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JP7204695B2 - 比較器、ａｄ変換器、光電変換装置及び撮像システム - Google Patents

比較器、ａｄ変換器、光電変換装置及び撮像システム Download PDF

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Description

本発明は、比較器、ＡＤ変換器、光電変換装置及び撮像システムに関する。
画素列毎にアナログデジタル（ＡＤ）変換部を備えた列並列ＡＤ変換器を搭載した撮像装置が提案されている。典型的な列並列ＡＤ変換器では、時間とともにレベルが変化する参照信号と画素信号とを比較器で比較し、比較の開始から比較器の出力信号が反転するまでの時間をカウントすることにより、画素信号のＡＤ変換を行っている。特許文献１には、出力信号が反転するときの遷移速度を高速化するための正帰還回路を備えた比較器を有する撮像装置が開示されている。
国際公開第２０１８／０３７９０１号
しかしながら、従来の比較器においては、素子特性のばらつき等に起因して誤動作が生じることがあった。そのため、この比較器を用いてＡＤ変換回路を構成した場合、ＡＤ変換誤差を生じることがあった。
本発明の目的は、素子特性のばらつき等に起因する誤動作を抑制しうる比較器、並びに、このような比較器を用いたＡＤ変換器、光電変換装置及び撮像システムを提供することにある。
本発明の一観点によれば、入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、前記比較回路の前記増幅部は、第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、前記帰還部は、前記第１の電圧が供給される第３の電圧ノードに第１の主ノードが接続された前記第１導電型の第７のトランジスタと、前記第７のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第８のトランジスタと、を有し、前記第１の電圧を供給するためのパッド電極と、前記パッド電極と前記第１の電圧ノードとを接続する第１の配線と、前記パッド電極と前記第３の電圧ノードとを接続する第２の配線と、を更に有する比較器が提供される。
また、本発明の他の一観点によれば、入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、前記比較回路の前記増幅部は、第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、前記帰還部は、前記第１の電圧が供給される第３の電圧ノードに第１の主ノードが接続された前記第１導電型の第７のトランジスタと、前記第７のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第８のトランジスタと、を有し、前記第１の電圧を供給するための第１のパッド電極及び第２のパッド電極と、前記第１のパッド電極と前記第１の電圧ノードとを接続する第１の配線と、前記第２のパッド電極と前記第３の電圧ノードとを接続する第２の配線と、を更に有する比較器が提供される。
また、本発明の更に他の一観点によれば、入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、前記比較回路の前記増幅部は、第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、前記帰還部は、前記第２の電圧が供給される第４の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された第２導電型の第９のトランジスタと、前記第９のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続された前記第２導電型の第１０のトランジスタと、を有し、前記第２の電圧を供給するためのパッド電極と、前記パッド電極と前記第２の電圧ノードとを接続する第３の配線と、前記パッド電極と前記第４の電圧ノードとを接続する第４の配線と、を更に有する比較器が提供される。
また、本発明の更に他の一観点によれば、入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、前記比較回路の前記増幅部は、第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、前記帰還部は、前記第２の電圧が供給される第４の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された第２導電型の第９のトランジスタと、前記第９のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続された前記第２導電型の第１０のトランジスタと、を有し、前記第２の電圧を供給するための第３のパッド電極及び第４のパッド電極と、前記第３のパッド電極と前記第２の電圧ノードとを接続する第３の配線と、前記第４のパッド電極と前記第４の電圧ノードとを接続する第４の配線と、を更に有する比較器が提供される。
また、本発明の更に他の一観点によれば、前記比較器と、前記入力信号と前記参照信号との比較の開始から前記第１のノードに出力される前記信号のレベルが変化するまでの期間の長さに応じたカウント値を、前記入力信号のデジタルデータとして出力するカウンタ回路とを有するＡＤ変換器が提供される。
また、本発明の更に他の一観点によれば、複数の行及び複数の列をなすように配され、各々が光電変換部を有する複数の画素と、前記複数の列の各々に配され、対応する列の前記画素に各々が接続された複数の出力線と、前記複数の出力線の各々に接続され、対応する列の前記画素から出力される画素信号をＡＤ変換する複数の前記ＡＤ変換器とを有する光電変換装置が提供される。
本発明によれば、素子特性のばらつき等に起因する比較器の誤動作を抑制することができる。
本発明の第１実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による光電変換装置における画素の構成例を示す回路図である。 本発明の第１実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。 本発明の第１実施形態による光電変換装置の比較回路の増幅部における負荷素子の構成例を示す回路図である。 本発明の第１実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。 本発明の第２実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その１）である。 本発明の第２実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その２）である。 本発明の第３実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その１）である。 本発明の第３実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。 本発明の第３実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その２）である。 本発明の第４実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その１）である。 本発明の第４実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。 本発明の第４実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その２）である。 本発明の第５実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その１）である。 本発明の第５実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その２）である。 本発明の第５実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その３）である。 本発明の第５実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図（その４）である。 本発明の第６実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。 本発明の第７実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。 本発明の第７実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。 本発明の第８実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図（その１）である。 本発明の第８実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図（その２）である。 本発明の第９実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第９実施形態による光電変換装置における画素ユニットの構成例を示す回路図である。 本発明の第９実施形態による光電変換装置の動作を示すタイミング図である。 本発明の第１０実施形態による光電変換装置の構成例を示す概略図である。 本発明の第１１実施形態による撮像システムの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１２実施形態による撮像システム及び移動体の構成例を示す図である。
［第１実施形態］
本発明の第１実施形態による光電変換装置の概略構成について、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。
本実施形態による光電変換装置１００は、図１に示すように、画素アレイ部１０、垂直走査回路２０、ＡＤ変換回路部３０、参照信号生成回路４８、メモリ部５０、カウンタ回路５４、水平走査回路６０、出力回路７０及び制御回路８０を有する。
画素アレイ部１０には、複数の行及び複数の列に渡ってマトリクス状に配された複数の画素１２が設けられている。図１には、画素アレイ部１０を構成する画素１２のうち、４行×４列に配列された１６個の画素１２を示しているが、画素アレイ部１０を構成する画素１２の数は、特に限定されるものではない。
画素アレイ部１０の各行には、第１の方向（図１において横方向）に延在して、制御線１４が配されている。制御線１４の各々は、第１の方向に並ぶ画素１２にそれぞれ接続され、これら画素１２に共通の信号線をなしている。制御線１４の延在する第１の方向は、行方向或いは水平方向と呼ぶことがある。制御線１４は、垂直走査回路２０に接続されている。
画素アレイ部１０の各列には、第１の方向と交差する第２の方向（図１において縦方向）に延在して、出力線１６が配されている。出力線１６の各々は、第２の方向に並ぶ画素１２にそれぞれ接続され、これら画素１２に共通の信号線をなしている。出力線１６の延在する第２の方向は、列方向或いは垂直方向と呼ぶことがある。出力線１６は、ＡＤ変換回路部３０に接続されている。出力線１６には、画素１２内の読み出し回路にバイアス電流を供給するための電流源１８が接続されている。
垂直走査回路２０は、画素１２から信号を読み出す際に画素１２内の読み出し回路を駆動するための制御信号を、画素アレイ部１０の各行に設けられた制御線１４を介して画素１２に供給する制御回路部である。垂直走査回路２０は、シフトレジスタやアドレスデコーダを用いて構成されうる。
ＡＤ変換回路部３０は、画素アレイ部１０の各列に対応して複数の比較器３２と複数のパルス生成器４６とを有している。複数の比較器３２の各々は、比較回路３４と、正帰還回路４０と、を有している。比較回路３４は、例えば差動対回路からなり、２つの入力ノード（非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（－））と１つの出力ノードとを有する。比較回路３４の非反転入力端子は、対応する列の出力線１６に接続されている。比較回路３４の反転入力端子は、各列に共通の参照信号線４８ａを介して参照信号生成回路４８に接続されている。比較回路３４の出力ノードは、正帰還回路４０の入力ノードに接続されている。正帰還回路４０の出力ノードは、パルス生成器４６の入力ノードに接続されている。パルス生成器４６には、入力信号の立ち上がり又は立ち下がりを検知して１ショットのパルスを出力する公知の１ショットパルス発生回路を適用可能である。なお、比較器３２の具体的な構成及び動作については、後述する。
参照信号生成回路４８は、参照信号線４８ａを介して各列の比較器３２に所定の振幅を有する参照信号を供給する。参照信号は、例えば時間の経過にともなって信号レベル（信号の大きさ）が変化する信号でありうる。参照信号は、典型的にはランプ信号である。ランプ信号とは、時間の経過にともなって信号レベルが単調に変化する信号であり、例えば出力電圧が時間の経過とともに単調減少し或いは単調増加する信号である。なお、参照信号は、ＡＤ変換に適用可能な振幅を有するものであれば、特に限定されるものではない。参照信号生成回路４８の動作は、制御回路８０によって制御される。
メモリ部５０は、画素アレイ部１０の各列に対応して複数のメモリ５２を有している。複数のメモリ５２の各々は、ノイズ信号のデジタルデータを保持するＮメモリ（図示せず）と、光信号のデジタルデータを保持するＳメモリ（図示せず）と、を含み得る。複数のメモリ５２の各々は、２つの入力ノードと、１つの出力ノードと、１つの制御ノードと、を有する。メモリ５２の一方の入力ノードは、対応する列のパルス生成器４６の出力ノードに接続されている。メモリ５２の他方の入力ノードは、各列に共通のカウント信号線５４ａを介してカウンタ回路５４に接続されている。メモリ５２の出力ノードは、水平出力線５６に接続されている。メモリ５２の制御ノードは、水平走査回路６０に接続されている。
カウンタ回路５４は、参照信号生成回路４８から出力される参照信号の信号レベルの変化が開始するタイミングに同期してカウント動作を開始し、そのカウント値を示すカウント信号を各列のメモリ５２へと出力する。
水平走査回路６０は、各列のメモリ５２に記憶された画素信号を出力するための制御信号を、各列のメモリ５２に列毎に順次供給する回路部である。画素アレイ部１０の各列に対応して設けられた水平走査回路６０の制御線は、対応する列のメモリ５２に接続されている。各列のメモリ５２は、水平走査回路６０の対応する列の制御線を介して制御信号を受信すると、保持する画素信号を、水平出力線５６を介して出力回路７０に出力する。
出力回路７０は、水平走査回路６０によって選択された列の信号に対して所定の信号処理を実行し、光電変換装置１００の外部へと出力する回路部である。出力回路７０は、バッファアンプや差動増幅器などから構成される信号処理部を含み、増幅処理や、デジタル相関二重サンプリング（ＣＤＳ）処理などの信号処理を実行する。デジタルＣＤＳ処理は、メモリ５２が画素信号としてノイズ信号Ｎと光信号Ｓとの２種類のデジタルデータを記憶している場合に、（Ｓ－Ｎ）の差分処理を行う信号処理である。また、出力回路７０は、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）等の外部インターフェースを更に含み、信号処理後のデジタル信号を光電変換装置１００の外部へと出力する。
制御回路８０は、垂直走査回路２０、ＡＤ変換回路部３０、参照信号生成回路４８、メモリ部５０、カウンタ回路５４、水平走査回路６０に、それらの動作やタイミングを制御する制御信号を供給するための回路部である。垂直走査回路２０、ＡＤ変換回路部３０、参照信号生成回路４８、メモリ部５０、カウンタ回路５４、水平走査回路６０に供給する制御信号の一部又は総ては、光電変換装置１００の外部から供給してもよい。
次に、本実施形態による光電変換装置における画素の構成例について、図２を用いて説明する。図２は、本実施形態による光電変換装置における画素の構成例を示す回路図である。
画素１２の各々は、例えば図２に示すように、光電変換部ＰＤと、転送トランジスタＭ１と、リセットトランジスタＭ２と、増幅トランジスタＭ３と、選択トランジスタＭ４とにより構成されうる。
光電変換部ＰＤは、例えばフォトダイオードであり、アノードが基準電圧ノードに接続され、カソードが転送トランジスタＭ１のソースに接続されている。転送トランジスタＭ１のドレインは、リセットトランジスタＭ２のソース及び増幅トランジスタＭ３のゲートに接続されている。転送トランジスタＭ１のドレイン、リセットトランジスタＭ２のソース及び増幅トランジスタＭ３のゲートの接続ノードは、いわゆる浮遊拡散（フローティングディフュージョン）部ＦＤである。浮遊拡散部ＦＤは、容量成分（浮遊拡散容量）を含み、電荷保持部としての機能を備える。
リセットトランジスタＭ２のドレイン及び増幅トランジスタＭ３のドレインは、電源電圧ＶＤＤが供給される電源電圧ノードに接続されている。増幅トランジスタＭ３のソースは、選択トランジスタＭ４のドレインに接続されている。選択トランジスタＭ４のソースは、出力線１６に接続されている。出力線１６は、電流源１８に接続されている。
なお、画素１２は、必ずしも選択トランジスタＭ４を有する必要はなく、選択トランジスタＭ４を含まない画素構成であってもよい。この場合、増幅トランジスタＭ３のソースが出力線１６に接続される。
図２の画素構成の場合、画素アレイ部１０に配された各行の制御線１４は、信号線ＴＸ，ＲＥＳ，ＳＥＬを含む。信号線ＴＸは、対応する行に属する画素１２の転送トランジスタＭ１のゲートにそれぞれ接続され、これら画素１２に共通の信号線をなしている。信号線ＲＥＳは、対応する行に属する画素１２のリセットトランジスタＭ２のゲートにそれぞれ接続され、これら画素１２に共通の信号線をなしている。信号線ＳＥＬは、対応する行に属する画素１２の選択トランジスタＭ４のゲートにそれぞれ接続され、これら画素１２に共通の信号線をなしている。
信号線ＴＸには、垂直走査回路２０から、転送トランジスタＭ１を制御するための駆動パルスである制御信号ΦＴＸが供給される。信号線ＲＥＳには、垂直走査回路２０から、リセットトランジスタＭ２を制御するための駆動パルスである制御信号ΦＲＥＳが供給される。信号線ＳＥＬには、垂直走査回路２０から、選択トランジスタＭ４を制御するための駆動パルスである制御信号ΦＳＥＬが供給される。各トランジスタがＮ型トランジスタで構成される場合、垂直走査回路２０からＨｉｇｈレベル（以下、「Ｈレベル」と表記する）の制御信号が供給されると対応するトランジスタがオンとなる。また、垂直走査回路２０からＬｏｗレベル（以下、「Ｌレベル」と表記する）の制御信号が供給されると対応するトランジスタがオフとなる。
次に、本実施形態による撮像装置の動作の概略について、図１及び図２を用いて説明する。
画素アレイ部１０に光が入射すると、各画素１２の光電変換部ＰＤは、入射光をその光量に応じた量の電荷に変換（光電変換）するとともに、生じた電荷を蓄積する。転送トランジスタＭ１は、オンになることにより光電変換部ＰＤが保持する電荷を浮遊拡散部ＦＤに転送する。浮遊拡散部ＦＤは、光電変換部ＰＤから転送された電荷を保持するとともに、その容量による電荷電圧変換によって、光電変換部ＰＤから転送された電荷の量に応じた電圧となる。
増幅トランジスタＭ３は、ドレインに電源電圧ＶＤＤが供給され、ソースに選択トランジスタＭ４を介して電流源１８からバイアス電流が供給される構成となっており、ゲートを入力ノードとする増幅部（ソースフォロワ回路）を構成する。これにより増幅トランジスタＭ３は、浮遊拡散部ＦＤの電圧に基づく信号を、選択トランジスタＭ４を介して出力線１６に出力する。この意味で、増幅トランジスタＭ３は、浮遊拡散部ＦＤが保持する電荷に基づく画素信号を出力する出力部でもある。リセットトランジスタＭ２は、オンになることにより浮遊拡散部ＦＤを電源電圧ＶＤＤに応じた電圧にリセットする。なお、本明細書では、浮遊拡散部ＦＤがリセット状態のときに出力線１６に出力される信号をノイズ信号と呼び、浮遊拡散部ＦＤが信号電荷を保持している状態のときに出力線１６に出力される信号を光信号と呼ぶものとする。
画素１２の転送トランジスタＭ１、リセットトランジスタＭ２及び選択トランジスタＭ４は、前述のように、垂直走査回路２０から供給される制御信号ΦＴＸ，ΦＲＥＳ，ΦＳＥＬにより、行単位で制御される。制御信号ΦＳＥＬにより選択された行に属する画素１２の画素信号は、それぞれの画素１２の対応する出力線１６に、同時に出力される。
各列の比較器３２は、対応する列の画素１２から出力線１６を介して読み出された画素信号のレベルと参照信号生成回路４８から供給される参照信号とを比較し、比較の結果に応じた信号をパルス生成器４６に出力する。具体的には、比較器３２は、画素信号（信号ＳＩＧ）の大きさと参照信号（参照信号ＲＡＭＰ）の大きさとを比較し、これら信号の大小関係が反転したタイミングで出力信号のレベルを変化する。パルス生成器４６は、比較器３２の出力信号のレベルが変化したことに応じて、１ショットのパルスを出力する。
カウンタ回路５４は、画素信号と参照信号との比較の開始からカウントを開始するとともに、カウント値を示すカウント信号を、カウント信号線５４ａを介して各列のメモリ５２に出力する。各列のメモリ５２は、対応する列のパルス生成器４６からパルスが出力されたタイミングにおいてカウンタ回路５４から出力されているカウント信号が示すカウント値を、画素信号のデジタルデータとして記憶する。このカウント値は、画素信号と参照信号との比較の開始から出力信号のレベルが変化するまでの期間の長さに対応している。こうして、画素１２から出力されるアナログ信号をデジタル信号にＡＤ変換することができる。
水平走査回路６０は、メモリ部５０の各列のメモリ５２に、列ごとに順次、制御信号を供給する。水平走査回路６０から制御信号を受信した列のメモリ５２は、保持する画素信号を水平出力線５６へと出力する。出力回路７０は、メモリ部５０から出力された画素信号に対して所定の信号処理を施し、光電変換装置１００の外部へと出力する。
次に、本実施形態による光電変換装置における比較器３２の構成例について、図３及び図４を用いて説明する。図３は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。図４は、比較回路の増幅部における負荷素子の構成例を示す回路図である。
比較器３２は、前述のように、比較回路３４と、正帰還回路４０と、を含んで構成され得る。本実施形態では、比較器３２とパルス生成器４６とを別々の構成要素として説明するが、パルス生成器４６は比較器３２の一部として構成されていてもよい。
比較回路３４は、例えば図３に示すように、Ｐ型トランジスタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３と、Ｎ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２と、テール電流源３６と、電流源３８と、により構成され得る。これらのうち、Ｐ型トランジスタＭＰ１，ＭＰ２と、Ｎ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２と、テール電流源３６とが差動部３４ａを構成し、Ｐ型トランジスタＭＰ３と電流源３８とが増幅部３４ｂを構成している。
Ｐ型トランジスタＭＰ１のソース、Ｐ型トランジスタＭＰ２のソース及びＰ型トランジスタＭＰ３のソースは、電源電圧ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ１のドレインは、Ｎ型トランジスタＭＮ１のドレインに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ２のドレインは、Ｎ型トランジスタＭＮ２のドレインに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ１のゲート及びＰ型トランジスタＭＰ２のゲートは、Ｐ型トランジスタＭＰ１のドレインとＮ型トランジスタＭＮ１のドレインとの間の接続ノードに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ１のソース及びＮ型トランジスタＭＮ２のソースと基準電圧ノード（例えば、接地ノード）との間には、テール電流源３６が接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ２のドレインとＮ型トランジスタＭＮ２のドレインとの間の接続ノードは、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートに接続されている。すなわち、Ｐ型トランジスタＭＰ２のドレインとＮ型トランジスタＭＮ２のドレインとの間の接続ノードが差動部３４ａの出力ノードであり、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートが増幅部３４ｂの入力ノードである。Ｐ型トランジスタＭＰ３のドレインと基準電圧ノードとの間には、電流源３８が接続されている。
これにより、Ｎ型トランジスタＭＮ１とＮ型トランジスタＭＮ２とが差動対を構成し、Ｐ型トランジスタＭＰ１とＰ型トランジスタＭＰ２とがカレントミラーを構成している。Ｎ型トランジスタＭＮ２のゲートは、出力線１６の信号ＳＩＧが供給される比較回路３４の非反転入力端子である。Ｎ型トランジスタＭＮ１のゲートは、参照信号線４８ａから参照信号ＲＡＭＰが供給される比較回路３４の反転入力端子である。Ｐ型トランジスタＭＰ３のドレインと電流源３８との間の接続ノードが比較回路３４の出力ノード（ノードＦＢＩＮ）である。
電流源３８は、増幅部３４ｂの負荷素子を構成するものであり、典型的には、例えば図４（ａ）に示すように、ゲート接地回路を構成し、基準電圧とは異なるバイアス電圧ＶＢをゲートに与えたＮ型トランジスタＭＮ６によって構成され得る。ノードＮ１は、電流源３８の一方の端子であり、図３の回路において、Ｐ型トランジスタＭＰ３のドレインに接続されるノードである。
或いは、電流源３８は、例えば図４（ｂ）に示すように、Ｎ型トランジスタＭＮ６と、バイアスホールド容量Ｃｂｈと、スイッチＳＷ２，ＳＷ３と、を含む回路によっても構成され得る。Ｎ型トランジスタＭＮ６とノードＮ１との間には、スイッチＳＷ２が接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ６のソースは、基準電圧ノードに接続されている。Ｎ型トランジスタのゲートは、バイアスホールド容量Ｃｂｈの一方の電極に接続されている。バイアスホールド容量Ｃｂｈの他方の電極は、基準電圧ノードに接続されている。また、Ｎ型トランジスタＭＮ６のゲートには、スイッチＳＷ３を介してバイアス電圧ＶＢが供給されるようになっている。スイッチＳＷ２は制御信号ＰＳＷによって接続状態（導通・非導通）が制御されるスイッチである。スイッチＳＷ２は、パワーセーブ用のスイッチである。また、スイッチＳＷ３は、制御信号ＦＢ２によって接続状態（導通・非導通）が制御されるスイッチである。
Ｎ型トランジスタＭＮ６のゲートには、Ｎ型トランジスタＭＮ６に所定の電流Ｉを流すためのバイアス電圧ＶＢが、スイッチＳＷ３を介して供給される。スイッチＳＷ３を一旦オンにした後にオフにすることで、バイアス電圧ＶＢをバイアスホールド容量Ｃｂｈにホールドすることが可能である。このように構成することで、基準電圧ＧＮＤが仮に変動したとしても、Ｎ型トランジスタＭＮ６のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓを一定に保つことができ、電流Ｉが変動するのを抑制することが可能となる。また、スイッチＳＷ２をオフにすることで、不使用時の消費電力を低減することができる。
或いは、増幅部３４ｂの負荷素子３８ａとして、電流源３８のような能動負荷の代わりに、例えば図４（ｃ）に示すように、抵抗素子Ｒ１のような受動負荷を用いてもよい。
正帰還回路４０は、入力ノードと出力ノードを備える。正帰還回路４０は、入力ノードの信号レベルの変化に応じて、入力ノードの信号レベルの変化速度よりも速い速度で出力ノードの信号レベルを変化させる回路である。以下、入力ノードの信号レベルの変化速度よりも速い速度で出力ノードの信号レベルを変化させることについて、出力ノードの信号レベルの変化を「促進する」と表現することがある。正帰還回路４０は、例えば図３に示すように、Ｐ型トランジスタＭＰ４，ＭＰ５，ＭＰ６と、Ｎ型トランジスタＭＮ３と、により構成され得る。
Ｐ型トランジスタＭＰ５のソース及びＰ型トランジスタＭＰ６のソースは、電源電圧ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ５のドレインは、Ｐ型トランジスタＭＰ４のソースに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ６のドレインは、Ｎ型トランジスタＭＮ３のドレインに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ４のドレインは、Ｐ型トランジスタＭＰ６のゲート及びＮ型トランジスタＭＮ３のゲートに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ３のソースは、基準電圧ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ４のゲートは、Ｐ型トランジスタＭＰ６のドレインとＮ型トランジスタＭＮ３のドレインとの間の接続ノードに接続されている。
Ｐ型トランジスタＭＰ４のドレインと、Ｐ型トランジスタＭＰ６のゲートと、Ｎ型トランジスタＭＮ３のゲートとの間の接続ノード（ノードＦＢＩＮ）は、正帰還回路４０の入力ノードである。この正帰還回路４０の入力ノードは、Ｐ型トランジスタＭＰ３の電流源３８との間の接続ノード、すなわち比較回路３４の出力ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ４のゲートと、Ｐ型トランジスタＭＰ６のドレインと、Ｎ型トランジスタＭＮ３のドレインとの間の接続ノードは、正帰還回路４０の出力ノード（ノードＯＵＴ）である。Ｐ型トランジスタＭＰ５は、制御回路８０から供給される制御信号ＩＮＩによって制御される。
なお、トランジスタのソース及びドレインは、その導電型や着目する機能等に応じて逆の名称で呼ばれることがある。本明細書においては、ソース及びドレインを区別することなく主ノードと表記し、ゲートを制御ノードと表記することがある。
次に、本実施形態による光電変換装置における比較器３２の動作について、図５を用いて説明する。図５は、本実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。図５には、制御信号ＩＮＩ、参照信号ＲＡＭＰ、出力線１６の信号ＳＩＧ、ノードＦＢＩＮの電位及びノードＯＵＴの電位を示している。
時刻ｔ０において、出力線１６には、信号ＳＩＧとして画素１２のリセットレベルに応じた信号（ノイズ信号）が出力されているものとする。また、電位レベルの変化を開始する前の参照信号ＲＡＭＰの基準レベルは、画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧのレベルよりも高いものとする。すなわち、本実施形態においては、時間の経過とともに電位レベルが徐々に低下する参照信号ＲＡＭＰを用いる。
まず、時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＬレベルからＨレベルへと制御する。これにより、Ｐ型トランジスタＭＰ５がオフになる。また、同じく時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間において、参照信号ＲＡＭＰのレベルは信号ＳＩＧのレベルよりも高い状態となっており、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位は電源電圧に近いレベルであり、Ｐ型トランジスタＭＰ３はオフになっている。
これにより、比較回路３４の出力ノードであり正帰還回路４０の入力ノードでもあるノードＦＢＩＮの電位は、電流源３８が流す電流によって基準電圧（ＧＮＤ）に近い電位まで低下する。そして、ノードＦＢＩＮの電位が基準電圧に低下することで、Ｐ型トランジスタＭＰ６がオン、Ｎ型トランジスタＭＮ３がオフになり、正帰還回路４０の出力ノードであるノードＯＵＴの電位は電源電圧に近いＨレベルとなる。また、ノードＯＵＴがＨレベルになることで、ノードＯＵＴの電位をゲートに受けるＰ型トランジスタＭＰ４はオフになる。また、時刻ｔ１において制御信号ＩＮＩがＨレベルからＬレベルに遷移することで、Ｐ型トランジスタＭＰ５はオンになる。
続く時刻ｔ２において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化を開始する。参照信号生成回路４８は、例えば、時間の経過とともに電位が徐々に低下していくランプ波形の参照信号ＲＡＭＰを出力する。また、カウンタ回路５４は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化の開始に同期してカウントを開始し、カウント値を示すカウント信号をカウント信号線５４ａに出力する。
続く時刻ｔ３において、参照信号ＲＡＭＰのレベルが画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧのレベルを下回ったとする。すると、時刻ｔ３から、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位が徐々に下がり始め、これにより、ノードＦＢＩＮの電位が徐々に上がり始める。また、ノードＦＢＩＮに接続されるＰ型トランジスタＭＰ６のゲート及びＮ型トランジスタＭＮ３のゲートの電位が徐々に上がり始めることで、ノードＯＵＴの電位が徐々に低下し始める。
これにより、続く時刻ｔ４において、Ｐ型トランジスタＭＰ４がオンになったものとする。すると、ノードＦＢＩＮと電源電圧ノードとが接続されることで、ノードＦＢＩＮの電位に正帰還がかかり、ノードＦＢＩＮの電位が急速に上昇する。その結果、ノードＯＵＴの電位は急速に低下する。
パルス生成器４６は、ノードＯＵＴの電位の急激な変化を受け、１ショットのパルスを生成してメモリ５２に出力する。メモリ５２は、パルス生成器４６からパルスを受け取ったタイミングにおいてカウンタ回路５４から出力されているカウント信号が示すカウント値を、画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧ、すなわちノイズ信号のデジタルデータとして保持する。
続く時刻ｔ５において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルを基準レベルにリセットする。これにより、参照信号ＲＡＭＰのレベルは信号ＳＩＧのレベルよりも高い状態に戻り、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位は電源電圧に近いレベルとなり、Ｐ型トランジスタＭＰ３はオフになる。また、時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＬレベルからＨレベルへと制御する。これにより、Ｐ型トランジスタＭＰ５がオフになる。
これにより、比較回路３４の出力ノードであり正帰還回路４０の入力ノードでもあるノードＦＢＩＮの電位は、電流源３８が流す電流によって基準電圧に近い電位まで低下する。そして、ノードＦＢＩＮの電位が基準電圧に低下することで、Ｐ型トランジスタＭＰ６がオン、Ｎ型トランジスタＭＮ３がオフになり、正帰還回路４０の出力ノードであるノードＯＵＴの電位は電源電圧に近いＨレベルとなる。また、ノードＯＵＴがＨレベルになることで、ノードＯＵＴの電位をゲートに受けるＰ型トランジスタＭＰ４はオフになる。また、時刻ｔ６において制御信号ＩＮＩがＨレベルからＬレベルに遷移することで、Ｐ型トランジスタＭＰ５はオンになる。
続く時刻ｔ７において、読み出し対象の画素１２の信号電荷が浮遊拡散部ＦＤに転送されることにより、信号ＳＩＧとして信号電荷の量に応じた信号（光信号）が出力され、出力線１６の信号ＳＩＧのレベルが低下したものとする。
続く時刻ｔ８において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化を開始する。また、カウンタ回路５４は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化の開始に同期して新たにカウントを開始し、カウント値を示すカウント信号をカウント信号線５４ａに出力する。
続く時刻ｔ９において、参照信号ＲＡＭＰのレベルが信号電荷の量に応じた信号ＳＩＧのレベルを下回ったとする。すると、時刻ｔ９から、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位が徐々に下がり始め、これにより、ノードＦＢＩＮの電位が徐々に上がり始める。また、ノードＦＢＩＮに接続されるＰ型トランジスタＭＰ６のゲート及びＮ型トランジスタＭＮ３のゲートの電位が徐々に上がり始めることで、ノードＯＵＴの電位が徐々に低下し始める。
これにより、続く時刻ｔ１０において、Ｐ型トランジスタＭＰ４がオンになったものとする。すると、ノードＦＢＩＮと電源電圧ノードとが接続されることで、ノードＦＢＩＮの電位に正帰還がかかり、ノードＦＢＩＮの電位が急速に上昇する。その結果、ノードＯＵＴの電位は急速に低下する。
パルス生成器４６は、ノードＯＵＴの電位の急激な変化を受け、１ショットのパルスを生成してメモリ５２に出力する。メモリ５２は、パルス生成器４６からパルスを受け取ったタイミングにおいてカウンタ回路５４から出力されているカウント信号が示すカウント値を、信号電荷の量に応じた信号ＳＩＧ、すなわち光信号のデジタルデータとして保持する。
このようにしてメモリ５２に保持されたノイズ信号のデジタルデータと光信号のデジタルデータは、水平走査回路６０からの制御信号に応じて出力回路７０へと転送される。出力回路７０では、いわゆるデジタルＣＤＳ処理によってノイズ信号のデジタル値と光信号のデジタル値との差分が算出され、最終的なＡＤ変換結果として光電変換装置１００の外部へと出力される。
本実施形態の比較器３２においては、比較回路３４の出力段に電流源３８を用いた増幅部を適用していることにより、比較器３２の誤動作を抑制することが可能となっている。以下、この点について説明する。
図３に示す回路において電流源３８が設けられた部分には、電流源３８の代わりに、ノードＦＢＩＮの電位をリセットするためのスイッチトランジスタを設けることが考えられる（例えば、特許文献１を参照）。このスイッチトランジスタを制御信号ＩＮＩによって制御する場合、制御信号ＩＮＩがＬレベルとなってから参照信号ＲＡＭＰが電位の変化を開始するまでの期間において、ノードＦＢＩＮはＬレベルで且つフローティング状態となる。この期間は、図５のタイミング図では時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間及び時刻ｔ６から時刻ｔ８の期間に相当する。
これら期間において、当該スイッチトランジスタ及びＰ型トランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５は、オフ状態になる。ここで、トランジスタがオフ状態のときに流れるオフリーク電流は非常にばらつきが大きいため、各トランジスタのオフリーク電流によっては、参照信号ＲＡＭＰの電位の変化が開始する前にノードＦＢＩＮの電位上昇が始まってしまう場合がある。特に、スイッチトランジスタのオフリーク電流よりも、Ｐ型トランジスタＭＰ４，ＭＰ５のパスに流れるオフリーク電流とＰ型トランジスタＭＰ３に流れるオフリーク電流との和が大きい比較器において、このような現象が起こりうる。その結果、参照信号ＲＡＭＰの電位の変化が開始する前に入力信号に正帰還がかかってノードＯＵＴの電位が反転してしまうと、参照信号ＲＡＭＰの電位が変化する期間（ＡＤ変換期間）にメモリ５２がカウント値を取り込めなくなってしまう。より詳細には、カウント開始前のカウント初期値をメモリ５２が取り込んでしまい、大きなＡＤ変換誤差が生じることになる。
この点、本実施形態の比較器３２においては、比較回路３４の出力段に電流源３８を用いた増幅部を適用することでノードＦＢＩＮと基準電圧ノードとの間に電流パスが設けられるため、当該期間におけるノードＦＢＩＮの電位は基準電圧に近いレベルで安定する。これにより、Ｐ型トランジスタＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５に流れるオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制し、ＡＤ変換誤差を低減することができる。
増幅部３４ｂの負荷素子としては、前述のように、図４（ａ）や図４（ｂ）に示した構成の電流源３８を適用可能である。この場合、Ｎ型トランジスタＭＮ６のゲートに供給するバイアス電圧ＶＢ（ゲート－ソース間電圧Ｖｇｓ）は、オフリーク電流のばらつきの影響が生じないように、Ｎ型トランジスタＭＮ６の閾値電圧よりも大きい値に設定する。
また、電流源３８のような能動負荷を用いた場合のみならず、図４（ｃ）に示した抵抗素子Ｒ１のような受動負荷を用いた場合においても、比較器３２の誤動作を抑制することができる。例えば、Ｐ型トランジスタＭＰ４，ＭＰ５のパスに流れるサブスレショルド電流とＰ型トランジスタＭＰ３に流れるサブスレショルド電流との和が１ｎＡであり、抵抗素子Ｒ１の抵抗値が１ＭΩであった場合を想定する。この場合のノードＦＢＩＮの電位は１ｍＶであり、Ｎ型トランジスタＭＮ３がオンになって出力に正帰還がかかることで誤動作を生じることはない。
ただし、省面積化の観点や正帰還回路４０間の干渉を抑制してＡＤ変換誤差を低減する観点からは、増幅部３４ｂの負荷素子としては、抵抗素子よりも電流源負荷が好ましい。
増幅部３４ｂの負荷素子として図４（ｃ）に示すような抵抗素子Ｒ１を用いた場合、ノードＦＢＩＮがＨレベルになる期間（例えば図５の時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間）に、電源電圧ＶＤＤと抵抗素子Ｒ１の抵抗値で決まる電流が抵抗素子Ｒ１に流れ込む。そのため、例えば電源電圧ＶＤＤが１Ｖや３Ｖのときに抵抗素子Ｒ１に流れる電流値を１０μＡに抑えようとすると、抵抗素子Ｒ１には１００ｋΩや３００ｋΩといった大きな抵抗値が必要であり、省面積化の観点から不利である。
また、抵抗素子Ｒ１のために十分な面積を確保できない等の理由から抵抗値の小さい抵抗素子Ｒ１を用いた場合には、時刻ｔ４以後の電流変動が大きくなり、正帰還回路間の干渉によるＡＤ変換誤差の増加が懸念される。図１には４列分の列回路として比較回路３４と正帰還回路４０とを各々４つずつ示しているが、実際には数百から数千の列回路を設けるのが通常である。そのため、時刻ｔ４以後の電流変動に伴って、光電変換装置の全体では非常に大きな電流変動が発生することもある。この際、電源電圧ノードや基準電圧ノードには有限のインピーダンスが付随するため、電流変動により、電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤに大きな電位変動が発生し得る。これにより、正帰還回路４０が同時に反転する数に応じて反転のタイミングがずれてしまい、ＡＤ変換結果に大きな誤差を生じる可能性がある。別の言い方をすると、他の正帰還回路４０の反転動作による干渉によって、ＡＤ変換の誤差が非常に大きくなってしまう可能性がある。
また、Ｐ型トランジスタＭＰ４がオンになることにより生じる電流変動に加え、正帰還回路４０の出力信号が反転する際にＰ型トランジスタＭＰ６及びＮ型トランジスタＭＮ３に流れる貫通電流も、電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの電位変動の要因となる。図４（ｂ）に示す電流源３８の構成は、これら電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの電位変動に起因する電流変動を抑制する観点から特に好ましい。電流源３８をこのように構成することで、正帰還回路４０の反転動作に起因して基準電圧ＧＮＤが仮に変動したとしても、Ｎ型トランジスタＭＮ６のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓを一定に保つことができ、電流Ｉが変動するのを抑制することが可能となる。また、スイッチＳＷ２をオフにすることで、不使用時の消費電力を低減することができる。図４（ｃ）の回路構成は、電流源３８のみならず、電流源１８、テール電流源３６、後述する実施形態において説明する電流源４２，４４にも適用可能である。
図３に示す比較器３２の回路構成には、ノードＦＢＩＮのインピーダンスを低減する作用もあり、それによる比較器３２の誤動作の抑制、ひいてはＡＤ変換誤差を低減する効果もある。
前述のような電流源３８の代わりにスイッチトランジスタを設ける構成では、制御信号ＩＮＩがＬレベルになる期間（時刻ｔ１から時刻ｔ５及び時刻ｔ６以降）において、ノードＦＢＩＮはＬレベルで且つフローティング状態となる。フローティング状態はハイインピーダンス状態であるため、前述のような電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの電位変動が生じると、ノードＦＢＩＮの電位は容易に変動してしまう。そのため、他の正帰還回路４０の反転動作による干渉によって、ＡＤ変換の誤差が非常に大きくなってしまう可能性がある。また、場合によってはノードＦＢＩＮが変動した際にトランジスタＭＰ４が一瞬オン状態になって入力に正帰還がかかり、誤動作が生じる可能性もある。
この点、図３に示す比較器３２の回路構成においては、増幅部３４ｂの負荷として電流源３８や抵抗素子Ｒ１を設けているため、ノードＦＢＩＮがハイインピーダンス状態になることを防ぐことができる。これにより、ノードＦＢＩＮの電位変動を抑制し、ＡＤ変換誤差を低減することができる。
なお、ノードＦＢＩＮのインピーダンス低減の観点からは、図４（ａ）及び図４（ｂ）におけるバイアス電圧ＶＢは、必ずしも閾値電圧以上である必要はなく、基準電圧と閾値電圧との間の電圧であってもよい。この場合にも、ノードＦＢＩＮのインピーダンスを低減することによるＡＤ変換誤差の低減効果を得ることができる。また、電流源３８に流れる電流Ｉを抑制することによる消費電力低減の効果も期待できる。ただし、ＡＤ変換誤差をより低減する観点からは、前述のように、バイアス電圧ＶＢは閾値電圧以上に設定することが望ましい。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態による光電変換装置について、図６及び図７を用いて説明する。第１実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。図６及び図７は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。
本実施形態では、比較器３２に接続される基準電圧パッドへの配線の引き回し例を説明する。ここでは第１実施形態の回路構成を想定して説明を行うが、後述する他の実施形態の回路構成においても同様に適用可能である。
図６及び図７において、基準電圧パッド９０（ＧＮＤパッド）は、基準電圧ノードに接続されるパッド電極である。電源電圧パッド９２（ＶＤＤパッド）は、電源電圧ノードに接続されるパッド電極である。パッド電極は、光電変換装置１００の外部の配線を光電変換装置１００に接続するための電極である。
図６に示す構成例では、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して基準電圧パッド９０に接続している。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して電源電圧パッド９２に接続している。このように構成することで、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制し、ＡＤ変換誤差を更に低減することができる。
図７に示す構成例では更に、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して別々の基準電圧パッド９０ａ，９０ｂに接続している。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して別々の電源電圧パッド９２ａ，９２ｂに接続している。このように構成することで、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制し、ＡＤ変換誤差を更に低減することができる。
図７の構成例では電源電圧パッド９２ａ，９２ｂを分けているため、比較回路３４に配された電源電圧ノードに供給する電源電圧と正帰還回路４０に供給する電源電圧とを変えることも可能である。例えば、正帰還回路４０に供給する電源電圧は、正帰還回路４０に供給する電源電圧と同等以上に設定することができる。
なお、図７の構成例では、Ｐ型トランジスタＭＰ５のソース及びＰ型トランジスタＭＰ６のソースの双方を電源電圧パッド９２ａ及び配線９６ａから分離する構成としているが、いずれか一方を電源電圧パッド９２ａ及び配線９６ａから分離する構成としてもよい。このように構成する場合においても、図７の構成例と比較すると効果は低下するが、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制することができる。
このように、本実施形態によれば、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制し、ＡＤ変換誤差を更に低減することができる。また、第１実施形態と同様に、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第３実施形態］
本発明の第３実施形態による光電変換装置について、図８乃至図１１を用いて説明する。第１及び第２実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。
これまでの実施形態においては、比較器３２として、比較回路３４の非反転入力端子に信号ＳＩＧを入力し、比較回路３４の反転入力端子に参照信号ＲＡＭＰを入力する構成を説明したが、比較器３２の構成はこれに限定されるものではない。本実施形態では、他の構成の比較器３２を有する光電変換装置として、比較回路３４の反転入力端子に信号ＳＩＧを入力し、比較回路３４の非反転入力端子に参照信号ＲＡＭＰを入力する構成の一例を説明する。
図８は、本実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。本実施形態による光電変換装置１００の概略構成は、図８に示すように、出力線１６が比較回路３４の反転入力端子に接続され、参照信号線４８ａが比較回路３４の非反転入力端子に接続されているほかは、これまでの実施形態と同様である。
図９は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。本実施形態の比較器３２においては、非反転入力端子への入力信号と反転入力端子への入力信号とを入れ替えることに対応して、Ｐ型トランジスタＭＰ４及びＰ型トランジスタＭＰ５を、Ｎ型トランジスタＭＮ４及びＮ型トランジスタＭＮ５に置き換えている。すなわち、Ｎ型トランジスタＭＮ４，ＭＮ５は、正帰還回路４０の帰還部を構成している。
Ｎ型トランジスタＭＮ５のドレインは、正帰還回路４０の入力ノード（ノードＦＢＩＮ）に接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ５のソースは、Ｎ型トランジスタＭＮ４のドレインに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ４のソースは、基準電圧ノードに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ４のゲートは、Ｐ型トランジスタＭＰ６のドレインとＮ型トランジスタＭＮ３のドレインとの間の接続ノードに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ５は、制御回路８０から供給される制御信号ＩＮＩによって制御される。
図１０は、本実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。図１０には、制御信号ＩＮＩ、参照信号ＲＡＭＰ、出力線１６の信号ＳＩＧ、ノードＦＢＩＮの電位及びノードＯＵＴの電位を示している。
時刻ｔ０よりも前の期間において、制御信号ＩＮＩはＨレベルであるものとする。また、出力線１６には、信号ＳＩＧとして画素１２のリセットレベルに応じた信号（ノイズ信号）が出力されているものとする。また、電位レベルの変化を開始する前の参照信号ＲＡＭＰの基準レベルは、画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧのレベルよりも高いものとする。
まず、時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＨレベルからＬレベルへと制御する。これにより、Ｎ型トランジスタＭＮ５がオフになる。また、同じく時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間において、参照信号ＲＡＭＰのレベルは信号ＳＩＧのレベルよりも高い状態となっており、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位は電源電圧に近いレベルであり、Ｐ型トランジスタＭＰ３はオフになっている。これにより、比較回路３４の出力ノードであり正帰還回路４０の入力ノードでもあるノードＦＢＩＮの電位は、Ｈレベルとなる。
続く時刻ｔ２において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化を開始する。参照信号生成回路４８は、例えば、時間の経過とともに電位が徐々に低下していくランプ波形の参照信号ＲＡＭＰを出力する。また、カウンタ回路５４は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化の開始に同期してカウントを開始し、カウント値を示すカウント信号をカウント信号線５４ａに出力する。
続く時刻ｔ３において、参照信号ＲＡＭＰのレベルが画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧのレベルを下回ったとする。すると、時刻ｔ３から、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位が徐々に上がり始め、これにより、ノードＦＢＩＮの電位が徐々に下がり始める。また、ノードＦＢＩＮに接続されるＰ型トランジスタＭＰ６のゲート及びＮ型トランジスタＭＮ３のゲートの電位が徐々に上がり始めることで、ノードＯＵＴの電位が徐々に上がり始める。
これにより、続く時刻ｔ４において、Ｎ型トランジスタＭＮ４がオンになったものとする。すると、Ｎ型トランジスタＭＮ４がオン状態になり、ノードＦＢＩＮと基準電圧ノードとが接続されることで、ノードＦＢＩＮの電位に正帰還がかかり、ノードＦＢＩＮの電位が急速に低下する。その結果、ノードＯＵＴの電位は急速に増加する。
パルス生成器４６は、ノードＯＵＴの電位の急激な変化を受け、１ショットのパルスを生成してメモリ５２に出力する。メモリ５２は、パルス生成器４６からパルスを受け取ったタイミングにおいてカウンタ回路５４から出力されているカウント信号が示すカウント値を、画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧ、すなわちノイズ信号のデジタルデータとして保持する。
続く時刻ｔ５において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルを基準レベルにリセットする。これにより、参照信号ＲＡＭＰのレベルは信号ＳＩＧのレベルよりも高い状態に戻り、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位は電源電圧に近いレベルとなり、Ｐ型トランジスタＭＰ３はオフになる。また、時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＨレベルからＬレベルへと制御する。これにより、Ｎ型トランジスタＭＮ５がオフになる。これにより、比較回路３４の出力ノードであり正帰還回路４０の入力ノードでもあるノードＦＢＩＮの電位は、Ｈレベルとなる。
続く時刻ｔ７において、読み出し対象の画素１２の信号電荷が浮遊拡散部ＦＤに転送されることにより、信号ＳＩＧとして信号電荷の量に応じた信号（光信号）が出力され、出力線１６の信号ＳＩＧのレベルが低下したものとする。
続く時刻ｔ８において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化を開始する。また、カウンタ回路５４は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化の開始に同期して新たにカウントを開始し、カウント値を示すカウント信号をカウント信号線５４ａに出力する。
続く時刻ｔ９において、参照信号ＲＡＭＰのレベルが信号電荷の量に応じた信号ＳＩＧのレベルを下回ったとする。すると、時刻ｔ９から、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位が徐々に上がり始め、これにより、ノードＦＢＩＮの電位が徐々に下がり始める。また、ノードＦＢＩＮに接続されるＰ型トランジスタＭＰ６のゲート及びＮ型トランジスタＭＮ３のゲートの電位が徐々に上がり始めることで、ノードＯＵＴの電位が徐々に上がり始める。
これにより、続く時刻ｔ１０において、Ｎ型トランジスタＭＮ４がオンになったものとする。すると、Ｎ型トランジスタＭＮ４がオン状態になり、ノードＦＢＩＮと基準電圧ノードとが接続されることで、ノードＦＢＩＮの電位に正帰還がかかり、ノードＦＢＩＮの電位が急速に低下する。その結果、ノードＯＵＴの電位は急速に増加する。
パルス生成器４６は、ノードＯＵＴの電位の急激な変化を受け、１ショットのパルスを生成してメモリ５２に出力する。メモリ５２は、パルス生成器４６からパルスを受け取ったタイミングにおいてカウンタ回路５４から出力されているカウント信号が示すカウント値を、信号電荷の量に応じた信号ＳＩＧ、すなわち光信号のデジタルデータとして保持する。
本実施形態の比較器３２においても第２実施形態と同様、図１１に示すように、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して別々の基準電圧パッド９０ａ，９０ｂに接続してもよい。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して別々の電源電圧パッド９２ａ，９２ｂに接続してもよい。このように構成することで、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制し、ＡＤ変換誤差を更に低減することができる。
なお、図１１の構成例ではＮ型トランジスタＭＮ５のソース及びＮ型トランジスタＭＮ３のソースの双方を基準電圧パッド９０ａ及び配線９４ａから分離する構成としているが、いずれか一方を基準電圧パッド９０ａ及び配線９４ａから分離する構成としてもよい。このように構成する場合においても、図１１の構成例と比較すると効果は低下するが、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制することができる。
また、図６に示す構成例と同様に、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して同じ基準電圧パッド９０に接続するように構成してもよい。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して同じ電源電圧パッド９２に接続してもよい。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。また、第１実施形態と同様に、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第４実施形態］
本発明の第４実施形態による光電変換装置について、図１２乃至図１４を用いて説明する。第１乃至第３実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。図１２及び図１４は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。図１３は、本実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。
本実施形態による光電変換装置は、比較器３２の構成が異なるほかは、第３実施形態による光電変換装置と同様である。すなわち、本実施形態による光電変換装置の比較器３２は、図１２に示すように、比較回路３４が、Ｐ型トランジスタＭＰ７と電流源４２とを更に有している。Ｐ型トランジスタＭＰ７のソースは、電源電圧ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ７のドレインと基準電圧ノードとの間には、電流源４２が接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ７のゲートは、ノードＦＢＩＮに接続されている。電流源３８と電流源４２とは、およそ等しい電流値に設定されている。その他の点は、第３実施形態の比較器３２と同様である。
本実施形態の比較器３２では、図１３に示すように、ノードＦＢＩＮの電位がＨレベルからＬレベルに遷移する際に、電流源３８を構成するＮ型トランジスタＭＮ６のドレイン－ソース間電圧がおよそ０Ｖになり、電流源３８の電流Ｉ１が流れなくなる。その一方、ノードＦＢＩＮの電位がＨレベルからＬレベルに遷移することで、Ｐ型トランジスタＭＰ７がオンになり、電流源４２の電流Ｉ２が電源電圧ノードから基準電圧ノードへと流れるようになる。つまり、ノードＦＢＩＮの電位がＨレベルからＬレベルに遷移する際に、電流源３８に電流Ｉ１が流れなくなる代わりに、電流源４２に電流Ｉ２が流れるようになる。したがって、電流源３８と電流源４２とをおよそ等しい電流値に設定しておくことで、電流源３８及び電流源４２の電流変動は、互いに相殺或いは低減される。これにより、電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの電位変動を抑制し、ＡＤ変換誤差を低減することができる。
本実施形態の比較器３２においても第２実施形態と同様、図１４に示すように、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して別々の基準電圧パッド９０ａ，９０ｂに接続してもよい。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して別々の電源電圧パッド９２ａ，９２ｂに接続してもよい。このように構成することで、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制し、ＡＤ変換誤差を更に低減することができる。
なお、図１４の構成例ではＮ型トランジスタＭＮ５のソース及びＮ型トランジスタＭＮ３のソースの双方を基準電圧パッド９０ａ及び配線９４ａから分離する構成としているが、いずれか一方を基準電圧パッド９０ａ及び配線９４ａから分離する構成としてもよい。このように構成する場合においても、図１４の構成例と比較すると効果は低下するが、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制することができる。
また、図６に示す構成例と同様に、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して同じ基準電圧パッド９０に接続するように構成してもよい。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して同じ電源電圧パッド９２に接続してもよい。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。また、第１実施形態と同様に、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
なお、本実施形態では比較回路３４の出力段にＰ型トランジスタＭＰ７と電流源４２とを含む増幅部を設けているが、ノードＦＢＩＮのレベルを制限するクリップ回路を設けるようにしてもよい。
［第５実施形態］
本発明の第５実施形態による光電変換装置について、図１５乃至図１８を用いて説明する。第１乃至第４実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。図１５乃至図１８は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。
本実施形態による光電変換装置は、比較器３２の構成が異なるほかは、第１乃至第４実施形態による光電変換装置と同様である。すなわち、本実施形態による光電変換装置の比較器３２は、図１５に示すように、第４実施形態の比較器３２において、正帰還回路４０のＣＭＯＳインバータの代わりに、Ｐ型トランジスタＭＰ８と電流源４４とを含む増幅部を有している。すなわち、第５実施形態の正帰還回路４０は、Ｐ型トランジスタＭＰ８及び電流源４４を含む増幅部と、Ｎ型トランジスタＭＮ４，ＭＮ５を含む正帰還部と、により構成されている。正帰還回路４０の出力ノード（ノードＯＵＴ）は、正帰還回路４０の入力ノード（ノードＦＢＩＮ）と同じノードに接続されている。
正帰還回路４０をＣＭＯＳインバータ等の論理ゲートを用いて構成した場合、入出力の信号レベルが遷移する際に、電源電圧ノードから基準電圧ノードに向かって貫通電流が流れ得る。この貫通電流は、典型的には、半値幅が数ｎｓでピーク値が数十μＡ程度にもなる。図１及び図８には４列分の列回路として比較回路３４と正帰還回路４０とを各々４つずつ示しているが、実際には数百から数千の列回路を設けるのが通常であり、正帰還回路４０の反転動作に伴って非常に大きな貫通電流が発生することになる。
この際、電源電圧ノードや基準電圧ノードには有限のインピーダンスが付随するため、大きな貫通電流により、電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤに大きな電位変動が発生し得る。これにより、正帰還回路４０が同時に反転する数に応じて反転のタイミングがずれてしまい、ＡＤ変換結果に大きな誤差を生じる可能性がある。別の言い方をすると、他の正帰還回路４０の反転動作による干渉によって、ＡＤ変換の誤差が非常に大きくなってしまう可能性がある。
この点、本実施形態においては、正帰還回路４０に電流源負荷（電流源４４）を用いた増幅器を用いることで、電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの電位変動を抑制している。図１３の時刻ｔ４においてノードＦＢＩＮの電位が低下することにより、Ｐ型トランジスタＭＰ８はオフ状態から電流源４４の電流を流すオン状態へと遷移するが、電流源４４の電流値は典型的には数百ｎＡ～数μＡ程度である。したがって、論理ゲートを用いて正帰還回路を構成する場合と比較して、電流のピーク値を１桁から２桁程度、低減することが可能となる。したがって、本実施形態の比較器３２の構成によれば、正帰還回路４０同士の干渉を抑制し、ＡＤ変換誤差を低減することができる。
本実施形態の比較器３２においても第２実施形態と同様、図１６に示すように、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して別々の基準電圧パッド９０ａ，９０ｂに接続してもよい。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して別々の電源電圧パッド９２ａ，９２ｂに接続してもよい。このように構成することで、正帰還回路４０における反転動作に起因する電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの変動が比較回路３４へ及ぼす影響を抑制し、ＡＤ変換誤差を更に低減することができる。
また、図６に示す構成例と同様に、比較回路３４に配された基準電圧ノードと正帰還回路４０に配された基準ノードとを、別々の配線９４ａ，９４ｂを介して同じ基準電圧パッド９０に接続するように構成してもよい。また、比較回路３４に配された電源電圧ノードと正帰還回路４０に配された電源電圧ノードとを、別々の配線９６ａ，９６ｂを介して同じ電源電圧パッド９２に接続してもよい。
本実施形態の比較器３２においては、Ｐ型トランジスタＭＰ８と電流源４４とを用いた増幅器を使用していることにより、正帰還回路４０の反転動作による電源電圧ＶＤＤ及び基準電圧ＧＮＤの変動を抑制している。したがって、例えば図１７に示すように、比較回路３４と正帰還回路４０とにおいて共通の基準電圧パッド９０を用いるように構成してもよい。また、比較回路３４と正帰還回路４０とにおいて共通の電源電圧パッド９２を用いるように構成してもよい。このように構成することで、パッド数を削減することが可能である。或いは、例えば図１８に示すように、Ｎ型トランジスタＭＮ４のソースに接続される基準電圧ノードに接続される基準電圧パッド９０ｂと、比較回路３４及び正帰還回路４０に配された他の基準電圧ノードに接続される基準電圧パッド９０ｂとを分けてもよい。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第６実施形態］
本発明の第６実施形態による光電変換装置について、図１９を用いて説明する。第１乃至第５実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。図１９は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。
本実施形態による光電変換装置は、比較器３２の構成が異なるほかは、第１乃至第５実施形態による光電変換装置と同様である。すなわち、本実施形態による光電変換装置の比較器３２は、図１９に示すように、正帰還回路４０が、第５実施形態の正帰還回路４０に対して、Ｐ型トランジスタＭＰ９，ＭＰ１０を更に有している。Ｐ型トランジスタＭＰ９は、Ｐ型トランジスタＭＰ７及び電流源４２とともに、比較回路３４の増幅部を構成している。また、Ｐ型トランジスタＭＰ１０は、Ｐ型トランジスタＭＰ８及び電流源４４とともに、正帰還回路４０の増幅部を構成している。
Ｐ型トランジスタＭＰ９は、Ｐ型トランジスタＭＰ７のソースと電源電圧ノードとの間に接続されている。すなわち、Ｐ型トランジスタＭＰ９のソースは、電源電圧ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ９のゲート及びドレインは、Ｐ型トランジスタＭＰ７のソースに接続されている。また、Ｐ型トランジスタＭＰ１０は、Ｐ型トランジスタＭＰ８のソースと電源電圧ノードとの間に接続されている。すなわち、Ｐ型トランジスタＭＰ１０のソースは、電源電圧ノードに接続されている。Ｐ型トランジスタＭＰ１０のゲート及びドレインは、Ｐ型トランジスタＭＰ８のソースに接続されている。
Ｐ型トランジスタＭＰ７と電源電圧ノードとの間にＰ型トランジスタＭＰ９を設けることで、Ｐ型トランジスタＭＰ９のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓの分だけＰ型トランジスタＭＰ７のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが下がる。同様に、Ｐ型トランジスタＭＰ８と電源電圧ノードとの間にＰ型トランジスタＭＰ１０を設けることで、Ｐ型トランジスタＭＰ１０のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓの分だけＰ型トランジスタＭＰ８のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが下がる。これにより、ノードＦＢＩＮがＨレベルに遷移した後におけるＰ型トランジスタＭＰ７，ＭＰ８のオフリーク電流を低減することができ、消費電力を低減することができる。また、Ｐ型トランジスタＭＰ７，ＭＰ８のオフリーク電流が低減されることで、電流源３８と電流源４２との間の電流相殺の関係が崩れるのを抑制することができる。その結果、電源電圧ＶＤＤや基準電圧ＧＮＤの電位変動を更に抑制し、ＡＤ変換誤差を低減することができる。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第７実施形態］
本発明の第７実施形態による光電変換装置について、図２０及び図２１を用いて説明する。第１乃至第６実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。
図２０は、本実施形態による光電変換装置における比較器の構成例を示す回路図である。本実施形態による光電変換装置は、比較回路３４の構成が異なるほかは、第６実施形態による光電変換装置と同様である。
すなわち、本実施形態の光電変換装置における比較回路３４は、図２０に示すように、第６実施形態の比較回路３４に対して、スイッチＳＷ４，ＳＷ５と、クランプ容量Ｃ１，Ｃ２と、を更に有している。スイッチＳＷ４は、Ｎ型トランジスタＭＮ１のゲートとドレインとの間に接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ１のゲートには、クランプ容量Ｃ１を介して信号ＳＩＧが供給される。スイッチＳＷ５は、Ｎ型トランジスタＭＮ２のゲートとドレインとの間に接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ２のゲートには、クランプ容量Ｃ２を介して参照信号ＲＡＭＰが供給される。スイッチＳＷ４，ＳＷ５は、制御回路８０から供給される制御信号ＦＢ１によって接続状態（導通・非導通）が制御されるスイッチである。
また、本実施形態の光電変換装置における比較回路３４の電流源３８は、図２０に示すように、Ｎ型トランジスタＭＮ７と、バイアスホールド容量Ｃｂｈと、スイッチＳＷ６と、を有する。Ｎ型トランジスタＭＮ７のドレインは、Ｐ型トランジスタＭＰ３のドレインに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ７のソースは、基準電圧ノードに接続されている。Ｎ型トランジスタＭＮ７のゲートは、バイアスホールド容量Ｃｂｈの一方の電極に接続されている。バイアスホールド容量Ｃｂｈの他方の電極は、基準電圧ノードに接続されている。また、Ｎ型トランジスタＭＮ７のゲートと、Ｎ型トランジスタＭＮ７のドレインとＰ型トランジスタＭＰ３のドレインとの間の接続ノードと、の間には、スイッチＳＷ６が接続されている。スイッチＳＷ６は、制御回路８０から供給される制御信号ＦＢ２によって接続状態（導通・非導通）が制御されるスイッチである。
比較回路３４をこのように構成することで、比較回路３４にオフセットキャンセル機能を持たせることができる。
図２１は、本実施形態による光電変換装置における比較器の動作を示すタイミング図である。図２１には、制御信号ＦＢ２，ＦＢ１，ＩＮＩ、参照信号ＲＡＭＰ、出力線１６の信号ＳＩＧ及びノードＦＢＩＮ（ノードＯＵＴ）の電位を示している。
時刻ｔ０よりも前の期間において、制御信号ＦＢ２，ＦＢ１はＬレベル、制御信号ＩＮＩはＨレベルであるものとする。また、出力線１６には、信号ＳＩＧとして画素１２のリセットレベルに応じた信号（ノイズ信号）が出力されているものとする。
まず、時刻ｔ０において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＨレベルからＬレベルへと制御とし、Ｎ型トランジスタＭＮ５をオフにする。また、同じく時刻ｔ０において、制御回路８０は、制御信号ＦＢ１，ＦＢ２をＬレベルからＨレベルへと制御し、スイッチＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオンにする。これにより、Ｐ型トランジスタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３のサイズが総て等しい場合、テール電流源３６の電流値の半分に等しい電流値の電流がＰ型トランジスタＭＰ３に流れる。その結果、その電流量に対応するＰ型トランジスタＭＰ３のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓが、バイアスホールド容量Ｃｂｈに保持される。また、クランプ容量Ｃ１，Ｃ２には、信号ＳＩＧ及び参照信号ＲＡＭＰの基準となる電位がクランプされる。
続く時刻ｔ１において、制御回路８０は、制御信号ＦＢ２をＨレベルからＬレベルへと制御する。これにより、スイッチＳＷ６はオン状態からオフ状態に遷移する。
続く時刻ｔ２において、制御回路８０は、制御信号ＦＢ１をＨレベルからＬレベルへと制御する。これにより、スイッチＳＷ４，ＳＷ５はオン状態からオフ状態に遷移する。
続く時刻ｔ３において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位を所定の電圧だけ増加する。これにより、ノードＦＢＩＮの電位が徐々に増加していく。ノードＦＢＩＮの電位が増加することにより、Ｐ型トランジスタＭＰ７，ＭＰ８は時刻ｔ４においてオン状態からオフ状態に遷移するものとする。
次いで、Ｐ型トランジスタＭＰ７，ＭＰ８がオフになる時刻ｔ４において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＬレベルからＨレベルへと遷移し、Ｎ型トランジスタＭＮ５をオンにする。
続く時刻ｔ５において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化を開始する。参照信号生成回路４８は、例えば、時間の経過とともに電位が徐々に低下していくランプ波形の参照信号ＲＡＭＰを出力する。また、カウンタ回路５４は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルの変化の開始に同期してカウントを開始し、カウント値を示すカウント信号をカウント信号線５４ａに出力する。
続く時刻ｔ６において、参照信号ＲＡＭＰのレベルが画素１２のリセットレベルに応じた信号ＳＩＧのレベルを下回ったとする。すると、時刻ｔ６から、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位が徐々に上がり始め、これにより、ノードＦＢＩＮの電位が徐々に下がり始める。
本実施形態においては、クランプ動作を行っていることにより、Ｎ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２等の閾値ばらつき（比較回路３４のオフセット）によらず、参照信号ＲＡＭＰが時刻ｔ３以前と同じレベルになる時刻ｔ６から比較回路３４の反転動作が始まる。すなわち、本実施形態の比較器３２を用いることで、比較回路３４のオフセットによる影響をキャンセルすることができる。
続く時刻ｔ６以降の動作については図１３を用いて説明した第４実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
なお、テール電流源３６の電流がトランジスタのサブスレショルド電流であり、例えば１０ｎＡであった場合、時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間においてＰ型トランジスタＭＰ３に流れる電流は、５ｎＡ程度となる。そして、バイアスホールド容量Ｃｂｈに保持されるＮ型トランジスタＭＮ７のゲート－ソース間電圧Ｖｇｓは、５ｎＡの電流値に応じた閾値電圧以下の電位となる。ここで、テール電流源３６の電流はサブスレショルド電流でありばらつきが生じやすいが、本実施形態ではばらつきを含めた電流値に応じた電圧をバイアスホールド容量Ｃｂｈに保持するため、ばらつきの影響が顕在化しにくい。したがって、テール電流源３６の電流値のばらつきの影響による比較回路３４の反転タイミングのばらつき等を抑制することができる。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第８実施形態］
本発明の第８実施形態による光電変換装置について、図２２及び図２３を用いて説明する。第１乃至第７実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。図２２及び図２３は、本実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。
第１乃至第７実施形態では、各列に１本の出力線１６を配置して行単位で画素信号を読み出す構成の光電変換装置を示したが、各列に複数本の出力線１６を配置して複数行の画素信号を同時に読み出す構成を適用することも可能である。本実施形態では、各列に複数本の出力線１６を配置して複数行の画素信号を同時に読み出すことが可能な光電変換装置を説明する。
本実施形態による光電変換装置１００では、図２２及び図２３に示すように、画素アレイ部１０の各列に２本の出力線１６ａ，１６ｂを配置し、出力線１６ａに接続される画素１２と出力線１６ｂに接続される画素１２とを行毎に分けている。なお、図２２及び図２３においては、図面の簡略化のため、水平走査回路６０は省略している。
図２２に示す構成例では、出力線１６ａ，１６ｂに対応して、ＡＤ変換回路部３０、メモリ部５０及び出力回路７０により構成される読み出し回路を２系統設けている。すなわち、出力線１６ａに接続される読み出し回路は、ＡＤ変換回路部３０ａ、メモリ部５０ａ及び出力回路７０ａにより構成されている。また、出力線１６ｂに接続される読み出し回路は、ＡＤ変換回路部３０ｂ、メモリ部５０ｂ及び出力回路７０ｂにより構成されている。読み出し回路を２系統設けることにより、画素アレイ部１０の画素１２の画素信号を２行分同時に読み出すことが可能であり、高速の読み出し動作を実現することができる。なお、図２２に示す構成例では画素アレイ部１０の一方の側に２系統の読み出し回路を配置しているが、画素アレイ部１０を挟むように２系統の読み出し回路を配置してもよい。
図２３に示す構成例は、回路上は、図２２に示す構成例と同様である。図２３に示す構成例が図２２に示す構成例と異なる点は、異なる系統の読み出し回路に属する同じ機能の回路ブロック同士を近接配置していることである。すなわち、出力線１６ａに接続される読み出し回路の比較回路３４と、出力線１６ｂに接続される読み出し回路の比較回路３４とが、近接配置されている。また、出力線１６ａに接続される読み出し回路の正帰還回路４０と、出力線１６ｂに接続される読み出し回路の正帰還回路４０とが、近接配置されている。また、出力線１６ａに接続される読み出し回路のパルス生成器４６と、出力線１６ｂに接続される読み出し回路のパルス生成器４６とが、近接配置されている。また、出力線１６ａに接続される読み出し回路のメモリ５２と、出力線１６ｂに接続される読み出し回路のメモリ５２とが、近接配置されている。近接配置する回路ブロックは、必ずしも読み出し回路を構成する総ての回路ブロックである必要はなく、一部の回路ブロックのみであってもよい。特に、比較回路３４及び正帰還回路４０はＡＤ変換誤差への影響が大きいため、近接配置することが望ましい。このようにして同じ機能の回路ブロック同士を近接配置することで、これらの間の相対精度を高めることができ、読み出し回路が異なることに起因するＡＤ変換誤差を低減することができる。
なお、図２３には同じ機能の回路ブロック同士を近接配置する例を示しているが、同じ機能の回路ブロックを回路要素単位、例えばトランジスタ単位で近接配置すると更に好ましい。このように構成することで、素子特性の面内ばらつきに起因した回路特性のばらつきを抑制し、同じ機能の回路ブロック間の相対精度を更に高めることができる。
また、図２２及び図２３の構成例では画素アレイ部１０の各列に２本の出力線１６ａ，１６ｂを配置しているが、画素アレイ部１０の各列に３本以上の出力線１６を配置し、３行以上を同時に読み出すことが可能な構成としてもよい。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器３２の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
［第９実施形態］
本発明の第９実施形態による光電変換装置について、図２４乃至図２６を用いて説明する。第１乃至第８実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。
図２４は、本実施形態による光電変換装置の概略構成を示すブロック図である。本実施形態による光電変換装置１００は、第１実施形態の画素１２及び比較器３２に対応する回路ユニットを１つの画素ユニット２２として、この画素ユニット２２を画素アレイ部１０に複数の行及び複数の列に渡ってマトリクス状に配したものである。
画素アレイ部１０の各行には、第１の方向（図２４において横方向）に延在して、制御線１４が配されている。制御線１４の各々は、第１の方向に並ぶ画素ユニット２２にそれぞれ接続され、これら画素ユニット２２に共通の信号線をなしている。
画素ユニット２２の出力ノードは、正帰還回路４０のノードＯＵＴに対応し、列毎に出力線１６に接続されている。各列の出力線１６は、対応する列のパルス生成器４６に接続されている。パルス生成器４６以降の回路構成は、これまでの実施形態と同様である。
画素アレイ部１０に配された複数の画素ユニット２２には、制御回路８０から制御線８０ａを介して制御信号ＩＮＩが供給される。また、画素アレイ部１０に配された複数の画素ユニット２２には、参照信号生成回路４８から参照信号線４８ａを介して参照信号ＲＡＭＰが供給される。
図２５は、本実施形態による光電変換装置における画素ユニットの構成例を示す回路図である。画素ユニット２２の各々は、図２５に示すように、画素１２と、比較回路３４と、正帰還回路４０と、を有する。
画素１２は、例えば図２５に示すように、光電変換部ＰＤと、転送トランジスタＭ１と、リセットトランジスタＭ２と、オーバーフロートランジスタＭ５と、により構成され得る。
光電変換部ＰＤは、例えばフォトダイオードであり、アノードが基準電圧ノードに接続され、カソードが転送トランジスタＭ１のソース及びオーバーフロートランジスタＭ５のソースに接続されている。転送トランジスタＭ１のドレインは、リセットトランジスタＭ２のソースに接続されている。転送トランジスタＭ１のドレインとリセットトランジスタＭ２のソースとの接続ノードは、浮遊拡散部ＦＤである。浮遊拡散部ＦＤは、画素１２の出力ノードに対応し、比較回路３４の非反転入力端子であるＮ型トランジスタＭＮ２のゲートに接続されている。リセットトランジスタＭ２のドレインは、Ｐ型トランジスタＭＰ２のドレインと、Ｎ型トランジスタＭＮ２のドレインと、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートとの間の接続ノードに接続されている。オーバーフロートランジスタＭ５のドレインは、電源電圧ノードに接続されている。
図２５の回路構成の場合、画素アレイ部１０に配された各行の制御線１４は、信号線ＴＸ，ＲＥＳ，ＯＦＧを含む。信号線ＴＸは、対応する行に属する画素ユニット２２の転送トランジスタＭ１のゲートにそれぞれ接続され、これら画素ユニット２２に共通の信号線をなしている。信号線ＲＥＳは、対応する行に属する画素ユニット２２のリセットトランジスタＭ２のゲートにそれぞれ接続され、これら画素ユニット２２に共通の信号線をなしている。信号線ＯＦＧは、対応する行に属する画素ユニット２２のオーバーフロートランジスタＭ５のゲートにそれぞれ接続され、これら画素ユニット２２に共通の信号線をなしている。
信号線ＴＸには、垂直走査回路２０から、転送トランジスタＭ１を制御するための駆動パルスである制御信号ΦＴＸが供給される。信号線ＲＥＳには、垂直走査回路２０から、リセットトランジスタＭ２を制御するための駆動パルスである制御信号ΦＲＥＳが供給される。信号線ＯＦＧには、垂直走査回路２０から、オーバーフロートランジスタＭ５を制御するための駆動パルスである制御信号ΦＯＦＧが供給される。各トランジスタがＮ型トランジスタで構成される場合、垂直走査回路２０からＨレベルの制御信号が供給されると対応するトランジスタがオンとなる。また、垂直走査回路２０からＬレベルの制御信号が供給されると対応するトランジスタがオフとなる。
なお、画素ユニット２２の比較回路３４及び正帰還回路４０として、図２５には、第１実施形態の比較回路３４及び正帰還回路４０を適用した例を示したが、他の実施形態の比較回路３４及び正帰還回路４０を適用してもよい。また、画素１２の回路構成は、図２５に示すものに限定されるものではない。
図２６は、本実施形態による光電変換装置の動作を示すタイミング図である。図２６には、制御信号ΦＯＦＧ，ΦＲＥＳ，ΦＴＸ，ＩＮＩ及び参照信号ＲＡＭＰを示している。
時刻ｔ１よりも前の期間において、制御信号ΦＯＦＧ，ΦＲＥＳ，ΦＴＸ，ＩＮＩは、Ｌレベルであるものとする。また、参照信号ＲＡＭＰは所定の基準レベルであるものとする。
時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間において、垂直走査回路２０は、読み出し対象の行の制御信号ΦＯＦＧをＬレベルからＨレベルへと制御する。これにより、対応する行に属する画素ユニット２２のオーバーフロートランジスタＭ５がオンになり、光電変換部ＰＤの電荷がリセットされる。制御信号ΦＯＦＧがＨレベルからＬレベルに遷移するタイミングが、光電変換部ＰＤにおける露光期間の開始タイミングとなる。
続く時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間において、垂直走査回路２０は、読み出し対象の行の制御信号ΦＲＥＳをＬレベルからＨレベルへと制御する。これにより、対応する行に属する画素ユニット２２のリセットトランジスタＭ２がオンになり、浮遊拡散部ＦＤの電荷がリセットされる。制御信号ΦＯＦＧがＨレベルからＬレベルに遷移するタイミングが、光電変換部ＰＤにおける露光期間の開始タイミングとなる。
また、時刻ｔ３から時刻ｔ５の期間において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＬレベルからＨレベルへと制御する。これにより、Ｐ型トランジスタＭＰ５がオフになる。また、同じく時刻ｔ０から時刻ｔ１の期間において、参照信号ＲＡＭＰのレベルは信号ＳＩＧのレベルよりも高い状態となっており、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位は電源電圧に近いレベルであり、Ｐ型トランジスタＭＰ３はオフになっている。これにより、比較回路３４の出力ノードであり正帰還回路４０の入力ノードでもあるノードＦＢＩＮの電位は、電流源３８が流す電流によって基準電圧に近い電位まで低下する。
続く時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルを徐々に変化し、画素１２のリセットレベルに応じた信号のＡＤ変換を実施する。
続く時刻ｔ８から時刻ｔ９の期間において、垂直走査回路２０は、読み出し対象の行の制御信号ΦＴＸをＬレベルからＨレベルへと制御する。制御信号ΦＴＸがＨレベルからＬレベルに遷移するタイミングが、光電変換部ＰＤにおける露光期間の終了タイミングとなる。これにより、露光期間の間に光電変換部ＰＤで生成・蓄積された電荷が、浮遊拡散部ＦＤへと転送される。比較回路３４の反転入力端子でもある浮遊拡散部ＦＤは、光電変換部ＰＤから転送された電荷の量に応じた電位に低下する。
また、同じく時刻ｔ８から時刻ｔ９の期間において、制御回路８０は、制御信号ＩＮＩをＬレベルからＨレベルへと制御する。これにより、Ｐ型トランジスタＭＰ５がオフになる。また、同じく時刻ｔ８から時刻ｔ９の期間において、参照信号ＲＡＭＰのレベルは信号ＳＩＧのレベルよりも高い状態となっており、Ｐ型トランジスタＭＰ３のゲートの電位は電源電圧に近いレベルであり、Ｐ型トランジスタＭＰ３はオフになっている。これにより、比較回路３４の出力ノードであり正帰還回路４０の入力ノードでもあるノードＦＢＩＮの電位は、電流源３８が流す電流によって基準電圧に近い電位まで低下する。
続く時刻ｔ１０から時刻ｔ１１の期間において、参照信号生成回路４８は、参照信号ＲＡＭＰの電位レベルを徐々に変化し、信号電荷の量に応じた信号のＡＤ変換を実施する。
なお、図２６には１つの行の制御信号ΦＯＦＧ，ΦＲＥＳ，ΦＴＸのみを示しているが、画素アレイ部１０を構成する複数行のこれら制御信号は、１行毎に駆動してもよいし、複数行同時に駆動してもよい。複数行同時に駆動する場合は、例えば第９実施形態において説明したように、同時に読み出す行数に対応する複数系統の読み出し回路を配置すればよい。或いは、制御信号ΦＴＸについては１行毎に駆動を行い、行毎に時分割で読み出すようにしてもよい。
このように、本実施形態によれば、トランジスタのオフリーク電流のばらつきに起因する比較器の誤動作を抑制することができる。したがって、このような比較器を用いてＡＤ変換回路を構成することにより、ＡＤ変換誤差を低減することができる。また、このようなＡＤ変換回路を用いて光電変換装置を構成することにより、ＡＤ変換誤差の少ない良質の画像を取得することができる。
なお、本実施形態では、画素１２と比較回路３４と正帰還回路４０とにより画素ユニット２２を構成したが、画素ユニット２２は、パルス生成器４６、或いは、パルス生成器４６及びメモリ５２を更に含んでもよい。
［第１０実施形態］
本発明の第１０実施形態による光電変換装置について、図２７を用いて説明する。第１乃至第９実施形態による光電変換装置と同様の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略し或いは簡潔にする。図２７は、本実施形態による光電変換装置の構成例を示す概略図である。
第１乃至第９実施形態において説明した光電変換装置は、１つの基板の上に総ての回路ブロックを配置する構成としてもよいし、複数の基板を積層した積層型として各基板に回路ブロックを作り分ける構成としてもよい。
図２７（ａ）は、画素アレイ部１０を配置した画素基板１１０と、その他の回路ブロックを配置した回路基板１２０とを積層した場合の模式図である。画素基板１１０と回路基板１２０とを別々の基板に配置することで、画素アレイ部１０の面積を犠牲にすることなく光電変換装置の小型化を図ることが可能となる。
図２７（ｂ）は、画素アレイ部１０を配置した画素基板１１０と、その他の回路ブロックを配置した回路基板１２０，１３０とを積層した場合の模式図である。この場合にも、画素アレイ部１０の面積を犠牲にすることなく光電変換装置の小型化を図ることが可能となる。
なお、１つの機能ブロックを構成する回路要素は、必ずしも同じ基板に配置する必要はなく、別々の基板に配置してもよい。例えば、比較回路３４を構成する回路要素のうち、カレントミラーを構成するＰ型トランジスタＭＰ１，ＭＰ２と差動対を構成するＮ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２とを、別々の回路基板に配置してもよい。或いは、カレントミラーを構成するＰ型トランジスタＭＰ１，ＭＰ２を回路基板に配置し、差動対を構成するＮ型トランジスタＭＮ１，ＭＮ２を画素基板に配置してもよい。
［第１１実施形態］
本発明の第１１実施形態による撮像システムについて、図２８を用いて説明する。図２８は、本実施形態による撮像システムの概略構成を示すブロック図である。
上記第１乃至第１０実施形態で述べた光電変換装置１００は、種々の撮像システムに適用可能である。適用可能な撮像システムの例としては、デジタルスチルカメラ、デジタルカムコーダ、監視カメラ、複写機、ファックス、携帯電話、車載カメラ、観測衛星などが挙げられる。また、レンズなどの光学系と撮像装置とを備えるカメラモジュールも、撮像システムに含まれる。図２８には、これらのうちの一例として、デジタルスチルカメラのブロック図を例示している。
図２８に例示した撮像システム２００は、撮像装置２０１、被写体の光学像を撮像装置２０１に結像させるレンズ２０２、レンズ２０２を通過する光量を可変にするための絞り２０４、レンズ２０２の保護のためのバリア２０６を有する。レンズ２０２及び絞り２０４は、撮像装置２０１に光を集光する光学系である。撮像装置２０１は、第１乃至第１２実施形態のいずれかで説明した光電変換装置１００であって、レンズ２０２により結像された光学像を画像データに変換する。
撮像システム２００は、また、撮像装置２０１より出力される出力信号の処理を行う信号処理部２０８を有する。信号処理部２０８は、撮像装置２０１が出力するデジタル信号から画像データの生成を行う。また、信号処理部２０８は必要に応じて各種の補正、圧縮を行って画像データを出力する動作を行う。
撮像システム２００は、更に、画像データを一時的に記憶するためのメモリ部２１０、外部コンピュータ等と通信するための外部インターフェース部（外部Ｉ／Ｆ部）２１２を有する。更に撮像システム２００は、撮像データの記録又は読み出しを行うための半導体メモリ等の記録媒体２１４、記録媒体２１４に記録又は読み出しを行うための記録媒体制御インターフェース部（記録媒体制御Ｉ／Ｆ部）２１６を有する。なお、記録媒体２１４は、撮像システム２００に内蔵されていてもよく、着脱可能であってもよい。
更に撮像システム２００は、各種演算とデジタルスチルカメラ全体を制御する全体制御・演算部２１８、撮像装置２０１と信号処理部２０８に各種タイミング信号を出力するタイミング発生部２２０を有する。ここで、タイミング信号などは外部から入力されてもよく、撮像システム２００は少なくとも撮像装置２０１と、撮像装置２０１から出力された出力信号を処理する信号処理部２０８とを有すればよい。
撮像装置２０１は、撮像信号を信号処理部２０８に出力する。信号処理部２０８は、撮像装置２０１から出力される撮像信号に対して所定の信号処理を実施し、画像データを出力する。信号処理部２０８は、撮像信号を用いて、画像を生成する。
このように、本実施形態によれば、第１乃至第１０実施形態による光電変換装置１００を適用した撮像システムを実現することができる。
［第１２実施形態］
本発明の第１２実施形態による撮像システム及び移動体について、図２９を用いて説明する。図２９は、本実施形態による撮像システム及び移動体の構成を示す図である。
図２９（ａ）は、車載カメラに関する撮像システムの一例を示したものである。撮像システム３００は、撮像装置３１０を有する。撮像装置３１０は、上記第１乃至第１０実施形態のいずれかに記載の光電変換装置１００である。撮像システム３００は、撮像装置３１０により取得された複数の画像データに対し、画像処理を行う画像処理部３１２と、撮像システム３００により取得された複数の画像データから視差（視差画像の位相差）の算出を行う視差取得部３１４を有する。また、撮像システム３００は、算出された視差に基づいて対象物までの距離を算出する距離取得部３１６と、算出された距離に基づいて衝突可能性があるか否かを判定する衝突判定部３１８と、を有する。ここで、視差取得部３１４や距離取得部３１６は、対象物までの距離情報を取得する距離情報取得手段の一例である。すなわち、距離情報とは、視差、デフォーカス量、対象物までの距離等に関する情報である。衝突判定部３１８はこれらの距離情報のいずれかを用いて、衝突可能性を判定してもよい。距離情報取得手段は、専用に設計されたハードウェアによって実現されてもよいし、ソフトウェアモジュールによって実現されてもよい。また、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）等によって実現されてもよいし、これらの組合せによって実現されてもよい。
撮像システム３００は車両情報取得装置３２０と接続されており、車速、ヨーレート、舵角などの車両情報を取得することができる。また、撮像システム３００は、衝突判定部３１８での判定結果に基づいて、車両に対して制動力を発生させる制御信号を出力する制御装置である制御ＥＣＵ３３０が接続されている。また、撮像システム３００は、衝突判定部３１８での判定結果に基づいて、ドライバーへ警報を発する警報装置３４０とも接続されている。例えば、衝突判定部３１８の判定結果として衝突可能性が高い場合、制御ＥＣＵ３３０はブレーキをかける、アクセルを戻す、エンジン出力を抑制するなどして衝突を回避、被害を軽減する車両制御を行う。警報装置３４０は音等の警報を鳴らす、カーナビゲーションシステムなどの画面に警報情報を表示する、シートベルトやステアリングに振動を与えるなどしてユーザに警告を行う。
本実施形態では、車両の周囲、例えば前方又は後方を撮像システム３００で撮像する。図２９（ｂ）に、車両前方（撮像範囲３５０）を撮像する場合の撮像システムを示した。車両情報取得装置３２０が、撮像システム３００ないしは撮像装置３１０に指示を送る。このような構成により、測距の精度をより向上させることができる。
上記では、他の車両と衝突しないように制御する例を説明したが、他の車両に追従して自動運転する制御や、車線からはみ出さないように自動運転する制御などにも適用可能である。更に、撮像システムは、自車両等の車両に限らず、例えば、船舶、航空機あるいは産業用ロボットなどの移動体（移動装置）に適用することができる。加えて、移動体に限らず、高度道路交通システム（ＩＴＳ）等、広く物体認識を利用する機器に適用することができる。
［変形実施形態］
本発明は、上記実施形態に限らず種々の変形が可能である。
例えば、いずれかの実施形態の一部の構成を他の実施形態に追加した例や、他の実施形態の一部の構成と置換した例も、本発明の実施形態である。
また、図２に示す画素回路は一例であり、画素１２の回路構成はこれに限定されるものではない。例えば、１つの画素１２が複数の光電変換部ＰＤを含んでもよいし、光電変換部ＰＤ及び浮遊拡散部ＦＤのほかに電荷を保持可能な保持部を更に含んでもよい。
また、上記第１乃至第１０実施形態では、本発明を光電変換装置に適用した例を示したが、本発明を適用した比較器やＡＤ変換器等として実現することも可能である。
また、上記第１乃至第１０実施形態において説明した光電変換装置は、画像の取得を目的とした装置、すなわち撮像装置として構成することができる。或いは、上記第１４実施形態で説明したような測距を主たる目的とする装置に適用する場合にあっては、必ずしも画像を出力する必要はない。このような場合、当該装置は、光情報を所定の電気信号に変換する光電変換装置と言うことができる。撮像装置は、光電変換装置の１つである。
また、上記第１１及び第１２実施形態に示した撮像システムは、本発明の光電変換装置を適用しうる撮像システム例を示したものであり、本発明の光電変換装置を適用可能な撮像システムは図２８及び図２９に示した構成に限定されるものではない。
なお、上記実施形態は、いずれも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
１０…画素アレイ部
１２…画素
２２…画素ユニット
３０…ＡＤ変換回路部
３２…比較器
３４…比較回路
３４ａ…差動部
３４ｂ…増幅部
３８，４２，４４…電流源
４０…正帰還回路
５０…メモリ部
５２…メモリ
１００…光電変換装置

Claims (26)

  1. 入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、
    前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、
    前記比較回路の前記増幅部は、
    第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、
    前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、
    前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、
    前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、
    前記帰還部は、
    前記第１の電圧が供給される第３の電圧ノードに第１の主ノードが接続された前記第１導電型の第７のトランジスタと、
    前記第７のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第８のトランジスタと、を有し、
    前記第１の電圧を供給するためのパッド電極と、
    前記パッド電極と前記第１の電圧ノードとを接続する第１の配線と、
    前記パッド電極と前記第３の電圧ノードとを接続する第２の配線と、を更に有する
    ことを特徴とする比較器。
  2. 入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、
    前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、
    前記比較回路の前記増幅部は、
    第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、
    前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、
    前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、
    前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、
    前記帰還部は、
    前記第１の電圧が供給される第３の電圧ノードに第１の主ノードが接続された前記第１導電型の第７のトランジスタと、
    前記第７のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第８のトランジスタと、を有し、
    前記第１の電圧を供給するための第１のパッド電極及び第２のパッド電極と、
    前記第１のパッド電極と前記第１の電圧ノードとを接続する第１の配線と、
    前記第２のパッド電極と前記第３の電圧ノードとを接続する第２の配線と、を更に有する
    ことを特徴とする比較器。
  3. 入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、
    前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、
    前記比較回路の前記増幅部は、
    第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、
    前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、
    前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、
    前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、
    前記帰還部は、
    前記第２の電圧が供給される第４の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された第２導電型の第９のトランジスタと、
    前記第９のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続された前記第２導電型の第１０のトランジスタと、を有し、
    前記第２の電圧を供給するためのパッド電極と、
    前記パッド電極と前記第２の電圧ノードとを接続する第３の配線と、
    前記パッド電極と前記第４の電圧ノードとを接続する第４の配線と、を更に有する
    ことを特徴とする比較器。
  4. 入力信号と参照信号とを比較し、比較の結果に応じて第１のノードに出力する信号のレベルを変化する差動部と、負荷素子を含み、前記第１のノードの電位に応じた信号を第２のノードに出力する増幅部と、を有する比較回路と、
    前記第２のノードと第３のノードに接続され、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化に応じて、前記第２のノードにおける信号のレベルの変化速度よりも速く前記第３のノードにおける信号のレベルを変化させる正帰還回路と、を有し、
    前記比較回路の前記増幅部は、
    第１の電圧が供給される第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第１のノードに制御ノードが接続された第１導電型の第１のトランジスタと、
    前記第１の電圧と異なる第２の電圧が供給される第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第１の電流源負荷と、
    前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第３のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第２の主ノードと前記第２の電圧ノードとの間に接続された第２の電流源負荷と、を有し、
    前記正帰還回路は、前記第３のノードの電位に応じた信号を前記第２のノードに正帰還する帰還部を有し、
    前記帰還部は、
    前記第２の電圧が供給される第４の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第３のノードに制御ノードが接続された第２導電型の第９のトランジスタと、
    前記第９のトランジスタの第２の主ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに第２の主ノードが接続された前記第２導電型の第１０のトランジスタと、を有し、
    前記第２の電圧を供給するための第３のパッド電極及び第４のパッド電極と、
    前記第３のパッド電極と前記第２の電圧ノードとを接続する第３の配線と、
    前記第４のパッド電極と前記第４の電圧ノードとを接続する第４の配線と、を更に有する
    ことを特徴とする比較器。
  5. 前記第１の電流源負荷は、ゲート接地回路を構成し、外部から供給される電源電圧とは異なるバイアス電圧が制御ノードに供給される第２のトランジスタを有し、
    前記電源電圧は接地電圧である
    ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の比較器。
  6. 前記第１の電流源負荷は、前記第２のトランジスタの制御ノードに接続されたバイアスホールド容量と、を更に有する
    ことを特徴とする請求項５記載の比較器。
  7. 前記比較回路の前記増幅部は、前記第１の電流源負荷に代えて、前記第２の電圧ノードと前記第１のトランジスタの前記第２の主ノードとの間に接続された抵抗素子を有する
    ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の比較器。
  8. 前記比較回路の前記増幅部は、前記第３のトランジスタの前記第１の主ノードと前記第１の電圧ノードとの間に接続された前記第１導電型の第４のトランジスタを更に有する
    ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の比較器。
  9. 前記正帰還回路は、前記第２のノードにおける信号のレベルを反転して前記第３のノードに出力するインバータを更に有する
    ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の比較器。
  10. 前記第３のノードは、前記正帰還回路の出力ノードである
    ことを特徴とする請求項９記載の比較器。
  11. 前記正帰還回路は、前記第２のノードの電位に応じた信号を前記第３のノードに出力する増幅部を更に有する
    ことを特徴とする請求項１又は２記載の比較器。
  12. 前記第２のノードは、前記正帰還回路の出力ノードである
    ことを特徴とする請求項１１記載の比較器。
  13. 前記正帰還回路の前記増幅部は、前記第３の電圧ノードに第１の主ノードが接続され、前記第２のノードに制御ノードが接続された前記第１導電型の第５のトランジスタと、前記第２の電圧が供給される第４の電圧ノードと前記第５のトランジスタの第２の主ノードとの間に接続された第３の電流源負荷と、を更に有する
    ことを特徴とする請求項１１又は１２記載の比較器。
  14. 前記正帰還回路の前記増幅部は、前記第５のトランジスタの前記第１の主ノードと前記第３の電圧ノードとの間に接続された前記第１導電型の第６のトランジスタを更に有する
    ことを特徴とする請求項１３記載の比較器。
  15. 前記正帰還回路は、前記第２のノードの電位に応じた信号を前記第３のノードに出力する増幅部を更に有する
    ことを特徴とする請求項３乃至８のいずれか１項に記載の比較器。
  16. 前記第２のノードは、前記正帰還回路の出力ノードである
    ことを特徴とする請求項１５記載の比較器。
  17. 前記第１の電圧は外部から入力される第１の電源電圧であり、前記第２の電圧は外部から入力される第２の電源電圧であり、
    前記第２の電源電圧は接地電圧であり、前記第１の電源電圧は前記接地電圧よりも高い電圧である
    ことを特徴とする請求項１乃至１６のいずれか１項に記載の比較器。
  18. 前記比較回路は、前記入力信号が入力されるノードと、前記参照信号が入力されるノードとに設けられたクランプ容量を有する
    ことを特徴とする請求項１乃至１７のいずれか１項に記載の比較器。
  19. 請求項１乃至１８のいずれか１項に記載の比較器と、
    前記入力信号と前記参照信号との比較の開始から前記第１のノードに出力される前記信号のレベルが変化するまでの期間の長さに応じたカウント値を、前記入力信号のデジタルデータとして出力するカウンタ回路と
    を有することを特徴とするＡＤ変換器。
  20. 複数の行及び複数の列をなすように配され、各々が光電変換部を有する複数の画素と、
    前記複数の列の各々に配され、対応する列の画素に各々が接続された複数の出力線と、
    前記複数の出力線の各々に接続され、対応する列の画素から出力される画素信号をＡＤ変換する請求項１９記載の複数のＡＤ変換器と
    を有することを特徴とする光電変換装置。
  21. 前記複数の列の各々に２つ以上の前記出力線が配されている
    ことを特徴とする請求項２０記載の光電変換装置。
  22. 同じ列に配された２つ以上の前記ＡＤ変換器の前記比較回路及び前記正帰還回路は、前記比較回路及び前記正帰還回路ごとに近接配置されている
    ことを特徴とする請求項２１記載の光電変換装置。
  23. 複数の行及び複数の列をなすように配され、光電変換部を有する画素と、前記画素の前記光電変換部で生じた電荷に応じた信号を前記入力信号とする請求項１乃至１８のいずれか１項に記載の比較器と、を各々が含む複数の画素ユニットと、
    前記複数の列の各々に配され、対応する列の画素ユニットに各々が接続された複数の出力線と、
    前記複数の出力線の各々に対応して設けられ、前記入力信号と前記参照信号との比較の開始から、対応する列の画素ユニットから出力される信号のレベルが変化するまでの期間の長さに応じたカウント値を、前記入力信号のデジタルデータとして出力するカウンタ回路と
    を有することを特徴とする光電変換装置。
  24. 前記光電変換部が設けられた第１の基板と、
    前記第１の基板に積層され、前記比較器のうちの少なくとも一部が設けられた第２の基板と
    を有することを特徴とする請求項２０乃至２３のいずれか１項に記載の光電変換装置。
  25. 請求項２０乃至２４のいずれか１項に記載の光電変換装置と、
    前記光電変換装置から出力される信号を処理する信号処理部と
    を有することを特徴とする撮像システム。
  26. 移動体であって、
    請求項２０乃至２４のいずれか１項に記載の光電変換装置と、
    前記光電変換装置からの信号に基づく視差画像から、対象物までの距離情報を取得する距離情報取得手段と、
    前記距離情報に基づいて前記移動体を制御する制御手段と
    を有することを特徴とする移動体。
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