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JP6681979B2 - 電力変換器 - Google Patents

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Description

本発明は、概して、電力変換器に関する。
従来、電気自動車やハイブリッド電気自動車等の車両の電力供給に使用可能な電力システムが当該技術分野において知られている。例えば、車両では、デュアル電圧電力システムが用いられる。これは、例えば、ヘッドライトやテールランプ、加熱ファン、オーディオシステム等の電気負荷に給電するための１２Ｖ系統と、トラクションインバータやモータ等に給電するための高電圧系統とを含むものである。デュアル電圧電力システムでは、２つの電圧系統間でエネルギーを伝達できると便利である。この目的のために、電力変換器が車両に搭載される。
具体的には、位相シフト型フルブリッジ変換器が、例えば「A 1 kW 500 kHz Front-End Converter for a Distributed Power Supply System」（Mweeneら、IEEE Transactions on Power Electronics、vol.6、no.3、pp.398~407、１９９１年７月）（以下「非特許文献１」）に記載されている。また、３ポート変換器が、例えば「Idling Port Isolation Control of Three-Port Bidirectional Converter for EVs」(Kimら,IEEE Transactions on Power Electronics、vol.27、no.5、pp.2495~2506、２０１２年５月）（以下「非特許文献２」）に記載されている。この非特許文献２の３ポート変換器は、所定のポートへの電力の流れを防止して、このポートをアイドル状態にすることができる。
「A 1 kW 500 kHz Front-End Converter for a Distributed Power Supply System」、Mweeneら、IEEE Transactions on Power Electronics、vol.6、no.3、pp.398~407、１９９１年７月 「Idling Port Isolation Control of Three-Port Bidirectional Converter for EVs」、Kimら、IEEE Transactions on Power Electronics、vol.27、no.5、pp.2495~2506、２０１２年５月
非特許文献１の変換器は、電源と負荷との間の電力の流れを制御できる。しかし、この変換器では、変換器の小型化及び低コスト化が困難である。一方、非特許文献２の変換器の場合、変換器の部品数を削減できる。しかし、この変換器では、ポートをアイドル状態にするには複雑なスイッチング動作が必要であり、アイドル状態のポートにおけるエネルギー損失を防止することが困難であり、この損失による発熱を考慮した部品設計が必要になる。このため、この変換器でも、変換器の小型化及び低コスト化が困難である。
１つの態様は、小型化及び低コスト化が可能な電力変換器を提供することである。
既知の技術水準に鑑み、第１の態様において、電力変換器は、少なくとも３つのスイッチング回路と、少なくとも１つの電源と、少なくとも１つの負荷と、共振回路とを具備し、スイッチング回路の入力端子は、少なくとも１つの電源と少なくとも１つの負荷の何れか一方に接続され、スイッチング回路の出力端子は、共振回路に電気的に直列に接続されて、閉回路を形成する。
第１の態様に係る電力変換器によれば、複数のポート間の電力を所望に応じて制御できる。このため、部品数の削減が可能で且つ小型化及び低コスト化が可能な電力変換器を提供することができる。
第２の態様において、第１の態様に係る電力変換器は、スイッチング回路のうちの少なくとも１つの電源に接続されたスイッチング回路によって生成された電圧波形の基本成分の和が、スイッチング回路のうちの少なくとも１つの負荷に接続されたスイッチング回路に印加された電圧波形の基本成分の和と略等しい。
第２の態様に係る電力変換器によれば、共振回路によって選択的にフィルタをかけられた少なくとも１つの電源の基本成分の和を、少なくとも１つの負荷の基本成分の和と等しくすることによって、複数のポート間の電力を所望に応じて制御できる。
第３の態様において、第１又は第２の態様に係る電力変換器は、電圧波形の周波数が、共振回路の共振周波数と略等しい。
第３の態様に係る電力変換器によれば、電圧波形の周波数を共振回路の共振周波数に近づけることによって、基本成分を選択的に得ることができる。
第４の態様において、第１〜第３の態様のいずれか１つの態様に係る電力変換器は、電圧波形の位相が、互いに略等しい。
第４の態様に係る電力変換器によれば、電圧波形を互いに同位相にすることによって、少なくとも１つの電源の基本成分の和と、少なくとも１つの負荷の基本成分の和を互いに等しくすることができる。
第５の態様において、第１〜第４の態様のいずれか１つの態様に係る電力変換器は、スイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つが、絶縁変圧器を介して閉回路に直列に接続されている。
第５の態様に係る電力変換器によれば、少なくとも一対の出力端子を絶縁変圧器を介して接続することによって、所望の出力端子を他の出力端子から電気的に絶縁させることができる。
第６の態様において、第１〜第５の態様のいずれか１つの態様に係る電力変換器は、共振回路の特性インピーダンスが、閉回路に直列に接続された総有効負荷抵抗値よりも高い。
第６の態様に係る電力変換器によれば、共振回路の特性インピーダンスを総有効負荷抵抗値よりも高くすることによって、共振回路で効果的に電圧波形の基本成分にフィルタをかけることができる。
第７の態様において、第１〜第６の態様のいずれか１つの態様に係る電力変換器は、スイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つが、スイッチング回路の上部アームのスイッチング要素又は下部アームのスイッチング要素を介して電気的に短絡される。
第７の態様に係る電力変換器によれば、スイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つが、スイッチング回路の上部アームのスイッチング要素又は下部アームのスイッチング要素を介して電気的に短絡される。このため、短絡された出力端子へ入力される電力と短絡された出力端子から出力される電力をゼロにすることができ、スイッチング要素における損失を低減できる。
第８の態様において、第７の態様に係る電力変換器は、スイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つが、スイッチング回路の上部アームのスイッチング要素と下部アームのスイッチング要素とを交互に介して電気的に短絡される。
第８の態様に係る電力変換器によれば、スイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つが、スイッチング回路の上部アームのスイッチング要素と下部アームのスイッチング要素とを交互に介して電気的に短絡される。このため、短絡回路に用いるスイッチング要素で極端な温度上昇を防止できる。
第９の態様において、第７又は第８の態様に係る電力変換器は、スイッチング回路のうちの少なくとも１つが、フルブリッジ回路を備える。
第９の態様に係る電力変換器によれば、スイッチング回路のうちの少なくとも１つがフルブリッジ回路を備えることによって、スイッチング回路の出力端子を容易に電気的に短絡させることができる。
第１０の態様において、第１〜第９の態様のいずれか１つの態様に係る電力変換器は、少なくとも１つの負荷への印加電圧と少なくとも１つの負荷への平均電流とに基づいて、負荷抵抗値を算出する計算ユニットと、負荷抵抗値と、電源の電圧値と、少なくとも１つの負荷への目標電圧値とに基づいて、スイッチング回路のデューティ比を決定する制御ユニットとを更に備える。
第１０の態様に係る電力変換器によれば、電力変換器は、少なくとも１つの負荷への印加電圧と少なくとも１つの負荷への平均電流とに基づいて、負荷抵抗値を算出する計算ユニットと、負荷抵抗値と、電源の電圧値と、少なくとも１つの負荷への目標電圧値とに基づいて、スイッチング回路のデューティ比を決定する制御ユニットとを備える。このため、複数のポート間の電力を所望に応じて制御できる。
以下において、この原開示の一部を構成する添付の図面を参照する。
第１実施形態に係る電力変換器の回路構造を図示する回路図である。 第２及び第３ポートにそれぞれ第２及び第３絶縁変圧器が追加された点を除いて、図１に図示した回路構造と同一の回路構造を図示する回路図である。 図２に図示した回路構造の交流等価回路を図示する回路図である。 ｖＦＣ１（ｔ）とｖＳＱ１（ｔ）との関係を図示する電圧波形を図示している。 図２に図示した第２ポートの回路構造を図示する回路図である。 図５に図示した第２ポートの回路構造の交流等価回路を図示する回路図である。 ｉ２（ｔ）の波形である。 第２負荷抵抗を流れる平均電流ＩＡＶＥ２のグラフである。 ｓｉｎ（β）及びｓｉｎ（γ）をｓｉｎ（α）の関数として表すグラフを図示している。 第１ポートのデューティ比と等価抵抗ＲＥ２及びＲＥ３との関係を図示するグラフを図示している。 第１ポートのデューティ比と第２及び第３ポートのデューティ比との関係を図示するグラフを図示している。 第１ポートのデューティ比と電圧ｖＦＣ１（ｔ）のピーク電圧との関係を図示するグラフを図示している。 第１ポートのデューティ比と電流ＩＲのピーク共振電流との関係を図示するグラフを図示している。 第１ポートのデューティ比とＱ値との関係を図示するグラフを図示している。 シミュレーションで使用した回路図を図示している。 ｖＳＱ１（ｔ），ｖＳＱ２（ｔ）及びｖＳＱ３（ｔ）の波形を図示している。 ｉＲ（ｔ），ｉ１（ｔ），ｉ２（ｔ）及びｉ３（ｔ）の波形を図示している。 第２及び第３ポートの出力電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３のそれぞれの波形を図示している。 第２実施形態に係る電力変換器の回路構造を図示する回路図である。 第３実施形態に係る電力変換器の回路構造を図示する回路図である。 第４実施形態に係る電力変換器の回路構造を図示する回路図である。 第５実施形態に係る電力変換器の回路構造を図示する回路図である。 図２２に図示した回路構造の交流等価回路を図示する回路図である。 第５実施形態の変形例に係る電力変換器の回路構造を図示する回路図である。
以下、図面を参照して、選択された実施形態を説明する。当業者には、以下の実施形態の説明が例示のみを目的とし、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される本発明を限定する意図がないことが、本開示から明らかとなろう。図面における同様の参照符号は、同様又は同一の要素又は特徴を示すので、同様又は同一の要素又は特徴の説明は、後続の実施形態において省略されることがある。
［第１実施形態］
図１〜図１８並びに表１及び表２を参照して、第１実施形態に係る電力変換器１００を例示する。図１は、電力変換器１００の回路構造を図示する回路図である。図１に示すように、電力変換器１００は、いわゆるマルチポート変換器であり、第１ポート２０１、第２ポート２０２、及び第３ポート２０３の３つのポートを有する。第１ポート２０１は、第１スイッチング回路１０１及び第１電源４を備える。第２ポート２０２は、第２スイッチング回路１０２、第２平滑コンデンサ５、及び第２負荷抵抗６を備える。第３ポート２０３は、第３スイッチング回路１０３、第３平滑コンデンサ７、及び第３負荷抵抗８を備える。図１に図示するように、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２及び１０３のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴや他の必要及び／又は所望に応じた要素等のスイッチング要素を４つ備える。例示した実施形態では、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のそれぞれは、フルブリッジ回路を備える。しかし、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３は、ハーフブリッジ回路のような別の種類の回路とすることもできる。
電力変換器１００は、計算ユニット１１２及び制御ユニット１１４を有するコントローラ１１０を更に備える。コントローラ１１０は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation: PWM）を用いて、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のそれぞれを制御する。具体的には、例示した実施形態において、コントローラ１１０は、位相シフトＰＷＭを用いて、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のそれぞれを制御する。基本的に、コントローラ１１０は、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のそれぞれのデューティ比を決定して、第１電源４における所定の入力電圧に対する第２及び第３負荷抵抗６、８における所望の出力電圧を得るようにする。コントローラ１１０の動作は後述する。
当業者であれば理解できるように、コントローラ１１０は、以下に説明するように、コントローラ１１０の構成要素を制御する制御プログラムを有する少なくとも１つのマイクロコンピュータを備えていることが好ましい。このため、計算ユニット１１２及び制御ユニット１１４のいずれか一方又は両方を実装するように、１つ又は複数のマイクロコンピュータを構成及びプログラムすることが可能である。コントローラ１１０は、入力インターフェース回路、出力インターフェース回路、及びＲＯＭ（Read Only Memory）装置やＲＡＭ（Random Access Memory）装置等の記憶装置といった他の従来構成要素を備える。当業者には、コントローラ１１０の具体的な構造及びアルゴリズムを、本発明の機能を実行するハードウェアとソフトウェアとの任意の組み合わせとできることが、本開示から明らかとなろう。すなわち、明細書及び請求の範囲において用いられる「ミーンズ・プラス・ファンクション」節は、この「ミーンズ・プラス・ファンクション」節の機能を実行するために用いることが可能な任意の構造又はハードウェア及び／又はアルゴリズム又はソフトウェアを含む。更に、コントローラ１１０の構成要素のうちのいくつかは、モジュール又はユニットとして記載されているが、これらの構成要素がそれぞれ個別の構成要素である必要はなく、ここで説明する複数の構成要素又はモジュールの動作を、１つの構成要素又はモジュールで行うこともできる。また、各モジュールは、上述のようなマイクロコントローラを備えることができ、また、複数のモジュールが１つ又は複数のマイクロコントローラを共有することもできる。
電力変換器１００は、例えば、車両の電力供給に用いることができる。例示した実施形態では、図１に図示するように、電力変換器１００は、単一の入力として第１電源４を有し、複数（一対）の出力として第２及び第３負荷抵抗６、８を有するＤＣ−ＤＣ変換器である。しかし、電力変換器１００の入力の数は、所望及び／又は必要に応じて変更可能であり、電力変換器１００の出力の数も、所望及び／又は必要に応じて変更可能である。図１に図示するように、第１電源４はバッテリ等の直流電源である。しかし、当該技術分野において理解されるように、電力変換器１００では、その本来の電力源から交流電力として電力を供給可能である。この場合、供給された交流電力を、その後、整流器構造又は他の適した構造を用いて直流電力に変換する。そして、変換された直流電力を、電力変換器１００に入力として印加することができる。また、当該技術分野において理解されるように、電力変換器１００の出力を、例えば車両に搭載されたデュアル電圧電力システムに接続できる。
図１に図示したように、電力変換器１００では、第１スイッチング回路１０１の第１出力端子３０１と、第２スイッチング回路１０２の第２出力端子３０２と、第３スイッチング回路１０３の第３出力端子３０３と、直列共振回路１とが互いに直列に接続されて、閉回路を形成している。直列共振回路１は、共振コンデンサ２及び共振インダクタ３を備える。
以下、図２を参照して、電力変換器１００の動作を説明する。図２は、第２及び第３ポート２０２、２０３にそれぞれ第２及び第３絶縁変圧器２１、２２が追加された点を除いて、図１に図示した回路構造と同一の回路構造を図示している。図２に示すように、第２絶縁変圧器２１の巻数はそれぞれｎ２Ｐ及びｎ２Ｓであり、第３絶縁変圧器２２の巻数はそれぞれｎ３Ｐ及びｎ３Ｓである。図２に示す構成では、第１、第２及び第３ポート２０１，２０２、２０３は、互いに電気的に絶縁されている。
図２を参照して、第２及び第３絶縁変圧器２１、２２の巻数比を考慮して、電力変換器１００の動作を説明する。図１に示す回路構成は、図２に示す巻数を次のように設定することで実現される。ｎ２Ｐ＝ｎ２Ｓ且つｎ３Ｐ＝ｎ３Ｓ。
図２において、ＶＤＣ１は第１電源４の電圧を示し、Ｒ２は第２負荷抵抗６の抵抗値を示し、ＶＤＣ２は第２負荷抵抗６に印加された電圧を示し、Ｒ３は第３負荷抵抗８の抵抗値を示し、ＶＤＣ３は第３負荷抵抗８に印加された電圧を示す。また、図２において、ｖＳＱ１（ｔ）、ｖＳＱ２（ｔ）及びｖＳＱ３（ｔ）は、第１、第２及び第３ポート２０１、２０２、２０３の出力端子の差動電圧をそれぞれ示す。更に、図２において、ｉＲ（ｔ）は、直列共振回路１を流れる電流を示す。
図３は、図２に示したマルチポート変換器回路の交流等価回路を図示している。図３に示す交流等価回路は、第１等価交流（ＡＣ）電源３１、第２等価負荷抵抗３２、及び第３等価負荷抵抗３３を備える。第１等価交流電源３１は、ｖＦＣ１（ｔ）の電圧成分を有する。図３において、ＲＥ２は第２等価負荷抵抗３２の抵抗値を示し、ｖＦＣ２（ｔ）は第２等価負荷抵抗３２に印加された電圧値を示す。また、図３において、ＲＥ３は第３等価負荷抵抗３３の抵抗値を示し、ｖＦＣ３（ｔ）は第３等価負荷抵抗３３に印加された電圧値を示す。
図３に示す交流等価回路において、電圧ＶＦＣ１（ｔ）、ＶＦＣ２（ｔ）及びＶＦＣ３（ｔ）の周波数ｆＳは、直列共振回路１の共振周波数ｆＲと略等しくなるように設定される。この周波数条件の下では、直列共振の原理からわかるように、直列共振回路１のインピーダンスは略ゼロになり、直列共振回路１に印加される電圧も略ゼロになる。このため、以下の式（１）〜（３）が成り立つ。
図４は、ｖＦＣ１（ｔ）とｖＳＱ１（ｔ）との間の関係を図示する電圧波形を図示している。図４において、ｖＦＣ１（ｔ）を一点鎖線で図示し、ｖＳＱ１（ｔ）を実線で図示している。ここで、ｖＳＱ１（ｔ）は、第１電源４及び第１スイッチング回路１０１によって生成された矩形波を示している。このような矩形波は、当該技術において理解されているように、位相シフト制御によって生成できる。例示した実施形態では、ｖＳＱ１（ｔ）は、図４に図示したような矩形波であり、αは、第１スイッチング回路１０１の導通角を示す。この矩形波の基本成分ｖＦＣ１（ｔ）は、以下の式（４）で表される。
同様に、ｖＳＱ２（ｔ）の基本成分ｖＦＣ２（ｔ）及びｖＳＱ３（ｔ）の基本成分ｖＦＣ３（ｔ）は、第２及び第３絶縁変圧器２１、２２の巻数比を考慮して、以下の式（５）及び（６）で表される。βは、ｖＳＱ２（ｔ）の導通角を示し、γは、ｖＳＱ３（ｔ）の導通角を示す。
更に、ｖＦＣ１（ｔ）、ｖＦＣ２（ｔ）及びｖＦＣ３（ｔ）の振幅は、以下の式（７）〜（９）で表される。
当該技術分野において理解されるように、これらの式（７）〜（９）に基づき、以下の式（１０）及び（１１）が得られる。
次に、図５〜図８を参照して、第２ポート２０２の等価抵抗を説明する。図５は、第２ポート２０２の回路構造を図示し、図６は、その交流等価回路を図示している。
図５において、ｉ２（ｔ）は、第２スイッチング回路１０２から第２平滑コンデンサ５及び第２負荷抵抗６へ至る電流の流れを示す。図７は、ｉ２（ｔ）の波形を図示し、図８は、第２負荷抵抗６を流れる平均電流ＩＡＶＥ２のグラフを図示している。図７において、ｉ２（ｔ）を実線で図示し、ｉＲ（ｔ）を破線で図示している。以下では、説明を簡素化するために、第２絶縁変圧器２１の巻数比を１とする。第２スイッチング回路１０２の導通角がβである間、ｉ２（ｔ）は、直列共振回路１を流れる電流と等しい。第２負荷抵抗６に印加される電圧ＶＤＣ２が一定であるため、第２負荷抵抗６を流れる電流ＩＡＶＥ２も一定である。従って、当該技術分野において理解されるように、ｉ２（ｔ）の平均がＩＡＶＥ２と等しいため、以下の式（１２）が成り立つ。
また、当該技術分野において理解されるように、電流振幅ＩＲが以下の式（１３）で表される。
従って、等価抵抗ＲＥ２は、以下の式（１４）に示すように、式（８）及び（１２）に基づいて算出される。
同様に、当該技術分野において理解されるように、第３ポート２０３の等価抵抗ＲＥ３も、以下の式（１５）に示すように算出される。
導通角β及びγは、以下の式（１６）及び（１７）にそれぞれ示すように、式（７）〜（９）、（１４）及び（１５）を式（１０）及び（１１）に代入することで、αの関数として算出される。
電流振幅ＩＲは、以下の式（１８）で算出される。
共振回路の品質係数（Ｑ値）は、以下の式（１９）で算出される。
一般的には、Ｑ値が高ければ、交流近似が成り立つ。
式（１６）及び（１７）から分かるように、ｓｉｎ（β）及びｓｉｎ（γ）は、ｓｉｎ（α）に比例する。従って、αがある値に設定されると、β及びγを回路パラメータに基づいて算出できる。
上記の表１は、回路パラメータの一例を示している。
図９は、ｓｉｎ（β）及びｓｉｎ（γ）をｓｉｎ（α）の関数として表すグラフを図示している。図９において、ｓｉｎ（α）とｓｉｎ（β）との関係をグレーの実線で図示し、ｓｉｎ（α）とｓｉｎ（γ）との関係を黒の破線で図示している。すなわち、当該技術分野において理解されるように、ｓｉｎ（β）及びｓｉｎ（γ）とｓｉｎ（α）とが図９に示す関係を満たしていれば、表１に示すようなＶＤＣ２及びＶＤＣ３の値が得られる。
図１０〜図１４は、それぞれ、第１ポート２０１のデューティ比の関数としてパラメータを表すグラフを図示している。図１０は、第１ポート２０１のデューティ比（Ｄｕｔｙ１）と等価抵抗ＲＥ２及びＲＥ３との関係を図示するグラフを図示している。図１０において、Ｄｕｔｙ１と等価抵抗ＲＥ２との関係をグレーの実線で図示し、Ｄｕｔｙ１と等価抵抗ＲＥ３との関係を黒の破線で図示している。図１１は、第１ポート２０１のデューティ比（Ｄｕｔｙ１）と第２及び第３ポート２０２、２０３のデューティ比（Ｄｕｔｙ２及びＤｕｔｙ３）との関係を図示するグラフを図示している。図１１において、Ｄｕｔｙ１とＤｕｔｙ２との関係をグレーの実線で図示し、Ｄｕｔｙ１とＤｕｔｙ３との関係を黒の破線で図示している。図１２は、第１ポート２０１のデューティ比（Ｄｕｔｙ１）と電圧ｖＦＣ１（ｔ）のピーク電圧との関係を図示するグラフを図示している。図１３は、第１ポート２０１のデューティ比（Ｄｕｔｙ１）と電流ＩＲのピーク共振電流との関係を図示するグラフを図示している。図１４は、第１ポート２０１のデューティ比（Ｄｕｔｙ１）とＱ値との関係を図示するグラフを図示している。
当該技術分野において理解されるように、第１、第２及び第３ポート２０１、２０２、２０３のデューティ比は、以下の式（２０）〜（２２）に示すように、それぞれの導通角に対応している。
図１３に示すように、共振電流ＩＲの振幅は、Ｄｕｔｙ１が増加するにつれて減少する。共振電流ＩＲの振幅が小さくなるほど、変圧器の配線又は半導体装置の導通損失が小さくなる。このため、導通損失の観点から、Ｄｕｔｙ１が高いことが好ましい。一方、Ｑ値は、Ｄｕｔｙ１が大きくなるにつれて減少する。
この電力変換器１００は、直列共振回路１のスイッチング周波数におけるインピーダンスを総有効負荷抵抗値よりも高く設定することによって、Ｑ値を１以上に維持することができる。これにより、上述の分析に用いた交流近似が成り立つ。その結果、所望の出力電圧が得られる。
電力変換器１００において、コントローラ１１０は、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３をそれぞれ制御して、所望の出力電圧を得る。具体的には、例示した実施形態において、当該技術分野において理解されるように、コントローラ１１０の計算ユニット１１２が、第２及び第３負荷抵抗６、８への印加電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３と第２及び第３負荷抵抗６、８への平均電流ＩＡＶＥ２、ＩＡＶＥ３とに基づいて、第２及び第３負荷抵抗６及び８の抵抗値Ｒ２、Ｒ３（例えば、負荷抵抗値）を算出する。より具体的には、計算ユニット１１２は、印加電圧ＶＤＣ２を平均電流ＩＡＶＥ２で除算することによって抵抗値Ｒ２を算出し、印加電圧ＶＤＣ３を平均電流ＩＡＶＥ３で除算することによって抵抗値Ｒ３を算出する。ここで、印加電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３は、それぞれ、第２及び第３負荷抵抗６、８への印加電圧を検出するように構成・配置された電圧センサ（不図示）によって検出され、平均電流ＩＡＶＥ２、ＩＡＶＥ３は、それぞれ、第２及び第３負荷抵抗６、８を流れる平均電流を検出するように構成・配置された電流センサ（不図示）によって検出される。
そして、コントローラ１１０の制御ユニット１１４は、当該技術分野において理解されるように、負荷抵抗値Ｒ２、Ｒ３と、目標電源電圧値ＶＤＣ１と、第２及び第３負荷抵抗６、８への目標電圧値ＶＤＣ２、ＶＤＣ３とに基づいて、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のデューティ比を決定する。例示した実施形態では、目標電源電圧値ＶＤＣ１と目標電圧値ＶＤＣ２、ＶＤＣ３とは、予め設定されているか、コントローラ１１０の制御ユニット１１４に予め記憶され、負荷抵抗値Ｒ２、Ｒ３は、コントローラ１１０の計算ユニット１１２によって算出される。より具体的には、例示した実施形態では、上述の表１に示すように、目標電源電圧値ＶＤＣ１と目標電圧値ＶＤＣ２、ＶＤＣ３とは、それぞれ４０［Ｖ］、４０［Ｖ］及び１０［Ｖ］に予め設定されている。
当該技術分野において理解されるように、式（１９）は、式（１４）〜（１７）を用いて、Ｑ値と導通角αとの関係を表すように変形可能である。具体的には、目標電源電圧値ＶＤＣ１と、目標電圧値ＶＤＣ２、ＶＤＣ３と、負荷抵抗値Ｒ２、Ｒ３とを式（１６）及び（１７）に代入することによって、ｓｉｎ（α）とｓｉｎ（β）との関係及びｓｉｎ（α）とｓｉｎ（γ）との関係を求めることができる。すなわち、式（１６）及び（１７）を用いることで、ｓｉｎ（β）及びｓｉｎ（γ）を、それぞれｓｉｎ（α）の関数として表すことができる。更に、当該技術分野において理解されるように、ｓｉｎ（α）の関数として求められたｓｉｎ（β）及びｓｉｎ（γ）と、計算ユニット１１２によって算出された負荷抵抗値Ｒ２、Ｒ３とを式（１４）及び（１５）に代入することによって、有効負荷抵抗値ＲＥ２、ＲＥ３をｓｉｎ（α）の関数として算出することができる。そして、算出された有効負荷抵抗値ＲＥ２、ＲＥ３とあらかじめ設定又は記憶されている回路パラメータｆＳ及びＣＲとを式（１９）に代入することによって、Ｑ値と導通角αとの関係を求めることができる。例示した実施形態では、上述の表１に示すように、回路パラメータｆＳ、ＣＲは、それぞれ１００，０００［Ｈｚ］及び５．００Ｅ−０８［Ｆ］にあらかじめ設定されている。
上述したように、Ｑ値を十分に高い値に維持することが好ましい。例えば、上述の分析に用いた交流近似を良好に成り立たせるためには、特性インピーダンスを総有効負荷抵抗値よりも高く設定し、この場合、Ｑ値を１以上にする必要がある。すなわち、例示した実施形態において、Ｑ値は１以上に設定される。例示した実施形態において、Ｑ値は、以下に説明するように、例えば４．１３４に設定される。当該技術分野において理解されるように、Ｑ値が決定されると、上述のＱ値と導通角αとの関係から、導通角αを求めることができる。また、導通角αが求められると、例えば、式（１６）及び（１７）を用いた上述のｓｉｎ（α）とｓｉｎ（β）との関係及びｓｉｎ（α）とｓｉｎ（γ）との関係から、導通角β及びγを求めることができる。
そして、コントローラ１１０の制御ユニット１１４は、導通角α、β、γの算出結果に基づいて、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のデューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、Ｄｕｔｙ３を決定する。具体的には、制御ユニット１１４は、式（２０）、（２１）、（２２）に従って、デューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、Ｄｕｔｙ３をそれぞれ算出する。そして、制御ユニット１１４は、第１、第２及び第３ポート２０１、２０２、２０３においてデューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、Ｄｕｔｙ３がそれぞれ得られるように、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のそれぞれのスイッチング要素を、位相シフトＰＷＭを用いて制御する。上記のスイッチング要素用の位相シフトＰＷＭは、当該技術分野において周知であるため、便宜上、詳細な説明は省略する。
例示した実施形態では、コントローラ１１０の計算ユニット１１２及び制御ユニット１１４が行う計算は、段階的に行われるものとして記載されている。しかし、これら複数の計算工程を、１つの計算工程として行うことも勿論可能である。例えば、例示した実施形態では、デューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、Ｄｕｔｙ３は、最終的には、目標電圧値ＶＤＣ１、ＶＤＣ２、ＶＤＣ３と、Ｑ値の目標値と、ｎ２Ｐ、ｎ２Ｓ、ｎ３Ｐ、ｎ３Ｓ、ｆＳ、ＣＲ等の回路パラメータとが与えられた状況において、電圧センサによって検出された印加電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３と電流センサによって検出された平均電流ＩＡＶＥ２、ＩＡＶＥ３との関数として得られる。このため、コントローラ１１０は、電圧センサから印加電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３を取得し、且つ電流センサから平均電流ＩＡＶＥ２、ＩＡＶＥ３を取得するのに応じて、デューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、Ｄｕｔｙ３を算出することもできる。また、目標電圧値ＶＤＣ１、ＶＤＣ２、ＶＤＣ３やＱ値の目標値等の事前に設定された目標値を用いるものとして説明した上述の計算は、必要及び／又は所望に応じて、センサが検出した値又は当該技術分野において周知の方法で算出された値を用いて行うことができる。同様に、センサが検出した値を用いるものとして説明した上述の計算は、必要及び／又は所望に応じて、予め設定した目標値を用いて行うことができる。
次に、電力変換器１００の上述した動作のシミュレーション結果を説明する。
図１５は、シミュレーションで使用した回路図を図示している。基本的に、図１５に示す回路図は、主要な構成要素に関して、図１に示した回路図と同一の位相（トポロジ）を有する。図１５において追加された構成要素又は端子は、シミュレーションの目的で示している。しかし、当該技術分野において理解されるように、図１と図１５の各回路図が示す回路は、基本的に同じように動作する。具体的には、図１５に示すスイッチｓｗ０１〜ｓｗ０４及びダイオードＤ０１〜Ｄ０４は、図１に示す第１スイッチング回路１０１のスイッチング要素に対応し、図１５に示すスイッチｓｗ０５〜ｓｗ０８及びダイオードＤ０５〜Ｄ０８は、第２スイッチング回路１０２のスイッチング要素に対応し、図１５に示すスイッチｓｗ０９〜ｓｗ１２及びダイオードＤ０９〜Ｄ１２は、第３スイッチング回路１０３のスイッチング要素に対応している。
このシミュレーションでも、表１の回路パラメータが用いられている。更に、このシミュレーションでは、以下の表２に示すデューティ比及びＱ値が用いられている。
図１６は、ｖＳＱ１（ｔ）、ｖＳＱ２（ｔ）及びｖＳＱ３（ｔ）の波形を図示している。ｖＳＱ１（ｔ）、ｖＳＱ２（ｔ）及びｖＳＱ３（ｔ）の波形は、それぞれピーク電圧ＶＤＣ１、ＶＤＣ２、ＶＤＣ３を有し、また表２に示すデューティ比を有する。
図１７は、ｉＲ（ｔ）、ｉ１（ｔ）、ｉ２（ｔ）及びｉ３（ｔ）の波形を図示している。このシミュレーションでは、Ｑ値が、表２に示すように、４．１３４という高い値に設定されているため、ｉＲ（ｔ）は正弦波となる。
図１８は、第２及び第３ポート２０２、２０３の出力電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３のそれぞれの波形を図示している。平均出力電圧値は、それぞれ３９．６Ｖ及び９．９７Ｖであり、表１に示す目標電圧４０Ｖ及び１０Ｖと略等しい。このように、この電力変換器１００は、第２及び第３ポート２０２、２０３において所望の出力電圧を得ることができる。
例示した実施形態では、電力変換器１００は、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３（例えば、少なくとも３つのスイッチング回路）、第１電源４（例えば、少なくとも１つの電源）、第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、少なくとも１つの負荷）、及び直列共振回路１（例えば、共振回路）を備える。第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３の入力端子は、第１電源４（例えば、上述の少なくとも１つの電源）又は第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、上述の少なくとも１つの負荷）の何れか一方に接続されている。第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３の出力端子３０１、３０２、３０３は、直列共振回路１に電気的に直列に接続されて、閉回路を形成している。
この電力変換器１００によれば、複数のポート２０１、２０２、２０３の間の電力を所望に応じて制御できる。このため、部品数の削減が可能で且つ小型化及び低コスト化が可能な電力変換器を提供することができる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第１電源４（例えば、上述の少なくとも１つの電源）に接続された第１スイッチング回路（例えば、上述のスイッチング回路のうちの１つのスイッチング回路）によって生成された電圧波形ｖＦＣ１（ｔ）の基本成分の和が、第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、上述の少なくとも１つの負荷）に接続された第２及び第３スイッチング回路１０２、１０３（例えば、上述のスイッチング回路のうちのスイッチング回路）に印加された電圧波形ｖＦＣ２（ｔ）、ｖＦＣ３（ｔ）の基本成分の和と略等しい。
この電力変換器１００によれば、直列共振回路１によって選択的にフィルタをかけられた上述の少なくとも１つの電源の基本成分の和を、上述の少なくとも１つの負荷の基本成分の和と等しくすることによって、複数のポート２０１、２０２、２０３の間の電力を所望に応じて制御できる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、電圧波形ｖＦＣ１（ｔ）、ｖＦＣ２（ｔ）、ｖＦＣ３（ｔ）の周波数ｆＳが、直列共振回路１の共振周波数ｆＲと略等しい。
この電力変換器１００によれば、電圧波形ｖＦＣ１（ｔ）、ｖＦＣ２（ｔ）、ｖＦＣ３（ｔ）の周波数ｆＳを直列共振回路１の共振周波数ｆＲに近づけることによって、基本成分を選択的に得ることができる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、電圧波形ｖＳＱ１（ｔ）、ｖＳＱ２（ｔ）、ｖＳＱ３（ｔ）の位相が、互いに略等しい。
この電力変換器１００によれば、電圧波形ｖＳＱ１（ｔ）、ｖＳＱ２（ｔ）、ｖＳＱ３（ｔ）を互いに同位相にすることによって、第１電源（例えば、上述の少なくとも１つの電源）の基本成分ｖＦＣ１（ｔ）の和と、第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、上述の少なくとも１つの負荷）の基本成分ｖＦＣ２（ｔ）、ｖＦＣ３（ｔ）の和とを互いに等しくすることができる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第２及び第３スイッチング回路１０２、１０３の出力端子が、第２及び第３絶縁変圧器２１、２２を介して閉回路に直列に接続されている。
この電力変換器１００によれば、所望の出力端子を絶縁変圧器を介して接続することによって、所望の出力端子を他の出力端子から電気的に絶縁させることができる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、共振回路の特性インピーダンスが、閉回路に直列に接続された総有効負荷抵抗値よりも高い。
第６の態様に係る電力変換器によれば、直列共振回路１の特性インピーダンスを総有効負荷抵抗値ＲＥ２、ＲＥ３よりも高くすることによって、共振回路で効果的に電圧波形の基本成分にフィルタをかけることができる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３（例えば、上述のスイッチング回路のうちの少なくとも１つ）がフルブリッジ回路を備える。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、上述の少なくとも１つの負荷）への印加電圧ＶＤＣ２、ＶＤＣ３と第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、上述の少なくとも１つの負荷）への平均電流ＩＡＶＥ２、ＩＡＶＥ３とに基づいて、負荷抵抗値Ｒ２、Ｒ３を算出する計算ユニット１１２と、負荷抵抗値Ｒ２、Ｒ３（例えば、上述の負荷抵抗値）と、目標電源電圧値ＶＤＣ１（例えば、電源電圧値）と、第２及び第３負荷抵抗６、８（例えば、上述の少なくとも１つの負荷）への目標電圧値ＶＤＣ２、ＶＤＣ３（例えば、目標電圧値）とに基づいて、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３のデューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、Ｄｕｔｙ３を決定する制御ユニット１１４とを備える。
この電力変換器１００によれば、複数のポート２０１、２０２、２０３の間の電力を所望に応じて制御できる。
［第２実施形態］
図１９は、第２実施形態に係る電力変換器１００の回路構造を図示する回路図である。図１９に図示した電力変換器１００は、図１に図示した第２負荷抵抗６の代わりに第２電源９が第２ポート２０２に接続されている点を除いて、図１に図示した電力変換器１００と基本的に同一である。
より具体的には、第１実施形態に係る電力変換器１００では、２つの負荷が１つの電源に接続されている。一方、第２実施形態に係る電力変換器１００では、１つの負荷が２つの電源に接続されている。すなわち、電力変換器１００は、複数（一対）の入力として第１及び第２電源４、９を有し、単一の出力として第３負荷抵抗８を有するＤＣ−ＤＣ変換器を形成している。
当該技術分野において理解されるように、この第２実施形態に係る電力変換器１００では、図１９に示すように、２つの電源が設けられていても、電力変換器１００は、第１実施形態で説明した態様と同様の態様で動作可能である。
［第３実施形態］
図２０は、第３実施形態に係る電力変換器１００の回路構造を図示する回路図である。図２０に図示した電力変換器１００は、第１ポート２０１が直列共振回路１に接続される位置に第１絶縁変圧器２３が挿入されている点を除いて、図２に図示した電力変換器１００と基本的に同一である。
より具体的には、図２０に示すように、第１絶縁変圧器２３の巻数は、ｎ１Ｐ及びｎ１Ｓであり、第１ポート２０１は、閉回路から電気的に絶縁されている。この構成の場合、当該技術分野において理解されるように、第１、第２及び第３ポート２０１、２０２、２０３のそれぞれを直列共振回路１から絶縁させることができる。また、当該技術分野において理解されるように、第１絶縁変圧器２３の巻数を考慮することによって、電力変換器１００は、第１実施形態で説明した態様と同様の態様で動作可能である。
［第４実施形態］
図２１は、第４実施形態に係る電力変換器１００の回路構造を図示する回路図である。図２１に図示した電力変換器１００は、電力変換器１００に３つより多いポート（Ｎ個のポート：Ｎは３より大きい）２０１、２０２、２０３、２０４が設けられている点を除いて、図１に図示した電力変換器１００と基本的に同一である。
具体的には、例示した実施形態において、Ｎ番目のポート２０４は、Ｎ番目のスイッチング回路１０４、Ｎ番目の平滑コンデンサ１０、及び負荷抵抗値ＲＮを有するＮ番目の負荷抵抗１１を備える。すなわち、例示した実施形態において、電力変換器１００は、単一の入力として第１電源４を有し、複数（Ｎ−１個）の出力として第２、第３、…及び第Ｎ負荷抵抗６、８、…、１１を有するＤＣ−ＤＣ変換器を形成している。
当該技術分野において理解されるように、図２１に示すように、図１に図示した３つのポートよりもポートの数が多い場合でも、図２１に図示した電力変換器１００は、第１実施形態で説明した態様と同様の態様で動作可能である。
例示した実施形態において、電力変換器１００の複数のポート２０１、２０２、２０３、２０４は、単一の電源４を備える。しかし、複数のポート２０１、２０２、２０３、２０４は、必要及び／又は所望に応じて複数の電源を備えることも勿論可能である。
［第５実施形態］
図２２は、第５実施形態に係る電力変換器１００の回路構造を図示する回路図である。図２２に図示した電力変換器１００は、図２に図示した電力変換器１００と基本的に同一である。図２２に図示した電力変換器１００は、第３ポート２０３における電力交換をゼロにすることによって、第３ポート２０３をアイドル状態にする。
非特許文献２に例示されたような従来の変換器の場合、所望のポートにおける電力交換をゼロにするためには、複雑な制御が必要になる。このため、アイドル状態のポートのスイッチング回路におけるスイッチング損失又は導通損失による損失が発生し、エネルギー効率が低下してしまう。一方、図２２に図示した電力変換器１００の場合、第３スイッチング回路１０３の下部アームにおけるスイッチング素子対をオンにし、第３スイッチング回路１０３の上部アームにおけるスイッチング素子対をオフにすることで、第３負荷抵抗８を流れる電流がゼロになる。これは、図２３における電力変換器１００の交流等価回路が示すように、ポート２０１、２０２、２０３が同等に直列に接続されているため、第３ポート２０３を同等に短絡させることができるからである。これに対して、非特許文献２に例示されたような単一の絶縁変圧器に対して複数の配線を備えるマルチポートコンバータの場合、本願と同様にフルブリッジ回路の出力端子を短絡させると、絶縁変圧器の配線に印加される電圧がゼロになり、他のポートにおいて電力交換が行われなくなる。しかし、本願では、上部アームのスイッチング要素又は下部アームのスイッチング要素の何れか一方をオンにし続けることによって、所望のポート（例えば、図２２の第３ポート２０３）における電力交換を容易にゼロにすることができ、スイッチング要素又はスイッチング回路のスイッチング損失を低減できる。従って、高効率の回路を提供することができる。
図２４は、第５実施形態の変形例に係る電力変換器１００の回路構造を図示する回路図である。図２４に図示した電力変換器１００は、図２２に図示した電力変換器１００と基本的に同一である。図２４に図示した電力変換器１００では、上部アームにおけるスイッチング要素対がオンにされる。一般的に、オン状態のスイッチング要素におけるスイッチング損失はゼロであるが、導通損失は発生し、これにより熱が発生する。上部アームと下部アームのうちの一方のみが加熱されることを防ぐために、下部アームがオンの状態と上部アームがオンの状態とを、所定の間隔で交互に切り替える。これより、発生する熱が分散され、各スイッチング要素の要求電流定格が下がる。従って、低コストの回路を提供することができる。
例示した実施形態では、第３スイッチング回路１０３の出力端子を電気的に短絡させた例を説明した。第２スイッチング回路１０２の出力端子を上記と同じ態様で電気的に短絡させることも勿論可能である。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第３スイッチング回路１０３の出力端子（例えば、上述のスイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つ）が、第３スイッチング回路１０３における上部アームのスイッチング要素又は下部アームのスイッチング要素を介して電気的に短絡される。
この電力変換器１００によれば、第３スイッチング回路１０３の出力端子が、第３スイッチング回路１０３における上部アームのスイッチング要素又は下部アームのスイッチング要素を介して電気的に短絡される。このため、短絡された出力端子へ入力される電力及び短絡された出力端子から出力される電力をゼロにすることができ、第３スイッチング回路１０３のスイッチング要素における損失を低減できる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第３スイッチング回路１０３の出力端子（例えば、上述のスイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つ）が、第３スイッチング回路１０３における上部アームのスイッチング要素と下部アームのスイッチング要素とを交互に介して電気的に短絡される。
この電力変換器１００によれば、第３スイッチング回路１０３の出力端子（例えば、上述のスイッチング回路の出力端子のうちの少なくとも１つ）が、第３スイッチング回路１０３における上部アームのスイッチング要素と下部アームのスイッチング要素とを交互に介して電気的に短絡される。このため、短絡回路に用いるスイッチング要素における極端な温度上昇を防止できる。
例示した実施形態において、電力変換器１００は、第１、第２及び第３スイッチング回路１０１、１０２、１０３（例えば、上述のスイッチング回路のうちの少なくとも１つ）がフルブリッジ回路を備える。
この電力変換器１００によれば、第３スイッチング回路１０３がフルブリッジ回路を備えることによって、第３スイッチング回路１０３の出力端子を容易に電気的に短絡させることができる。
［用語の全般的な解釈］
本発明の範囲を理解するにあたり、本明細書で用いた「具備する」という用語及びその派生語は、本明細書において、のオープンエンド用語として意図され、記載された特徴、要素、構成要素、グループ、特徴要素、及び／又は工程の存在を指しているが、他の記載されていない特徴、要素、構成要素、グループ、特徴要素、及び／又は工程の存在を除外するものではない。また、上記のことは、「備える」や「有する」という用語及びそれらの派生語等、同様の意味を有する語にも該当する。また、単数形で使用された「部分」、「区分」、「部」、「部材」又は「要素」という用語は、単一の部分と複数の部分の両方の意味を有し得る。本明細書で用いた「略」、「およそ」及び「約」等の度合いを表す用語は、最終的な結果が大幅には変わらないような、修飾された用語の妥当な偏差量を意味する。
本明細書において、様々な要素、構成要素、領域、層、位置、及び／又は区分を表すために「第１」や「第２」等の用語が用いられたが、これらの要素、構成要素、領域、層、位置、及び／又は区分が、これらの用語によって限定されないと理解される。これらの用語は、ある要素、構成要素、領域、層、位置、又は区分を、他の要素、構成要素、領域、層、位置、又は区分と区別する目的のみに用いられている。従って、例示の実施形態の教示から逸脱しない範囲で、第１の要素、構成要素、領域、層、位置、又は区分を、第２の要素、構成要素、領域、層、位置、又は区分と称することもできる。
選択された実施形態のみを例に挙げて本発明を例示したが、当業者には、添付の特許請求の範囲に定義された本発明の範囲から逸脱することなく様々な変更及び改良が可能であることが、本開示から明らかとなろう。例えば、様々な構成要素のサイズ、形状、位置、又は向きは、必要及び／又は所望に応じて変更できる。互いに直接接続される又は接触するものとして示された構成要素は、それらの間に配置された中間構造を有し得る。１つの要素の機能を２つの要素によって実行することもでき、その逆も可能である。ある実施形態の構造及び機能は、別の実施形態で採用することができる。特定の実施形態において、必ずしも全ての利点が同時に実現される必要はない。また、従来技術とは異なるあらゆる特徴は、そのような特徴によって具現化される構造的及び／又は機能的概念も含め、単独で、又は他の特徴と組み合わせて、本出願人によるさらなる発明の個別の説明とみなすべきである。したがって、本発明に係る実施形態の前述の説明は、例示のみを目的とし、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される本発明を限定する意図はない。

Claims (9)

  1. 第１電源に接続された第１スイッチング回路と、
    第１負荷に接続された第２スイッチング回路と、
    第２電源または第２負荷に接続された第３スイッチング回路と、
    共振回路とを具備し、
    前記第１〜第３スイッチング回路は、互いに接続された第１スイッチング素子対と第２スイッチング素子対とを有し、前記第１スイッチング素子対と前記第２スイッチング素子対との接続点に接続される第１端子と、前記第１スイッチング素子対に接続される第２端子と、前記第２スイッチング素子対に接続される第３端子とを有し、
    前記第１スイッチング回路の前記第２端子と前記第３端子との間には、前記第１電源が接続され、前記第２スイッチング回路の前記第２端子と前記第３端子との間には、前記第１負荷が接続され、前記第３スイッチング回路の前記第２端子と前記第３端子との間には、前記第２電源と前記第２負荷のいずれか一方が接続され、
    前記第１〜第３スイッチング回路の３つの第１端子と、前記共振回路を、直列に接続することを特徴とする電力変換器。
  2. 前記第１電源に接続された前記第１スイッチング回路によって生成された交流の電圧値が、前記第１及び第２負荷に接続された前記第２及び第３スイッチング回路に印加された交流の電圧値の和と等しいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
  3. 前記交流の周波数は、前記共振回路の共振周波数と等しいことを特徴とする請求項２に記載の電力変換器。
  4. 前記交流の位相は、互いに等しいことを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換器。
  5. 前記第１〜第３スイッチング回路の第１端子のうちの少なくとも１つは、絶縁変圧器を介して前記共振回路に接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換器。
  6. 前記第２または第３スイッチング回路の第１端子のうちの少なくとも１つは、前記第２または第３スイッチング回路の上部アームのスイッチング要素をオフし、下部アームのスイッチング要素をオンすることによって、短絡されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換器。
  7. 前記第２または第３スイッチング回路の前記上部アームのスイッチング要素と前記下部アームのスイッチング要素とを交互にオンすることを特徴とする請求項６に記載の電力変換器。
  8. 前記第１〜第３スイッチング回路のうちの少なくとも１つは、フルブリッジ回路を備えることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換器。
  9. 前記第１及び第２負荷への印加電圧と前記第１及び第２負荷への平均電流とに基づいて、負荷抵抗値を算出する計算ユニットと、
    前記負荷抵抗値と、前記第１電源の電圧値と、前記第１及び第２負荷への目標電圧値とに基づいて、前記第１〜第３スイッチング回路のデューティ比を決定する制御ユニットとを更に具備することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換器。

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