JP6943220B2 - インバータ - Google Patents

Description

本発明は、インバータに関する。

モータを駆動するためのインバータは、複数のスイッチング素子を備える。このスイッチング素子が、スイッチング動作されることで、直流電力が交流電力に変換される。
特許文献１に開示のインバータは、変調率及び速度と、スイッチング信号を対応付けたマップによりスイッチング素子を制御している。モータの負荷が変動することで変調率が変動すると、スイッチング信号（パルスパターン）が変化することで、変調率に応じて、スイッチング素子が制御されることになる。

特開２０１３−２１５０４１号公報

特許文献１に開示のインバータでは、変調率の刻みが粗く、変調率が僅かに変わった場合、変調率は変化しているにも関わらず、スイッチング信号は変化しない場合がある。この結果、適正な電圧をモータに出力できないおそれがある。

本発明の目的は、変調率に応じたスイッチング信号を出力できるインバータを提供することにある。

上記課題を解決するインバータは、直流電力を交流電力に変換することでモータを駆動させるインバータであって、前記モータの電気角を検出する位置検出部と、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記スイッチング素子を制御するインバータ制御装置と、を備え、前記インバータ制御装置は、前記モータの電気角から相毎の電圧指令値を算出する算出部と、変調率を算出する変調率算出部と、前記電気角及び前記変調率に応じて相毎の補正波を出力する補正波出力部と、前記電圧指令値を示す電圧指令と前記補正波とを加算して変調波を導出する導出部と、前記変調波と搬送波とを比較することで前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する比較部と、を備え、前記補正波出力部における前記補正波は、前記電気角及び前記変調率に対応付けられた目標となるスイッチング信号を前記搬送波の周期以下の分割周期で分割し、前記分割周期毎にデューティを算出することで得られた前記モータの電気角１周期分の波形から前記電圧指令を減算することで導出されている。

これによれば、電圧指令に補正波を加算した変調波と、搬送波との比較によりスイッチング信号が生成される。補正波は、変調波に応じて、目標となるスイッチング信号が生成されるように導出されている。したがって、電圧指令に補正波を加えた変調波と、搬送波から生成されるスイッチング信号は、変調率に応じたものとなる。即ち、変調率に応じたスイッチング信号を出力できる。

上記インバータについて、前記分割周期は、前記搬送波の周期よりも短くてもよい。
これによれば、モータの回転数の変動や、モータのトルクの変動に対して細かく対応することができる。

本発明によれば、変調率に応じたスイッチング信号を出力できる。

モータ、及び、モータを駆動するインバータを示すブロック図。 ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 補正波の導出方法を説明するための図。 補正波の導出方法を説明するための図。 ＮＴ領域を示す模式図。 電圧指令と補正波と変調波の関係を示す図。 電圧指令と補正波と変調波の関係を示す図。 マップを示す概略図。

以下、インバータの一実施形態について説明する。
図１に示すように、インバータ１０は、インバータ回路２０と、インバータ制御装置３０と、を備える。インバータ制御装置３０は、ドライブ回路３１と、制御部３２と、を備える。本実施形態のインバータ１０は、モータ６０を駆動するためのものである。

インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、６つのダイオードＤ１〜Ｄ６と、を備える。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としては、ＩＧＢＴを用いている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線Ｌｐ、負極母線Ｌｎには平滑コンデンサＣを介してバッテリＢが接続されている。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間は、モータ６０のｕ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間は、モータ６０のｖ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間は、モータ６０のｗ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は、３つのコイルＵ，Ｖ，Ｗをスター結線した三相交流モータである。なお、モータ６０は、コイルＵ，Ｖ，Ｗをデルタ結線した三相交流モータであってもよい。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路３１が接続されている。ドライブ回路３１は、スイッチング信号ＳＷ１に基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング動作させる。

インバータ１０は、モータ６０の電気角θを検出する位置検出部６１と、モータ６０のｕ相電流Ｉｕを検出する電流センサ６２と、モータ６０のｖ相電流Ｉｖを検出する電流センサ６３と、電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ６４と、を備える。

制御部３２はマイクロコンピュータにより構成されている。制御部３２は、減算部３３と、トルク制御部３４と、トルク／電流指令値変換部３５と、減算部３６，３７と、電流制御部３８と、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９と、座標変換部４０と、速度演算部４１と、を備える。

速度演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θから速度ωを演算する。減算部３３は、指令速度ω＊と速度演算部４１により演算された速度ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部３４は、速度ωの差分Δωからトルク指令値Ｔ＊を演算する。

トルク／電流指令値変換部３５は、トルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３５は、記憶部（図示略）に予め記憶される目標トルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。

座標変換部４０は、電流センサ６２，６３によるｕ相電流Ｉｕおよびｖ相電流Ｉｖからモータ６０のｗ相電流Ｉｗを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖおよびｗ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。

減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３８は、差分ΔＩｄおよび差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。

ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、電気角θと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、電源電圧Ｖｄｃを入力して各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング信号ＳＷ１をドライブ回路３１に出力する。

図２に示すように、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０と、変調率算出部５１と、補正波出力部５２と、導出部５４と、搬送波出力部５５と、比較部５６と、を備える。

ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０は、角度情報（ロータの位置）である電気角θに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に座標変換する。なお、本実施形態では、ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊のみを図示している。ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０は、相毎の電圧指令値を算出する算出部となる。電圧指令値Ｖｕ＊は、正弦波状の波形となる。電圧指令値Ｖｕ＊を示す波を電圧指令ＶＷとする。

変調率算出部５１は、電圧指令値Ｖｕ＊と、電源電圧Ｖｄｃに基づき、変調率Ｋｅｕを算出する。変調率算出部５１は、電圧指令値Ｖｕ＊を電源電圧Ｖｄｃで除算した値であり、電圧指令値（電圧振幅）Ｖｕ＊と電源電圧Ｖｄｃの比率である。

補正波出力部５２は、電気角θと変調率Ｋｅｕに応じた補正波ＲＷを出力する。なお、本実施形態では、ｕ相の補正波ＲＷを出力する場合について説明するが、ｖ相及びｗ相についても同様に補正波ＲＷが出力される。各相の補正波ＲＷは、１２０°ずつ位相がずれている。インバータ制御装置３０は、メモリ５３を備える。補正波ＲＷは、マップ、近似式、あるいは、補正波ＲＷをフーリエ変換した結果としてメモリ５３に記憶されている。即ち、補正波ＲＷは、予め導出されており、導出された補正波ＲＷが電気角θと変調率Ｋｅｕに対応付けられたメモリ５３に記憶されている。

導出部５４は、電圧指令ＶＷと補正波ＲＷとを加算することで、変調波ＭＷを導出する加算部である。導出部５４は、変調波ＭＷを比較部５６に出力する。
搬送波出力部５５は、搬送波ＣＷを比較部５６に出力する。本実施形態の搬送波ＣＷは、三角波である。本実施形態のインバータ１０は、三角波比較方式のインバータといえる。搬送波ＣＷは、相毎に出力される。各相の搬送波ＣＷは、１２０°ずつ位相がずれている。

比較部５６は、導出部５４から出力された変調波ＭＷと、搬送波出力部５５から出力された搬送波ＣＷとを比較することで、スイッチング信号ＳＷ１を生成する。スイッチング信号ＳＷ１は、パルス状の信号である。Ｈｉｇｈレベルの信号は、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のオンを指示するオン指示信号である。Ｌｏｗレベルの信号は、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のオフを指示するオフ指示信号である。変調率Ｋｅｕ及び電気角θに応じてスイッチング信号ＳＷ１が出力されることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに応じてスイッチング動作されることになる。

スイッチング信号ＳＷ１は、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに対応付けて予め定められている。スイッチング信号ＳＷ１としては、例えば、高調波損失が最小となるようなスイッチング動作が行われるように定められている。

次に、補正波ＲＷの導出方法について説明を行う。
補正波ＲＷは、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに対応付けられた目標となるスイッチング信号ＳＷ２から導出されている。目標となるスイッチング信号ＳＷ２は、比較部５６に出力させたいスイッチング信号ともいえる。

図３に示すように、補正波ＲＷを導出する際には、まず、目標となるスイッチング信号ＳＷ２を分割周期Ｔ１で分割する。分割周期Ｔ１としては、搬送波ＣＷの周期以下の周期とされる。本実施形態の分割周期Ｔ１は、最小スイッチング周期と同一の周期であり、搬送波ＣＷの周期と同一の周期である。

次に、分割周期Ｔ１毎にデューティを算出する。電気角１周期分のデューティを算出することで、波形Ｗ１を得ることができる。この波形Ｗ１は、比較部５６から出力される変調波ＭＷと一致する波形となる。即ち、目標となるスイッチング信号ＳＷ２と一致するスイッチング信号ＳＷ１を生成するために必要となる変調波ＭＷを導出することができる。

次に、図４に示すように、上記した波形Ｗ１から電圧指令ＶＷを減算する。変調波ＭＷは、電圧指令ＶＷと補正波ＲＷとを加算した波形なので、波形Ｗ１から電圧指令ＶＷを減算すると、補正波ＲＷを導出することができる。

上記したように、電圧指令ＶＷと変調波ＭＷからスイッチング信号ＳＷ１を生成する手順と逆の手順で、目標となるスイッチング信号ＳＷ２から補正波ＲＷを導出することができる。

実施形態の作用について説明する。
補正波ＲＷは、目標となるスイッチング信号ＳＷ２から導出されている。目標となるスイッチング信号ＳＷ２は、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに対応したものであり、補正波ＲＷは、生成されるスイッチング信号ＳＷ１が目標となるスイッチング信号ＳＷ２となるように導出されている。このため、変調波ＭＷと搬送波ＣＷとを比較することで得られるスイッチング信号ＳＷ１は、変調率Ｋｅｕに応じたものとなる。即ち、変調率Ｋｅｕが僅かに変化した場合、変調率Ｋｅｕの僅かな変化に応じて、スイッチング信号ＳＷ１が変化し、変調率Ｋｅｕに合わせた電圧が出力されることになる。

図５に示すように、モータ６０のトルクＴとモータ６０の回転数Ｎにより規定されるＮＴ領域では、位置によって変調率Ｋｅｕが異なる。図７において、破線で示す範囲Ａ内では、補正波ＲＷを一定とする。例えば、トルクＴと回転数Ｎが範囲Ａ内の場合、範囲Ａのうち変調率Ｋｅｕが最小となる場合の補正波ＲＷ１が出力されるとする。

図６には、範囲Ａのうち点Ｐ１で示す位置での電圧指令ＶＷ１を示している。図７には、範囲Ａのうち点Ｐ２で示す位置での電圧指令ＶＷ２を示している。点Ｐ２は、点Ｐ１に比べて、変調率Ｋｅｕが大きい。

図６及び図７から把握できるように、変調率Ｋｅｕが大きくなると、電圧指令ＶＷの振幅が大きくなることがわかる。補正波ＲＷ１が同一であっても、電圧指令ＶＷの振幅の変化によって変調波ＭＷ１が変調波ＭＷ２に変化し、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに応じた変調波ＭＷを出力できることがわかる。

仮に、変調率Ｋｅｕと電気角θとを対応づけたマップからスイッチング信号ＳＷ１を生成する場合、変調率Ｋｅｕ毎にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の切替情報が必要となる。例えば、図８に示すように、変調率Ｋｅｕ毎にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン期間とオフ期間とを対応付けたマップを用いてスイッチング信号ＳＷ１を生成する場合、少なくとも点Ｐ１での切替情報と、点Ｐ２での切替情報とが必要になる。更に精度を向上させる場合には、より詳細なマップが必要になる。

一方で、本実施形態のように、補正波ＲＷを用いてスイッチング信号ＳＷ１を生成する場合、変調率Ｋｅｕの増加とともに電圧指令ＶＷの振幅が増加することで、デューティが増加する。したがって、変調率Ｋｅｕの増加に伴い、電圧指令ＶＷが増加することで変調波ＭＷの要求を満たすことができ、変調率Ｋｅｕの増加に伴い小刻みに補正波ＲＷを変更しなくてもよい。言い換えれば、一定の範囲の変調率Ｋｅｕに対して、同一の補正波ＲＷを用いることができる。

変調率Ｋｅｕと電気角θとを対応づけたマップからスイッチング信号ＳＷ１を生成する場合、電圧指令値Ｖｕ＊も考慮する必要があるのに対し、補正波ＲＷは、電圧指令値Ｖｕ＊を考慮せずに定められている。電圧指令値Ｖｕ＊を考慮しない分だけ、データ量を低減させることができる。

実施形態の効果について説明する。
（１）電圧指令ＶＷに補正波ＲＷを加算した変調波ＭＷと、搬送波ＣＷとの比較によりスイッチング信号ＳＷ１が生成される。補正波ＲＷは、変調率Ｋｅｕ及び電気角θに対応付けられた目標となるスイッチング信号ＳＷ２が生成されるように導出されている。したがって、スイッチング信号ＳＷ１は、変調率Ｋｅｕに応じたものとなる。即ち、変調率Ｋｅｕに応じたスイッチング信号ＳＷ１を出力できる。

（２）特許文献１において、変調率の刻みを細かくすることで、変調率の僅かな変化に合わせてスイッチング信号を変化させることもできる。しかしながら、この場合、マップのデータ量が増えることで、メモリの容量を圧迫する。これに対して、本実施形態のインバータ１０は、補正波ＲＷを電圧指令ＶＷに加算することで変調波ＭＷを生成し、この変調波ＭＷと搬送波ＣＷとの比較からスイッチング信号ＳＷ１を生成している。変調率Ｋｅｕと電気角θとを対応づけたマップをメモリ５３に記憶する場合に比べて、補正波ＲＷを記憶する場合のほうがデータ量を少なくでき、メモリ５３の記憶容量を圧迫しにくい。

実施形態は、以下のように変更して実施することができる。各実施形態及び以下の変形例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
○分割周期Ｔ１は、搬送波ＣＷの周期より短くてもよい。モータ６０の回転数の変動や、モータ６０のトルクが変動すると、電圧指令ＶＷが変化する。分割周期Ｔ１を短くすることで、モータ６０の回転数の変動や、モータ６０のトルクが変動したときに細かく対応することができる。

○三相の変調率のうちいずれかを三相共通の変調率としてもよい。例えば、変調率Ｋｅｕを三相共通の変調率としてもよい。また、変調率は、三相で個別としてもよい。
○搬送波ＣＷは、ノコギリ波であってもよい。

ＣＷ…搬送波、ＭＷ…変調波、ＲＷ…補正波、ＳＷ１…スイッチング信号、ＳＷ２…目標となるスイッチング信号、Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子、ＶＷ…電圧指令、１０…インバータ、２０…インバータ回路、３０…インバータ制御装置、５０…ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部（算出部）、５１…変調率算出部、５２…補正波出力部、５４…導出部、５５…搬送波出力部、５６…比較部、６０…モータ、６１…位置検出部。

Claims (2)

1. 直流電力を交流電力に変換することでモータを駆動させるインバータであって、
   前記モータの電気角を検出する位置検出部と、
   複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、
   前記スイッチング素子を制御するインバータ制御装置と、を備え、
   前記インバータ制御装置は、
   前記モータの電気角から相毎の電圧指令値を算出する算出部と、
   変調率を算出する変調率算出部と、
   前記電気角及び前記変調率に応じて相毎の補正波を出力する補正波出力部と、
   前記電圧指令値を示す電圧指令と前記補正波とを加算して変調波を導出する導出部と、
   前記変調波と搬送波とを比較することで前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する比較部と、を備え、
   前記補正波出力部における前記補正波は、
   前記電気角及び前記変調率に対応付けられた目標となるスイッチング信号を前記搬送波の周期以下の分割周期で分割し、前記分割周期毎にデューティを算出することで得られた前記モータの電気角１周期分の波形から前記電圧指令を減算することで導出されているインバータ。
2. 前記分割周期は、前記搬送波の周期よりも短い請求項１に記載のインバータ。

Images