を構成するインダクタのインダクタンス、あるいはコンデンサの静電容量を調整する機構を設けたものである。

実施の形態５の電源装置について、インダクタンス調整回路を設けた電源装置の構成図である図１６、および静電容量調整回路を設けた電源装置の構成図である図１７に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態５の構成図において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。

実施の形態１で説明したように、本願の電源装置の構成を用いれば共振回路のＱ値を自由に設計することができる。つまりＱ値を非常に高い値にすることもできる。
しかし、Ｑ値が高いと、共振する周波数の幅が狭くなる。つまり、Ｑ値の高い回路を作ると、共振回路のマッチングを取ることが難しくなる。

共振回路はリアクトルおよびコンデンサで構成されており、これらの回路構成要素は一般に温度および経年で特性が変化する。つまりインダクタンス値および静電容量が変化する。
また、容量性負荷、あるいは誘導性負荷は、一般に動作条件が変わるとその電気特性が変化する。

容量性負荷であるバリア放電負荷では、一般に知られているように、電力によって平均的な静電容量が変化する。このような回路のインダクタンスあるいは静電容量の変化は回路の共振特性に影響を与える。Ｑ値が非常に高く、共振できる周波数範囲が極めて狭い場合には、共振から外れて回路が動作しなくなることも考えられる。
したがって、本願の電源装置を適用する場合、回路の共振を維持する何らかの調整機構があることが望ましい。

回路の共振を維持する調整機構を実現する場合、共振を調整する手段と、何に基づいて、どのように調整するかという制御方法の２つの課題がある。順次説明を行う。

まず、共振を調整する手段について、説明する。
最も容易に適用できる共振を調整する手段は、周波数による調整である。
本願の電源装置では、実施の形態４において交流電源としてインバータを用いる場合を主に説明した。実施の形態４の図１２～図１５の電源装置４００～電源装置４０３で説明した各インバータを制御する制御回路１３を用いて、その周波数を可変させることは容易である。
したがって、本願の電源装置に用いるインバータには、周波数が制御できる機構を備えることが望ましい。

一方、周波数が可変できない場合も考えられる。
例えば、特定の周波数で動作させる必要がある場合、外部から周波数指令値が与えられる場合、別の装置とのマッチングが必要な場合が該当する。
また、インバータではなく周波数固定の交流電源、たとえば系統の交流をそのまま利用する場合、あるいは電波法の制限から１３．５６ＭＨｚあるいはその逓倍の周波数で発振させたい場合、が該当する。
このような場合は周波数を固定して、回路定数を調整して共振を合わせる必要がある。そのためには、インダクタのインダクタンス、あるいはコンデンサの静電容量を調整できる機構を設ける。

図１６に、この調整機構を用いた具体的な電源装置の構成例を示す。
電源装置５００は、電圧源である交流電源１、等価コンデンサ３と等価抵抗４とから構成される容量性負荷２、容量性負荷２と共振回路を構成する可変負荷インダクタ５Ａ、および共振回路のＱ値を増幅するために使用するコンデンサ７とインダクタ６を備える。
電源装置５００は、さらに、容量性負荷２に印加される電圧を検出する電圧検出器１９と可変負荷インダクタ５Ａのインダクタンスを調整する調整機構４０を備える。

インダクタ（コイル）のインダクタンスを調整する場合は、通常機械的に調整する必要がある。ここで説明する調整機構４０は、このような機械的調整機構を含む。
さらに、例えば回路の電圧を検出する電圧検出器１９を設け、調整機構４０にこの検出電圧値をフィードバックすることもできる。この場合、調整機構４０は検出電圧が最大になるように、可変負荷インダクタ５Ａのインダクタンス値を調整する。
図１６の電源装置５００は、可変負荷インダクタ５Ａのインダクタンス値を電圧検出器１９からの電圧値で、調整機構４０を用いてフィードバック調整する構成としたものである。

なお、図１６の電源装置５００は、実施の形態１の図１の電源装置１００の負荷インダクタ５に調整機構を設けたものであるが、実施の形態３の図７の電源装置３００の負荷コンデンサ１１に調整機構を設けることもできる。
図１７に実施の形態３の図７の電源装置３００の負荷コンデンサ１１に調整機構を設けた構成例を示す。なお、図１７では、図１６の電源装置５００と区別するために、電源装置５０１としている。
図１７の電源装置５０１は、可変負荷コンデンサ１１Ａの静電容量値を電圧検出器１９からの電圧値で、調整機構４１を用いてフィードバック調整する。

さらに、電源装置１００あるいは電源装置３００の一段目の共振回路を構成するインダクタ６、あるいはコンデンサ７に調整機構を設けることもできる。
すなわち、例えば、実施の形態１の図１の電源装置１００に対しては、インダクタ６のインダクタンス、コンデンサ７の静電容量、負荷インダクタ５のインダクタンスの内、少なくとも一つのインダクタンス、あるいは静電容量を可変させる調整機構を備えることが有効である。
また、例えば、実施の形態３の図７の電源装置３００に対しては、インダクタ６のインダクタンス、コンデンサ７の静電容量、および負荷コンデンサ１１の静電容量の内、少なくとも一つのインダクタンス、あるいは静電容量を可変させる調整機構を備えることが有効である。
さらに、以上実施の形態５で説明した各調整機構を、実施の形態２の図６の電源装置２００、および実施の形態３の図１１の電源装置３０４に設けることができる。

さらに、交流電源の周波数を可変することが可能であっても、可変範囲が制限されている場合も考えられる。
例えば、オゾナイザなどのバリア放電では、投入電力が周波数に比例するため、適切な周波数範囲は限られる。そして、回路要素の回路定数の変動幅、あるいは動作条件による容量性負荷などの平均静電容量の変化幅は大きく、電源装置で可変できる周波数範囲で調整できない場合もある。この場合は、回路要素の回路定数を調整する機構を設けることが一つの解決方法である。

この場合、狭い周波数範囲での周波数の微調整はインバータでできるため、インダクタンスあるいは静電容量の値を、連続的に変化させる必要はなく、何段階かで調整できればよい。
具体的にはインダクタ、あるいはコンデンサを複数並列に設けておき、これらを継電器で切り替えることで、インダクタンス、あるいは静電容量の値を調整することも可能である。

実施の形態６．
実施の形態６では、電源装置を構成する共振回路の回路定数および交流電源の周波数に関して、許容可能な変動範囲について定量的な検討を行う。

本源の電源装置がその性能を十分に発揮するためには、式（１）を満たす必要がある。しかし、たとえば容量性負荷の平均静電容量Ｃｓが変化した場合、周波数を変えただけでは、式（１）の２つの等号を両方とも成立させることはできない。インダクタンスあるいは静電容量を変化させる機構を２か所設ければ式（１）の２つの等号を同時に成立させることができるが、回路定数を物理的に変化させることは機構的に複雑になる。

したがって、本願の電源装置の設計においては、まず定格条件で式（１）を満たすように設計しても、負荷の静電容量、あるいはインダクタンスの変動範囲がどの範囲なのか、確認しておく必要がある。また、負荷の静電容量、あるいはインダクタンスが変動した場合、特に負荷の電力などの動作条件で回路定数が変化する場合に、その変化時および過渡応答時、立ち上げ時などで回路定数がどのように変化するのか、を確認しておく必要がある。さらに、この回路定数の変化が共振にどれくらい影響するのか、回路の動作に問題がないのか、を確認しておく必要がある。

その場合、共振をうまく合わせるようにインバータの周波数を制御することは考えられる。本願の電源装置のポイントは、式（１）を満たす回路を構成することであるが、同時に回路のインダクタンスおよび静電容量が変化した場合に、式（１）の条件から外れて共振が完全に合わなくなることを前提に対策を行う必要がある。
すなわち、周波数をどのように変化させるのか、動作の許容範囲および制御方法をどのように設計するか、が重要なポイントである。

次に、本願の電源装置では、式（１）の等号から、どの程度外れてもよいのか、ということについて定量的な検討を行う。
共振角周波数ω０（共振点）で負荷の電圧がＶｐに昇圧されるとき、その角周波数をω０から少し低いほうに変化させて、負荷の電圧がＶｐ／２になる角周波数をω１とする。同様に、少し高いほうに変化させてＶｐ／２になる角周波数をω２とする。
このときＱ値は、式（４）で表される。また、式（４）から式（５）が導かれる。

Ｑ＝ω０／（ω２－ω１） （４）

ω２－ω１＝ω０／Ｑ （５）

ここで、本願の電源装置が目指すＱ値の値を５以上、望ましくは１０以上、とすると、電圧が半分になる周波数の幅は、Ｑ＝５のときに共振周波数の２０％、Ｑ＝１０のときに１０％以下、となる。
これを式（１）に戻って考えると、Ｑ＝５と仮定すると、周波数が共振周波数に対して２０％幅つまり±１０％変動した場合、式（１）の右辺は±２０％変動することになる。 同様に、Ｑ＝１０と仮定すると、周波数が共振周波数に対して１０％幅つまり±５％変動した場合、式（１）の右辺は±１０％変動することになる。

このことは周波数だけでなく、回路定数についても同様である。
つまり、Ｑ＝５の場合、たとえば回路定数が変動し、この結果Ｌｐ×Ｃｐが２０％変動した場合、変動前の周波数ｆｖのままで駆動すると、昇圧電圧が半分になることを意味している。

この考え方が式（１）の変動範囲の目安となる。つまり、Ｑ＝５の場合、式（１）の各項が、±２０％程度変動することを想定した設計を行うべきである。
Ｑ値が大きくなると、この（許容）変動幅も小さくなり、たとえばＱ＝１０であれば、±１０％程度である。

上記検討結果を式で表すと、Ｑ＝５の場合の各回路定数の許容変動範囲は式（６）、式（７）となる。

０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｐ・Ｃｐ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２） （６）
０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｓ・Ｃｓ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２） （７）

Ｑ＝１０の場合の各回路定数の許容変動範囲は式（８）、式（９）となる。

０．９／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｐ・Ｃｐ＜１．１／（（２π・ｆｖ）＾２） （８）
０．９／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｓ・Ｃｓ＜１．１／（（２π・ｆｖ）＾２） （９）

したがって、先に説明したように、本願の電源装置はＱ値の値は５以上を目指しているため、例えば、実施の形態１の図１の電源装置１００に対して、基本的に式（６）、式（７）を満たす構成とすることが有効である。
また、実施の形態２の図６の電源装置２００に対して、基本的に式（６）、式（７）を満たす構成とすることが有効である。
また、実施の形態３の図７の電源装置３００、および図１１の電源装置３０４に対して、基本的に式（６）、式（７）を満たす構成とすることが有効である。

実施の形態７．
実施の形態７は、共振回路の電圧、電流のいずれか一方、または両方を検出して、インバータの制御回路にフィードバックして、共振状態を維持する構成とした電源装置、および交流電源の電圧と電流を検出して、電圧、電流の位相差を最小にすることで共振状態を維持する構成とした電源装置に関するものである。

実施の形態７の電源装置について、容量性負荷の電圧による制御を行う電源装置の構成図である図１８、容量性負荷の電流による制御を行う電源装置の構成図である図１９、交流電源の電流による制御を行う電源装置の構成図である図２０、および交流電源の電圧、電流による制御を行う電源装置の構成図である図２１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態７の構成図において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。

実施の形態７では、共振回路の共振が取れていることをどのように確認し、どのように制御するか、という制御方法について説明する。また、各制御方法を適用した具体的な電源装置の構成例を説明する。
各制御方法の適用は、実施の形態１の図１の電源装置１００をベースとするが、他の電源装置に対しても同様に適用できる。

まず、容量性負荷の電圧による制御を行う電源装置の構成例を図１８に基づいて説明する。図１８では、実施の形態１の図１と区別するために、電源装置７０１、制御回路１３Ａとしている。
電源装置７０１は、電圧源である交流電源１、等価コンデンサ３と等価抵抗４とから構成される容量性負荷２、容量性負荷２と共振回路を構成する負荷インダクタ５、および共振回路のＱ値を増幅するために使用するコンデンサ７とインダクタ６を備える。
電源装置７０１は、さらに、容量性負荷２に印加される電圧を検出する電圧検出器１９と、電圧検出器１９の検出電圧によって交流電圧源である交流電源１のインバータ部を制御する制御回路１３Ａを備える。

なお、実施の形態７の電源装置７０１では、容量性負荷２、負荷インダクタ５、コンデンサ７、およびインダクタ６は、実施の形態１の電源装置１００と同じであるため、追加されている制御回路１３Ａ、電圧検出器１９についてのみ説明する。

容量性負荷２に印加される電圧、すなわち容量性負荷２の両端の電圧を検出する電圧検出器１９の両端の電圧を電圧検出器１９で検出し、制御回路１３にフィードバックし、交流電圧源である交流電源１のインバータ部を制御する。
具体的には、容量性負荷２の両端の電圧は交流であるため、例えば電圧検出器１９の検出電圧の振幅を検出して、これを制御回路１３にフィードバックしこの検出電圧の振幅値が最大となるようにインバータの周波数を制御する。
直列共振回路によって電圧を昇圧することを目的とする電源装置では、もっとも直接的な検出および制御方法である。

次に、容量性負荷の電流による制御を行う電源装置の構成例を図１９に基づいて説明する。図１９では、図１８と区別するために、電源装置７０２、制御回路１３Ｂとしている。
図１９の電源装置７０２と図１８の電源装置７０１の違いは、容量性負荷２の両端の電圧を電圧検出器１９で検出する代わりに、容量性負荷２に流れる電流を電流検出器２０で検出している点である。この点についてのみ、説明する。

電圧が上昇すると一般には電流も増えるので、容量性負荷２に流れる電流を電流検出器２０で検出して、検出電流が最大となるように制御回路１３Ｂにフィードバックすることで間接的に共振点を探ることができる。

図１９は電圧共振型の回路に電流検出を適用した例である。
図示はしないが、実施の形態３の図７の電源装置３００のような電流共振型の回路の誘導性負荷８の電流を検出することは、図１８で電圧を検出することと同様に、制御目的の増幅したい電流を検出する直接的な検出方法となる。この検出した電流を制御回路にフィードバックして、検出電流を最大となるように制御することで直接に共振点を探ることができる。
また、実施の形態３の図７の電源装置３００に対して、誘導性負荷８の電圧を検出し、この検出した電圧を制御回路にフィードバックして、検出電圧を最大となるように制御することで間接的に共振点を探ることができる。

図１８の電源装置７０１において、容量性負荷２の両端の電圧を検出する代わりに、コンデンサ７の電圧を検出することも考えられる。しかし、この場合は一段目の共振の状態を検出することになり、間接的な検出方法となる。

なお、電圧、あるいは電流の検出では、その振幅、あるいは実効値を見ることが最も容易で明確な検出方法であるが、その他、波形の高調波を見ることも考えられる。
つまり、共振回路が共振に近いほど、共振回路の電圧、電流波形は正弦波に近くなり、高調波の割合が小さくなるからである。共振回路の電圧、電流波形の高調波を監視して、高調波ができるだけ小さくなるように、電圧、電流波形ができるだけ正弦波に近くなるように制御することで、共振点に近づけることができる。

次に、交流電源の電流による制御を行う電源装置の構成例を図２０に基づいて説明する。図２０では、図１８と区別するために、電源装置７０３、制御回路１３Ｃとしている。
図２０の電源装置７０３と図１９の電源装置７０２の違いは、容量性負荷２に流れる電流を電流検出器２０で検出する代わりに、インダクタ６に流れる電流を検出している点である。

図２０ではインダクタ６に流れる電流を検出しているが、これはむしろ交流電源１のインバータの電流を検出していると見るべきである。この場合、容量性負荷２への投入電力が同じときは、図２０の検出電流は小さいほど共振点に近づいている、ということに注意する必要がある。
また、交流電源１のインバータの電流を検出する場合、インバータ出力から見た、共振回路も含めた負荷の力率が、できるだけ１に近くなるように制御することが望ましい。つまり、交流電源１の出力電圧、出力電流を検出し、この出力電圧、出力電流の位相が、できるだけ同位相になるように、すなわち出力電圧と出力電流の位相差が最小となるように制御することで、共振点に近づけることができる。
この場合の具体的な構成例を、図２１に示す。図２１では、図１８と区別するために、電源装置７０４、制御回路１３Ｄとしている。
図２１の電源装置７０４では、交流電源１の出力電圧、出力電流を検出し、制御回路１３Ｄはこの出力電圧、出力電流に基づいて、この出力電圧、出力電流の位相差が最小となるよう制御する。

この場合、電圧型インバータであり、制御回路１３Ｄは、インバータ出力波形を把握している。このため、インバータの電圧波形に対して電流波形ができるだけ同位相、すなわち位相差ゼロ、あるいは後で説明するように遅れ位相で、あるいは電流がゼロになる瞬間にインバータのスイッチングを行ういわゆるゼロ電圧スイッチングを行うように制御することが望ましい。
インバータの電圧波形と電流波形とが同位相になるということは、力率が最大になるということであり、これはつまり共振点で動作していることを示している。

この制御方法は、電流型のインバータ、例えば、実施の形態３の図７の電源装置３００に対しても適用できる。
すなわち、交流電流源である交流電源１２の出力電圧と出力電流の位相差が最小となるように制御することで、共振点に近づけることができる（図示なし）。

以上、電圧検出器、あるいは電流検出器を用いて共振回路の状態を検出し、共振回路が共振状態に近づくように制御する方法について説明した。以上の説明では、電圧検出器、および電流検出器を一つだけ用いた例を説明したが、電圧検出器、電流検出器の両方を用いることもできるし、複数の電圧検出器、電流検出器を用いて複数の電圧あるいは電流検出を行ってもよい。

また、インバータの電圧、電流の位相差から最適駆動条件を検出する方法について説明したが、共振の状態は電流と電圧の位相差に敏感に表れるため、電圧および電流の検出を行って、電圧波形および電流波形の位相差を検出して制御に用いることも有用である。
また、以上実施の形態７で説明した共振回路の共振状態を維持する方法は、実施の形態２の図６の電源装置２００、および実施の形態３の電源装置３０４にも適用できる。

実施の形態８．
実施の形態８は、あらかじめ保存された最適動作条件に基づいて、フィードフォワード制御で、最適な動作状態とする電源装置に関するものである。

実施の形態８の電源装置について、あらかじめ保存された最適動作条件に基づいて制御を行う電源装置の構成図である図２２に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態８の構成図において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。

実施の形態７では、電流および電圧を検出して制御系にフィードバックする、いわゆるクローズドループの制御について説明した。これに対して、オープンループ、つまりフィードフォワード制御を行うことも考えられる。たとえば、動作条件に対する負荷の状態の変化があらかじめわかっている場合は、動作条件によって最適周波数があらかじめ求められる。

例えば、オゾナイザでは、特許文献１で説明されているように、投入電力によって最適な周波数が決まっている。このような場合は、あらかじめ設定電力に対する駆動周波数のテーブルをメモリ内に保存しておき、外部から与えられる電力指令値に応じた周波数で駆動すればよい。

図２２に、このフィードフォワード制御を用いた具体的な電源装置の構成例を示す。
電源装置８００は、電圧源である交流電源１、交流電源１のインバータ部を制御する制御回路１３Ｅ、等価コンデンサ３と等価抵抗４とから構成される容量性負荷２、容量性負荷２と共振回路を構成する負荷インダクタ５、および共振回路のＱ値を増幅するために使用するコンデンサ７とインダクタ６を備える。
電源装置８００は、さらに、電力指令値に対する最適周波数のテーブルを保存する記憶部５０を備える。なお、図２２において、ＰＩは電力指令である。

制御回路１３Ｅは、外部から電力指令（ＰＩ）を受信するとともに、この電力指令の指令値に基づいて、記憶部５０内に保存されたテーブルを参照して、周波数を最適周波数に設定して、交流電源１のインバータを制御する。なお、記憶部５０は制御回路１３Ｅの内部に設けてもよい。

図２２の電源装置８００の構成では、電圧および電流の検出を行う必要がなく、制御が簡単で高速、という利点がある。特に立ち上げ時など電力が大きく変動する場合、例えば、放電が点灯していない状態から点灯状態になるような不連続に特性が変化する場合は、フィードバック系では制御が不安定になる恐れがあるため、フィードフォワード制御が有効である。そして、本願の電源装置のように共振回路のＱ値が高く、動作周波数範囲が狭く、フィードバック系では制御が不安定になる恐れがある場合には特に有効である。

電源装置８００の立ち上げ時、および電力に対する初期設定を行う場合は電力指令値に対する最適周波数のテーブルに基づいてフィードフォワード制御し、安定に動き始めたらその状態を正確に維持するために、共振回路の電圧および電流を検出してフィードバック制御を行う、というように両者の利点を使い分けることも有効である。

以上の説明は、実施の形態１の図１の電源装置１００に対して、制御回路１３Ｅと記憶部５０を追加してフィードフォワード制御を適用した例を説明した。
実施の形態３の図７の電源装置３００に対して、制御回路と記憶部を追加してフィードフォワード制御を適用しても、同様の効果を得ることができる（図示なし）。
また、以上実施の形態８で説明した方法は、実施の形態２の図６の電源装置２００、および実施の形態３の図１１の電源装置３０４に対して同様に適用することができる。

実施の形態９．
実施の形態９では、電源装置を構成する共振回路の共振安定条件について説明を行う。

実施の形態５～実施の形態８において、共振回路の回路定数および交流電源の周波数を変化させる方法、および共振回路の電圧、電流を検出して、フィードバックする方法、さらにあらかじめ保存した最適動作条件に基づいてフィードフォワード制御を行う方法について説明した。
上記の制御方法は、いずれも共振の最適条件を保つように、制御を行うことが目的である。

ここでは、共振回路の共振の最適条件に付いて説明を行う。
特許文献１にも説明されているが、オゾナイザについてはインバータから見た共振回路を含む負荷回路が、共振点ちょうどではなく、むしろ遅れ位相になっている方が容量性負荷であるオゾナイザの動作が安定する。
遅れ位相とは、電圧に対して電流の位相が遅れていることをいう。これは単純なＬＣ直列回路の場合、インダクタ（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ）のインピーダンスが完全に打ち消しあっているのではなく、少しインダクタンス成分が過剰になっている状態、すなわち共振周波数に対して少し高めの周波数で動作している状態である。
これは、オゾナイザなどバリア放電負荷に対しては、放電安定性の面から説明できることであるが、より一般的に電圧型インバータで駆動する場合、遅れ位相気味の方がインバータの動作が安定する。

共振のためにほぼ正弦波になっている電流波形が、ゼロと交差する瞬間にインバータのスイッチングを行う、いわゆるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ））、が最も損失が少ないとされる。さらにＺＶＳの条件よりも周波数を低く（位相を進める方向）にするよりも、周波数を高く、位相を遅らせる方向に調整した方が、インバータの動作としては望ましいとされている。

このように、インバータの動作および安定性まで考慮して、共振回路を駆動する場合には、共振点よりも遅れ位相に、すなわち、共振周波数よりは若干高い周波数で駆動することが望ましい。
さらに本願の電源装置の場合、Ｑ値がかなり高いために、共振周波数から周波数を少し外れると、共振動作できないため、容量性負荷、あるいは誘導性負荷が正常動作しない、ということも考えられる。
この点は設計の問題であって、ある程度Ｑ値を犠牲にして制御性を担保する、あるいは動作条件変更時および経年劣化時の回路定数の変化を許容できるようにする、という工夫が必要になる。

本願の電源装置は、交流電圧源、交流電流源、直列共振、並列共振、誘導性負荷、容量性負荷、電圧検出、電流検出など、さまざまな場合において適用できる。
実施の形態１～実施の形態８において、そのごく一部の組み合わせの例しか示していないが、その他の同様の組み合わせにおいても適用できる。

また、用途に関しては、誘導性負荷および容量性負荷について主に説明した。特に放電によって特徴的な特性を持つオゾナイザなどバリア放電負荷を中心に説明した。しかし、他の一般の容量性負荷および誘導性負荷にも使用できる。
さらに、共振を利用する共振型のコンバータ、および非接触給電にも適用できる可能性がある。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるものではなく、単独で、または様々な組合せで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組合せる場合が含まれるものとする。

１００，１０１，１０２，１０３，１０４，２００，３００，３０１，３０２，３０３，３０４，４００，４０１，４０２，４０３，５００，５０１，７０１，７０２，７０３，７０４，８００ 電源装置、１ 交流電源、１Ａ，１Ｂ 交流電圧源、１２ 交流電源、１２Ａ，１２Ｂ 交流電流源、２ 容量性負荷、３ 等価コンデンサ、４ 等価抵抗、５ 負荷インダクタ、６ インダクタ、７ コンデンサ、８ 誘導性負荷、９ 等価インダクタ、１０ 等価抵抗、１１ 負荷コンデンサ、１３，１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄ，１３Ｅ 制御回路、１４ 定電圧源、１５ コンデンサ、１６ 定電流源、１７，１８ インダクタ、１９ 電圧検出器、２０ 電流検出器、２１ 負荷回路、３０，３２ フルブリッジインバータ、３１ ハーフブリッジインバータ、４０ 調整機構、４１ 調整機構、５０ 記憶部、３２１ 負荷回路、２ａ，２ｂ 容量性負荷、３ａ，３ｂ 等価コンデンサ、４ａ，４ｂ 等価抵抗、５ａ，５ｂ 負荷インダクタ、８ａ，８ｂ 誘導性負荷、９ａ，９ｂ 等価インダクタ、１０ａ，１０ｂ 等価抵抗、１１ａ，１１ｂ 負荷コンデンサ、５Ａ 可変負荷インダクタ、１１Ａ 可変負荷コンデンサ、Ｌ１ 第１のインダクタ、Ｌｎ－１ 第（ｎ－１）のインダクタ、Ｌｎ 第ｎのインダクタ、Ｃ１ 第１のコンデンサ、Ｃｎ－１ 第（ｎ－１）のコンデンサ、Ｃｎ 第ｎのコンデンサ。

Claims (9)

1. 等価コンデンサと等価抵抗を有する容量性負荷と、前記容量性負荷に交流電圧を印加する交流電源を備え、
   前記交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路が接続され、前記第１のインダクタまたは前記第１のコンデンサのいずれかに並列に、負荷インダクタと前記容量性負荷との直列回路が接続された電源装置、あるいは
   前記交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの並列回路が接続され、前記第１のインダクタまたは前記第１のコンデンサのいずれかに直列に、負荷インダクタと前記容量性負荷との並列回路が接続された電源装置であって、
   前記第１のインダクタのインダクタンスをＬｐ、前記第１のコンデンサの静電容量をＣｐ、前記負荷インダクタのインダクタンスをＬｓ、前記容量性負荷の等価静電容量をＣｓ、および前記交流電源の周波数をｆｖとした場合、
   下記（１）式および（２）式を満たす構成を備える電源装置。
   ０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｐ・Ｃｐ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（１）
   ０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｓ・Ｃｓ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（２）
2. 等価インダクタと等価抵抗を有する誘導性負荷と、前記誘導性負荷に交流電圧を印加する交流電源を備え、
   前記交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの並列回路が接続され、前記第１のインダクタまたは前記第１のコンデンサのいずれかに直列に、負荷コンデンサと前記誘導性負荷との並列回路が接続された電源装置、あるいは
   前記交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路が接続され、前記第１のインダクタまたは前記第１のコンデンサのいずれかに並列に、負荷コンデンサと前記誘導性負荷との直列回路が接続された電源装置であって、
   前記第１のインダクタのインダクタンスをＬｐ、前記第１のコンデンサの静電容量をＣｐ、前記負荷コンデンサの静電容量をＣｓ、前記誘導性負荷のインダクタンスをＬｓ、および前記交流電源の周波数をｆｖとした場合、
   下記（１）式および（２）式を満たす構成を備える電源装置。
   ０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｐ・Ｃｐ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（１）
   ０．８／（（２π・ｆｖ）＾２）＜Ｌｓ・Ｃｓ＜１．２／（（２π・ｆｖ）＾２）（２）
3. 等価コンデンサと等価抵抗を有する容量性負荷と、前記容量性負荷に交流電圧を印加する交流電源を備え、
   前記交流電源に第１のインダクタと第１のコンデンサとの直列回路が接続され、
   さらに、ｎは２以上の整数であり、第（ｎ－１）のインダクタまたは第（ｎ－１）のコンデンサのいずれかに並列に、第ｎのインダクタと第ｎのコンデンサの直列回路を接続し、
   前記第ｎのインダクタと前記第ｎのコンデンサのいずれかに並列に、負荷インダクタと前記容量性負荷の直列回路が接続された電源装置であって、
   前記第１のインダクタと前記第１のコンデンサの共振周波数と、第２のインダクタと第２のコンデンサの共振周波数と、・・・、前記第ｎのインダクタと前記第ｎのコンデンサの共振周波数と、負荷インダクタと前記容量性負荷の共振周波数とが一致し、前記交流電源の周波数が前記共振周波数に一致している構成を備える電源装置。
4. 前記第１のインダクタのインダクタンス、前記第１のコンデンサの静電容量、および前記負荷インダクタのインダクタンスの内、少なくとも一つのインダクタンス、あるいは静電容量が可変される調整機構を備える請求項１に記載の電源装置。
5. 前記交流電源の周波数を制御する制御回路を備え、
   前記容量性負荷の電圧または電流のいずれか一方またはその両方を検出する検出回路を備え、前記電圧または前記電流のいずれかの値を最大にするように、交流電源の周波数が制御され、
   あるいは前記交流電源の出力電圧と出力電流とを検出する検出回路を備え、前記出力電圧と前記出力電流の位相差を最小にするように、交流電源の周波数が制御される請求項１に記載の電源装置。
6. 前記交流電源の周波数を制御する制御回路を備え、
   前記容量性負荷の動作条件と前記交流電源の周波数の最適値との関係が保存されている記憶部を備え、
   前記電源装置の動作開始時あるいは動作条件変更時に、前記動作条件に応じて前記交流電源の周波数が前記最適値に設定される請求項１に記載の電源装置。
7. 前記第１のインダクタのインダクタンス、前記第１のコンデンサの静電容量、および前記負荷コンデンサの静電容量の内、少なくとも一つのインダクタンス、あるいは静電容量が可変される調整機構を備える請求項２に記載の電源装置。
8. 前記交流電源の周波数を制御する制御回路を備え、
   前記誘導性負荷の電圧または電流のいずれか一方またはその両方を検出する検出回路を備え、前記電圧または前記電流のいずれかの値を最大にするように、交流電源の周波数が制御され、
   あるいは前記交流電源の出力電圧と出力電流とを検出する検出回路を備え、前記出力電圧と前記出力電流の位相差を最小にするように、交流電源の周波数が制御される請求項２に記載の電源装置。
9. 前記交流電源の周波数を制御する制御回路を備え、
   前記誘導性負荷の動作条件と前記交流電源の周波数の最適値との関係が保存されている記憶部を備え、
   前記電源装置の動作開始時あるいは動作条件変更時に、前記動作条件に応じて前記交流電源の周波数が前記最適値に設定される請求項２に記載の電源装置。

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