JP6756293B2 - 回転機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、回転機を制御するための回転機制御装置に係わり、特に過変調ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う回転機制御装置に関する。

インバータによって回転機、例えば交流電動機の印加電圧を制御する装置として、従来、特許文献１に記載の制御装置が提案されていた。この特許文献１には、インバータ１４の入力電圧ＶＨ、電圧指令生成部２４０によって生成された電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃からＦＭ＝（Ｖｄ＃²＋Ｖｑ＃²）^1/2／ＶＨで示す変調率ＦＭを求めて、変調率ＦＭによって正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、または矩形波電圧制御に切り替えて制御を行うことが記載されている（特許文献１の段落００６７〜００７６）。

変調領域毎の出力電圧波形を示す図５（特許文献１の図２）に示す線形領域（正弦波ＰＷＭ制御）→過変調領域（過変調ＰＷＭ制御）→１パルス領域（矩形波電圧制御）へ遷移するに従い、電圧制御を行うスイッチング動作の回数が減ることでインバータの出力電圧は正弦波からかけ離れ、実電流の高調波成分が多くなることが知られている。

このため、従来の瞬時電流を用いた電流制御では、検出されたモータ電流から歪成分を除去するための電流フィルタによるフィルタ処理が実行されている（特許文献１の段落００８３、００８６〜００８８）。

しかし、このフィルタ処理は、モータ電流に重畳された高調波成分を除去できるが、制御モードの切替時や電流指令の急変時などのｄ,ｑ軸の電流指令の変化が大きい時には実電流（検出電流）ＩｄとＩｑと、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍとの大小関係が逆転し、制御が発散し不安定になる（特許文献１の段落００９９，０１００）虞があった。

そこで特許文献１では、以下の（１）〜（３）の対策を講じることで制御の不安定化を防止している。

（１）電流フィルタ２３０によるフィルタ処理の時定数τｃより大きな時定数τｖを持つ電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を平滑化するフィルタ処理を行う（特許文献１の段落０１０３〜０１２５）。

（２）電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃の振幅｜Ｖ｜および電圧位相Ｖφを平滑化するフィルタ処理を行う（特許文献１の段落０１２７〜０１３７）。

（３）モータ電圧方程式に基づくフィードフォワード制御による補正演算によって、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍから電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を算出する（特許文献１の段落０１４７〜０１５３）。

特開２０１０−８８２０５号公報

しかしながら、特許文献１に記載されるフィルタ処理や補正演算を用いる事による電流制御の応答性の遅れや複雑な制御ループによる処理速度の低下で、電流指令と実電流（電流検出）との間に誤差が生じ、制御しようとしている制御操作量が本来制御しなければならない真値とかけ離れる問題がある。

本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、電流変化中や高調波を含んでいる電流制御であっても、制御しようとしている制御操作量と本来制御しなければならない真値の誤差を抑制することができる回転機の制御装置、方法を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の回転機の制御装置は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータによって回転機の印加電圧を制御する回転機の制御装置であって、
同期パルス幅変調による過変調制御時に、設定周期毎に前記回転機の磁極位置を検出して得た設定個数の磁極位相値と同期させて、前記インバータの３相交流電流を設定回数検出し、該検出された設定回数の３相交流電流値を前記設定個数の磁極位相値に基づいて３相／２相座標変換して設定個数のｄ軸電流値および設定個数のｑ軸電流値を得る多点電流サンプル取得手段と、
前記得られた設定個数のｄ軸電流値の加算平均値および設定個数のｑ軸電流値の加算平均値を求め、それら各加算平均値から電流検出実効値を演算する電流検出実効値演算手段と、
要求されたトルク指令と、前記回転機の磁極位置を検出した磁極位相値から算出した回転機の回転速度とに基づいて、電流指令実効値を演算する電流指令実効値演算手段と、
前記トルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力する電流位相指令出力手段と、
前記電流検出実効値演算手段で演算された電流検出実効値と、前記電流指令実効値演算手段で演算された電流指令実効値との偏差に対して、ＰＩ（比例積分）制御を施して前記偏差に応じた電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
前記電圧指令生成手段で生成された電圧指令に基づくフーリエ級数展開式を演算してパルス列位相を求め、前記電圧指令と設定した同期パルス数からパルス列の幅を算出し、該パルス列の幅と前記パルス列位相から３相各相のパルス列の立上り位相、立下がり位相を決定し、これらのパルス列情報と前記電流位相指令出力手段から出力された電流位相指令に基づいて、３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する同期パルス幅変調信号生成手段と、を備え、
前記同期パルス幅変調信号生成手段で生成された３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*によって前記インバータのスイッチング素子をオン、オフ制御することを特徴としている。

請求項２に記載の回転機の制御装置は、請求項１において、
前記電圧指令生成手段で生成された、前記偏差に応じた電圧指令に、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）解析により求めた同期パルス数およびパルス幅で決まる波形率を補正操作量として乗算し、補正後の電圧指令を生成して前記同期パルス幅変調信号生成手段に出力する同期パルス幅変調用電圧補正手段を備えたことを特徴とする。

請求項３に記載の回転機の制御装置は、請求項１又は２において、前記電流位相指令出力手段は、前記トルク指令および回転機の回転速度から求められたｄ軸電流指令とｑ軸電流指令の比率から算出される電流位相指令を、トルク指令および回転機の回転速度に対応して格納した位相指令テーブルを備え、
前記位相指令テーブルを参照してトルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力することを特徴とする。

請求項４に記載の回転機の制御方法は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータによって回転機の印加電圧を制御する回転機の制御方法であって、
多点電流サンプル取得手段が、同期パルス幅変調による過変調制御時に、設定周期毎に前記回転機の磁極位置を検出して得た設定個数の磁極位相値と同期させて、前記インバータの３相交流電流を設定回数検出し、該検出された設定回数の３相交流電流値を前記設定個数の磁極位相値に基づいて３相／２相座標変換して設定個数のｄ軸電流値および設定個数のｑ軸電流値を得る多点電流サンプル取得ステップと、
電流検出実効値演算手段が、前記得られた設定個数のｄ軸電流値の加算平均値および設定個数のｑ軸電流値の加算平均値を求め、それら各加算平均値から電流検出実効値を演算する電流検出実効値演算ステップと、
電流指令実効値演算手段が、要求されたトルク指令と、前記回転機の磁極位置を検出した磁極位相値から算出した回転機の回転速度とに基づいて、電流指令実効値を演算する電流指令実効値演算ステップと、
電流位相指令出力手段が、前記トルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力する電流位相指令出力ステップと、
電圧指令生成手段が、前記電流検出実効値演算手段で演算された電流検出実効値と、前記電流指令実効値演算手段で演算された電流指令実効値との偏差に対して、ＰＩ（比例積分）制御を施して前記偏差に応じた電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、
同期パルス幅変調信号生成手段が、前記電圧指令生成手段で生成された電圧指令に基づくフーリエ級数展開式を演算してパルス列位相を求め、前記電圧指令と設定した同期パルス数からパルス列の幅を算出し、該パルス列の幅と前記パルス列位相から３相各相のパルス列の立上り位相、立下がり位相を決定し、これらのパルス列情報と前記電流位相指令出力手段から出力された電流位相指令に基づいて、３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する同期パルス幅変調信号生成ステップと、を備え、
前記同期パルス幅変調信号生成ステップで生成された３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*によって前記インバータのスイッチング素子をオン、オフ制御することを特徴としている。

請求項５に記載の回転機の制御方法は、請求項４において、
同期パルス幅変調用電圧補正手段が、前記電圧指令生成手段で生成された、前記偏差に応じた電圧指令に、ＦＦＴ解析により求めた同期パルス数およびパルス幅で決まる波形率を補正操作量として乗算し、補正後の電圧指令を生成して前記同期パルス幅変調信号生成手段に出力する同期パルス幅変調用電圧補正ステップを備えたことを特徴とする。

請求項６に記載の回転機の制御方法は、請求項４又は５において、
前記電流位相指令出力ステップは、前記トルク指令および回転機の回転速度から求められたｄ軸電流指令とｑ軸電流指令の比率から算出される電流位相指令を、トルク指令および回転機の回転速度に対応して格納した位相指令テーブルを参照して、トルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力することを特徴としている。

（１）請求項１〜６に記載の発明によれば、同期パルス幅変調による過変調制御時に、制御しようとしている制御操作量と本来制御しなければならない真値の誤差を抑制することができ、安定した制御が行える。

特許文献１などの先行技術では、瞬時電流をフィルタ検出しているので、実際の検出電流値から乖離が大きく、また制御周期性が無い。しかし、本発明の多点電流サンプルの平均値を用いる方式では、検出可能な分解能（Ｎ回）の範囲内であれば検出精度を上げる事が出来、６０°周期性の電流制御を守る事が出来る。よって、先行技術より安定な電流制御を構築することができる。
（２）請求項２、４に記載の発明によれば、ＦＦＴ解析により求めた周期パルス数およびパルス幅で決まる波形率を補正操作量として電圧指令を補正しているので、過変調領域において、高調波成分の増加による制御操作量と制御真値の差分を補正することができる。
（３）請求項３、６に記載の発明によれば、電流位相指令は、位相指令テーブルを参照して出力するように構成しているので、制御処理の簡易化および処理速度の向上を図ることができる。

本発明の一実施形態例によるモータ制御装置の構成図。 本発明の一実施形態例による制御ブロック図。 本発明の一実施形態例の同期パルス幅変調信号生成手段におけるパルス列生成の様子を示す説明図。 電流検出と電流制御のタイミングを表し、（ａ）は同一タイミング方式の説明図、（ｂ）は本発明方式の説明図。 モータ制御における変調領域毎の出力電圧波形図。 正弦波ＰＷＭ制御に電流検出および電流制御のタイミングを示す説明図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。

図１は、本実施形態例のモータ制御装置の構成を示している。図１において、５０はモータ制御装置であり、インバータ５０ａと制御部５０ｂとを有している。モータ制御装置５０の直流側には蓄電池５１が接続され、交流側にはモータ５２（例えば、ＰＭモータ（Ｐｅｒｍｅｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ））が接続されている。

また、インバータ５０ａの直流母線には直流電圧検出値を検出する直流電圧検出センサ５３、インバータ５０ａの交流母線のＵ相およびＷ相には交流電流検出値を検出する交流電流検出センサ５４ａ，５４ｃ、モータ５２にはモータ５２の回転速度検出値を検出する磁極位置センサ５５（例えばレゾルバ）が設けられている。

制御部５０ｂは、装置外部からトルク指令値、直流電圧検出センサ５３から直流電圧検出値、交流電流検出センサ５４ａ，５４ｃから交流電流検出値、磁極位置センサ５５から回転角度検出値を各々入力する。

制御部５０ｂは、これらトルク指令値と各種センサ（直流電圧検出センサ５３と交流電流検出センサ５４ａ，５４ｃと磁極位置センサ５５）からの検出値に基づいたベクトル制御によって所望の電圧指令値を図示しないゲート駆動回路に出力している。

ゲート駆動回路では、入力した電圧指令値に基づいたゲート信号をインバータ５０ａに出力してスイッチング素子（図１の例ではＩＧＢＴ）をオン、オフ制御する。

そして、モータ制御装置５０は、スイッチング素子を有するインバータ５０ａにより、蓄電池５１の直流電圧を所望の交流電圧に変換しモータ５２に出力することでモータ制御を行っている。

なお、図１では、モータ制御装置５０の直流側に蓄電池５１が接続されているが、交流電源から整流器による順変換で直流電力を得る構成でもよい。また、交流電流検出センサ５４ａ，５４ｃはＵ相とＷ相の２相から演算によって３相の交流電流を得ているが、Ｖ相にも交流電流検出センサ５４ｂを設け、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の電流検出を行う構成でもよい。

制御部５０ｂは、図２の検出ブロックおよび指令ブロックを備えた制御ブロックで構成されている。図２において、検出ブロックは次の（１）〜（８）の各部を備えている。

（１）Ｕ相電流検出部（Ｉｕｄｅｔ（Ｎ回分））
モータ制御装置５０の交流出力側のＵ相電流検出センサ５４ａの検出電流（例えば、変流器ＣＴで検出した電流）から、後述の（３）磁極位相検出部によりサンプルした磁極位相θｄｅｔと同期させてＮ回分サンプルした結果Ａ(Ｉｕ_1det、Ｉｕ_2det、Ｉｕ_3det、…Ｉｕ_Ndet）をメモリに格納する。

この結果Ａは、設定した周期毎に検出した１〜Ｎ回目迄のＵ相電流(Ｉｕ_1det、Ｉｕ_2det、Ｉｕ_3det、…Ｉｕ_Ndet）を各々保有している。

（２）Ｖ相電流検出部（Ｉｖｄｅｔ（Ｎ回分））
モータ制御装置５０の交流出力側のＶ相電流検出センサ５４ｂの検出電流（例えば、変流器ＣＴで検出した電流）、又はＵ相とＷ相の各検出電流から演算により求めたＶ相電流から、後述の（３）磁極位相検出部によりサンプルした磁極位相θｄｅｔと同期させてＮ回分サンプルした結果Ｂ(Ｉｖ_1det、Ｉｖ_2det、Ｉｖ_3det、…Ｉｖ_Ndet）をメモリに格納する。

この結果Ｂは、設定した周期毎に検出した１〜Ｎ回目迄のＶ相電流(Ｉｖ_1det、Ｉｖ_2det、Ｉｖ_3det、…Ｉｖ_Ndet）を各々保有している。

（３）磁極位相検出部（θｄｅｔ（Ｎ回分））
レゾルバ（図１に示す磁極位置センサ５５）から磁極位相検出θｄｅｔを、設定した周期毎にＮ回分サンプルした結果Ｃ(θ_1det、θ_2det、θ_3det、…θ_Ndet）をメモリに格納する。

この結果Ｃは、設定した周期毎に検出した１〜Ｎ回目迄の磁極位相検出(θ_1det、θ_2det、θ_3det、…θ_Ndet）を各々保有している。

（４）３相／２相変換部（Ｎ回実行）
前記結果Ａ〜Ｃを用いて３相／２相変換回路がＮ回分の３相／２相座標変換を行い、Ｎ回分の結果Ｄ（ｄ軸電流検出Ｉｄ_1det、Ｉｄ_2det、Ｉｄ_3det、…Ｉｄ_Ndetとｑ軸電流検出Ｉｑ_1det、Ｉｑ_2det、Ｉｑ_3det、…Ｉｑ_Ndet）を各々出力する。

（５）ｄ軸電流検出部（Ｉｄ_ｄｅｔ（Ｎ回分））
前記結果Ｄのうちｄ軸の座標変換結果を加算したｄ軸電流値Ｉｄ_1det＋Ｉｄ_2det＋Ｉｄ_3det＋…Ｉｄ_Ndetをメモリに格納する。

（６）ｑ軸電流検出部（Ｉｑ_ｄｅｔ（Ｎ回分））
前記結果Ｄのうちｑ軸の座標変換結果を加算したｑ軸電流値Ｉｑ_1det＋Ｉｑ_2det＋Ｉｑ_3det＋…Ｉｑ_Ndetをメモリに格納する。

（７）平均化処理部
前記（５）ｄ軸電流検出部で格納したＩｄ_1det＋Ｉｄ_2det＋Ｉｄ_3det＋…Ｉｄ_Ndetをサンプル回数Ｎで割った
（ΣＩｄ_1det〜Ndet）／Ｎ＝Ｉｄ_avedet
を算出し、Ｎ回分の加算平均Ｉｄ_avedetとしてメモリに格納する。

また、前記（６）ｑ軸電流検出部で格納したＩｑ_1det＋Ｉｑ_2det＋Ｉｑ_3det＋…Ｉｑ_Ndetをサンプル回数Ｎで割った
（ΣＩｑ_1det〜Ndet）／Ｎ＝Ｉｑ_avedet
を算出し、Ｎ回分の加算平均Ｉｑ_avedetとしてメモリに格納する。

（８）電流検出部（Ｉ１ｄｅｔ）
前記（７）平均化処理部で格納したｄ軸およびｑ軸の加算平均Ｉｄ_avedetとＩｑ_avedetから
（Ｉｄａｖｅｄｅｔ²＋Ｉｑａｖｅｄｅｔ²）^1/2＝Ｉ１ｄｅｔ（電流検出実効値）を算出し、メモリに格納する。

また図２において、指令ブロックは次の（９）〜（２１）の各部を備えている。

（９）トルク指令出力部
上位装置もしくは外部から与えられる要求トルクに基づくトルク指令τｒｅｆを、後述する（１１）電流指令テーブル、（１２）位相指令テーブルに出力する。

（１０）回転速度算出部（ｖ）
モータ５２の回転角度（磁極位相）を検出するレゾルバ（図１に示す磁極位置センサ５５）の出力信号θｄｅｔから算出されたモータ５２の回転速度ｖを、後述する（１１）電流指令テーブル、（１２）位相指令テーブルに出力する。

（１１）電流指令テーブル
前記（９）トルク指令出力部および（１０）回転速度算出部のトルク指令τｒｅｆおよび回転速度ｖに対応するモータ５２の電機子巻線に流れるｄ軸電流（磁束電流）指令Ｉｄ１ｒｅｆとｑ軸電流（トルク電流）指令Ｉｑ１ｒｅｆが記憶されている電流指令テーブルを備えている。

（１３）電流指令出力部（Ｉ１ｒｅｆ）
前記（１１）電流指令テーブルを参照し、前記（９）トルク指令τｒｅｆと（１０）回転速度ｖより選定された（に対応する）、ｄ軸電流指令Ｉｄ１ｒｅｆとｑ軸電流指令Ｉｑ１ｒｅｆから、電流指令実効値Ｉ１ｒｅｆ＝（Ｉｄ１ｒｅｆ²＋Ｉｑ１ｒｅｆ²）^1/2を演算して出力する。

ここで、ｄ軸電流Ｉｄは電機子巻線に誘起される電圧に対して同位相の電流成分、ｑ軸電流Ｉｑは電機子巻線に誘起される電圧に対して直交する電流成分である。

（１２）位相指令テーブル
前記（９）トルク指令τｒｅｆと（１０）回転速度ｖからモータ５２の電機子巻線に流れるｄ軸電流指令Ｉｄ１ｒｅｆとｑ軸電流指令Ｉｑ１ｒｅｆを求め、電流位相指令φｒｅｆはｄ軸電流指令Ｉｄ１ｒｅｆとｑ軸電流指令Ｉｑ１ｒｅｆの比率から式（１）
φｒｅｆ＝ｔａｎ^-1（Ｉｑ１ｒｅｆ／Ｉｄ１ｒｅｆ)…（１）
によって求められ、これに基づく（９）トルク指令τｒｅｆと（１０）回転速度ｖに対応する電流位相指令φｒｅｆが記憶された位相指令テーブルを備えている。

（１４）電流位相指令出力部（φｒｅｆ）
前記（１２）位相指令テーブルを参照し、ｄ軸電流指令Ｉｄ１ｒｅｆとｑ軸電流指令Ｉｑ１ｒｅｆから選定された、すなわちトルク指令τｒｅｆおよび回転速度ｖに対応する電流位相指令φｒｅｆを出力する。

（１５）ＰＩ（比例積分）制御部
前記（１３）電流指令出力部より出力された電流指令実効値Ｉ１ｒｅｆと、（８）電流検出部により算出された電流検出実効値Ｉ１ｄｅｔとの偏差を減算器６１でとり、該偏差を比例・積分演算制御器（ＰＩ制御器）に入力し、比例・積分演算により電圧指令Ｖ１_ｒｅｆを得る。

（１６）電圧指令出力部（Ｖ１ｒｅｆ）
前記（１５）ＰＩ制御部で得られた電圧指令Ｖ１_ｒｅｆ＝（Ｖｄ_ｒｅｆ²＋Ｖｑ_ｒｅｆ²）^1/2を出力する。

（１７）同期ＰＷＭ用電圧補正演算部
後述する（１８）同期ＰＷＭ生成回路では、電流制御によって電流基本波成分が連続となるよう、前記（１６）の電圧指令Ｖ１ｒｅｆからフーリエ方程式を展開して同期パルスを都度計算する。しかし、過変調領域では高調波成分が増える為、操作量（制御しようとしている値）と真値（本来、制御しなければならない値）との差分が検出として影響してしまう。

このため、（１７）同期ＰＷＭ用電圧補正演算部では、同期パルス数とパルス幅で決まる波形率をＦＦＴ解析で求めた補正操作量αを格納し、乗算器６２において、（１６）電圧指令出力部からの電圧指令Ｖ１ｒｅｆに補正操作量αを掛け合わせた補正後の電圧指令Ｖ１ｒｅｆ´を（１８）同期ＰＷＭ生成回路に出力する。

（１８）同期ＰＷＭ生成回路
前記（１６）電圧指令Ｖ１ｒｅｆに（１７）同期ＰＷＭ用電圧補正演算部で算出された補正操作量αを乗算した補正後の電圧指令Ｖ１ｒｅｆ´と、（１４）電流位相指令出力部からの電流位相指令φｒｅｆとに基づいて、３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する。

電流基本波成分が連続（基本波成分でトルクの連続性を成立させる）となるように、パルス列の作成は、事前に同期パルス数を決めた上（例えば３パルス）で、補正後の電圧指令Ｖ１ｒｅｆ´に基づくフーリエ級数展開式を都度Ｓ／Ｗ（ＣＰＵのソフトウェア）側で演算しパルス列位相β（βはθｄｅｔに基づいたレゾルバ磁極位相を指す）を求める。

３パルスの場合の基本波式は式（２）で表せる。

Ｖ＝（４／π）{ｃｏｓβ−ｃｏｓ３０°＋ｃｏｓ（６０°−β）}…（２）
この場合、パルス対称性からＵＶＷ相の電圧指令Ｖ１ｒｅｆ´は、
初回パルス立上り位相：β°
初回パルス立下り位相：３０°
二回目パルス立上り位相：６０−β°
二回目パルス立下り位相：１８０＋β°
三回目パルス立上り位相：２１０°
三回目パルス立下り位相：２１０＋β°
となる。

ここで、（１８）同期ＰＷＭ生成回路で生成されるパルス列の一例を図３に示す。図３は、パルス列位相βが３０°であるときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各パルス列と、Ｕ−Ｖ相間、Ｖ−Ｗ相間、Ｗ−Ｕ相間の各信号を表している。

Ｕ相では、１回目のパルス列が０°で立上り、３０°で立下り、２回目のパルス列が６０°で立上り、１８０°で立下り、３回目のパルス列が２１０°で立上り、２４０°で立下っている。

この関係はＶ相、Ｗ相も同様であり、３相のパルス列は、１２０°で左右対称（対称性の確保）となっている。

以上より、電圧指令Ｖ１ｒｅｆ´と同期パルス数から各相のパルス列位相βが求まり、それぞれのパルス列の立上り位相と立下り位相を決定し、電流位相指令φｒｅｆを各相にオフセットしたパルス列情報を３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*として出力する。

（１９）Ｕ相ＰＷＭ指令出力部
前記（１８）同期ＰＷＭ生成回路で生成されたＵ相電圧指令Ｖｕ^*を図示しないゲート駆動回路に出力する。

（２０）Ｖ相ＰＷＭ指令出力部
前記（１８）同期ＰＷＭ生成回路で生成されたＶ相電圧指令Ｖｖ^*を図示しないゲート駆動回路に出力する。

（２１）Ｗ相ＰＷＭ指令出力部
前記（１８）同期ＰＷＭ生成回路で生成されたＷ相電圧指令Ｖｗ^*を図示しないゲート駆動回路に出力する。

そして、図示しないゲート駆動回路では、入力した３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づいたゲート信号をインバータ５０ａに出力してスイッチング素子をオン、オフ制御することでモータ制御を行っている。

尚、図２の各部（１）〜（２１）を備えた制御部５０ｂは、例えばコンピュータにより構成され、通常のコンピュータのハードウェアリソース、例えばＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＰＵ、入力装置、出力装置、通信インターフェース、ハードディスク、記録媒体およびその駆動装置を備えている。このハードウェアとソフトウェアリソース（ＯＳ、アプリケーションなど）との協働の結果、制御部５０ｂは図２の各部（１）〜（２１）を実装する。

図２の（１）Ｕ相電流検出部、（２）Ｖ相電流検出部、（３）磁極位相検出部、（４）３相／２相変換部、（５）ｄ軸電流検出部、（６）ｑ軸電流検出部、（７）平均化処理部および（８）電流検出部によって、本発明の電流検出実効値演算手段を構成している。

図２の（９）トルク指令出力部、（１０）回転速度算出部、（１１）電流指令テーブルおよび（１３）電流指令出力部によって、本発明の電流指令実効値演算手段を構成している。

図２の（９）トルク指令出力部、（１０）回転速度算出部、（１２）位相指令テーブルおよび（１４）電流位相指令出力部によって、本発明の電流位相指令出力手段を構成している。

図２の減算器６１、（１５）ＰＩ制御部および（１６）電圧指令出力部によって、本発明の電圧指令生成手段を構成している。

図２の（１７）同期ＰＷＭ用電圧補正演算部および乗算器６２によって、本発明の同期パルス幅変調用電圧補正手段を構成している。

図２の（１８）同期ＰＷＭ生成回路によって、本発明の同期パルス幅変調信号生成手段を構成している。

次に、上記のように構成されたモータ制御装置の作用、動作を説明する。

正弦波ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数と同期した電流制御では、正弦波ＰＷＭ制御における電流検出および電流制御のタイミングを示す図６のように、キャリアの上側頂点（トップ）と下側頂点（ボトム）となるゼロベクトル（１．１．１）及び（０．０．０）が必ず発生し、このキャリアの上側頂点（トップ）と下側頂点（ボトム）で電流検出と電流制御を同時に行っていた。このような電流変動の無いゼロベクトル（１．１．１）及び（０．０．０）のポイントで電流検出を行うことにより、検出誤差の少ない制御が可能であった。

尚、３相の電圧ベクトル（Ｕ、Ｖ、Ｗ）は、ＰＷＭのスイッチングパターンにおける１をＯＮ、０をＯＦＦとした場合（１．０．０）、（０．１．０）、（０．０．１）、（０．１．１）、（１．０．１）、（１．１．０）、（０．０．０）、（１．１．１）が存在する。

しかし、同期ＰＷＭ（基本波とキャリアが同期したＰＷＭ制御）による過変調制御の場合、電圧制御率が過変調領域であるために１周期間でゼロベクトルが存在せず、電流変化中の電流検出となることや高調波等の電流波形率の異なる電流検出となり、基本波成分に対する検出誤差が大きくなる。

そこで本発明では、上記のとおりに、同期ＰＷＭによる過変調制御の場合には、検出誤差が大きくなるために瞬時電流による電流検出を電流制御に使えない場合において、３相交流に６０°周期性がある事に着目し、その電流検出方式を構築した。

高調波を含んだ交流電流であっても６０°周期毎に電流波形には周期性が有る。そこで、図２の（１）〜（７）の各部によって、マイコン処理可能な分解能の範囲で離散化したサンプル数Ｎ回を多点サンプルし３相／２相変換をして平均電流Ｉｄ_avedet、Ｉｑ_avedetを得る。

例えば６０°周期性の中でＮ回電流検出し、Ｎ＝４回であれば１５°毎に電流検出することになる。

このような電流検出によって、電流変化中や高調波を含んでいる電流制御であっても、検出誤差を抑制でき、加えて前記（１７）同期ＰＷＭ用電圧補正演算部および乗算器６２によって電圧指令を補正することで、操作量（制御しようとしている値）と真値（本来、制御しなければならない値）との誤差を抑制した制御が可能となる。

図４は、電流波形と、電流検出および電流制御のタイミングを表した図であり、（ａ)は電流検出と電流制御タイミングが同一の場合を示し、（ｂ）は本発明のように電流検出および３相／２相変換を多点において実施した後のタイミングで電流制御を行った場合を示している。

以上のように検出段における特許文献１などの先行技術は瞬時電流をフィルタ検出しているので、実際の検出電流値から乖離が大きく、また制御周期性が無い。しかし、本実施形態例の多点平均電流検出方式では、検出可能な分解能（Ｎ回）の範囲内であれば検出精度を上げることができ、６０°周期性の電流制御を守ることができる。よって、先行技術よりも安定な電流制御を構築できる。

また、指令段における特許文献１などの先行技術は、一般的なｄｑ軸の電流制御を用いている為、処理としては２本分の制御を動かす必要があった。しかし本実施形態例では、位相（φ）を予め（１２）位相指令テーブルにてマップ化することで、電流情報を（８）電流検出部の出力と（１３）電流指令出力部の出力の偏差のみに一本化したので、処理の簡易化、処理速度の向上が達成できた。

（５）…ｄ軸電流検出部
（６）…ｑ軸電流検出部
（７）…平均化処理部
（１１）…電流指令テーブル
（１２）…位相指令テーブル
（１３）…電流指令出力部
（１４）…電流位相指令出力部
（１５）…ＰＩ制御部
（１６）…電圧指令出力部
（１７）…同期ＰＷＭ用電圧補正演算部
（１８）…同期ＰＷＭ生成回路
５０…モータ制御装置
５０ａ…インバータ
５０ｂ…制御部
５１…蓄電池
５２…モータ
５３…直流電圧検出センサ
５４ａ〜５４ｃ…交流電流検出センサ
５５…磁極位置センサ
６１…減算器
６２…乗算器

Claims (6)

1. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータによって回転機の印加電圧を制御する回転機の制御装置であって、
   同期パルス幅変調による過変調制御時に、設定周期毎に前記回転機の磁極位置を検出して得た設定個数の磁極位相値と同期させて、前記インバータの３相交流電流を設定回数検出し、該検出された設定回数の３相交流電流値を前記設定個数の磁極位相値に基づいて３相／２相座標変換して設定個数のｄ軸電流値および設定個数のｑ軸電流値を得る多点電流サンプル取得手段と、
   前記得られた設定個数のｄ軸電流値の加算平均値および設定個数のｑ軸電流値の加算平均値を求め、それら各加算平均値から電流検出実効値を演算する電流検出実効値演算手段と、
   要求されたトルク指令と、前記回転機の磁極位置を検出した磁極位相値から算出した回転機の回転速度とに基づいて、電流指令実効値を演算する電流指令実効値演算手段と、
   前記トルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力する電流位相指令出力手段と、
   前記電流検出実効値演算手段で演算された電流検出実効値と、前記電流指令実効値演算手段で演算された電流指令実効値との偏差に対して、ＰＩ（比例積分）制御を施して前記偏差に応じた電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、
   前記電圧指令生成手段で生成された電圧指令に基づくフーリエ級数展開式を演算してパルス列位相を求め、前記電圧指令と設定した同期パルス数からパルス列の幅を算出し、該パルス列の幅と前記パルス列位相から３相各相のパルス列の立上り位相、立下がり位相を決定し、これらのパルス列情報と前記電流位相指令出力手段から出力された電流位相指令に基づいて、３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する同期パルス幅変調信号生成手段と、を備え、
   前記同期パルス幅変調信号生成手段で生成された３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*によって前記インバータのスイッチング素子をオン、オフ制御することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記電圧指令生成手段で生成された、前記偏差に応じた電圧指令に、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）解析により求めた同期パルス数およびパルス幅で決まる波形率を補正操作量として乗算し、補正後の電圧指令を生成して前記同期パルス幅変調信号生成手段に出力する同期パルス幅変調用電圧補正手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
3. 前記電流位相指令出力手段は、前記トルク指令および回転機の回転速度から求められたｄ軸電流指令とｑ軸電流指令の比率から算出される電流位相指令を、トルク指令および回転機の回転速度に対応して格納した位相指令テーブルを備え、
   前記位相指令テーブルを参照してトルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力することを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
4. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータによって回転機の印加電圧を制御する回転機の制御方法であって、
   多点電流サンプル取得手段が、同期パルス幅変調による過変調制御時に、設定周期毎に前記回転機の磁極位置を検出して得た設定個数の磁極位相値と同期させて、前記インバータの３相交流電流を設定回数検出し、該検出された設定回数の３相交流電流値を前記設定個数の磁極位相値に基づいて３相／２相座標変換して設定個数のｄ軸電流値および設定個数のｑ軸電流値を得る多点電流サンプル取得ステップと、
   電流検出実効値演算手段が、前記得られた設定個数のｄ軸電流値の加算平均値および設定個数のｑ軸電流値の加算平均値を求め、それら各加算平均値から電流検出実効値を演算する電流検出実効値演算ステップと、
   電流指令実効値演算手段が、要求されたトルク指令と、前記回転機の磁極位置を検出した磁極位相値から算出した回転機の回転速度とに基づいて、電流指令実効値を演算する電流指令実効値演算ステップと、
   電流位相指令出力手段が、前記トルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力する電流位相指令出力ステップと、
   電圧指令生成手段が、前記電流検出実効値演算手段で演算された電流検出実効値と、前記電流指令実効値演算手段で演算された電流指令実効値との偏差に対して、ＰＩ（比例積分）制御を施して前記偏差に応じた電圧指令を生成する電圧指令生成ステップと、
   同期パルス幅変調信号生成手段が、前記電圧指令生成手段で生成された電圧指令に基づくフーリエ級数展開式を演算してパルス列位相を求め、前記電圧指令と設定した同期パルス数からパルス列の幅を算出し、該パルス列の幅と前記パルス列位相から３相各相のパルス列の立上り位相、立下がり位相を決定し、これらのパルス列情報と前記電流位相指令出力手段から出力された電流位相指令に基づいて、３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する同期パルス幅変調信号生成ステップと、を備え、
   前記同期パルス幅変調信号生成ステップで生成された３相の相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*によって前記インバータのスイッチング素子をオン、オフ制御することを特徴とする回転機の制御方法。
5. 同期パルス幅変調用電圧補正手段が、前記電圧指令生成手段で生成された、前記偏差に応じた電圧指令に、ＦＦＴ解析により求めた同期パルス数およびパルス幅で決まる波形率を補正操作量として乗算し、補正後の電圧指令を生成して前記同期パルス幅変調信号生成手段に出力する同期パルス幅変調用電圧補正ステップを備えたことを特徴とする請求項４に記載の回転機の制御方法。
6. 前記電流位相指令出力ステップは、前記トルク指令および回転機の回転速度から求められたｄ軸電流指令とｑ軸電流指令の比率から算出される電流位相指令を、トルク指令および回転機の回転速度に対応して格納した位相指令テーブルを参照して、トルク指令および回転機の回転速度に対応する電流位相指令を出力することを特徴とする請求項４又は５に記載の回転機の制御方法。

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