JPS61177170A - 交流−直流変換器の制御回路 - Google Patents
交流−直流変換器の制御回路Info
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- JPS61177170A JPS61177170A JP1888085A JP1888085A JPS61177170A JP S61177170 A JPS61177170 A JP S61177170A JP 1888085 A JP1888085 A JP 1888085A JP 1888085 A JP1888085 A JP 1888085A JP S61177170 A JPS61177170 A JP S61177170A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は三相ＰＷＭ（パルス幅変調）変換器を用いた交
流−直流変換器の制御回路に関するものである。
流−直流変換器の制御回路に関するものである。
一般に交流をダイオードで整流して直流を得る方法は広
く用いられているが、次のような諸問題がある。即ち ■ 交流電源に流れる電流はパルス波（コンデンサイン
プットのとき）、または方形波（チｉｌ−クインプット
）となシ、理想的な正弦波とはほど遠く、力率が非常に
悪い。
く用いられているが、次のような諸問題がある。即ち ■ 交流電源に流れる電流はパルス波（コンデンサイン
プットのとき）、または方形波（チｉｌ−クインプット
）となシ、理想的な正弦波とはほど遠く、力率が非常に
悪い。
■ 直流電圧に交流電源周波数またはその整数倍の脈動
があシ、平滑するために大きなチョークコイル、コンデ
ンサのフィルタを必要とする０■ 電力の流れは交流側
から直流側への一方向のみで、直流側に余剰電力が生じ
た場合にも、交流側に電力を回生ずることができない。
があシ、平滑するために大きなチョークコイル、コンデ
ンサのフィルタを必要とする０■ 電力の流れは交流側
から直流側への一方向のみで、直流側に余剰電力が生じ
た場合にも、交流側に電力を回生ずることができない。
そこで上記のような欠点を解消した交流−直流変換器と
して三相ＰＷＭ変換器がある。この変換器を用いれば他
の特徴として直流側の電圧を自由に変えることができる
が、従来の三相ＰＷＭ変換器の制御法では交流側の力率
を１に保ったまま直流側の電圧を一定に保つには複雑な
制御系が必要であった。
して三相ＰＷＭ変換器がある。この変換器を用いれば他
の特徴として直流側の電圧を自由に変えることができる
が、従来の三相ＰＷＭ変換器の制御法では交流側の力率
を１に保ったまま直流側の電圧を一定に保つには複雑な
制御系が必要であった。
〈発明の概要〉
本発明は三相ＰＷＭ変換器を用いた交流−直流変換器に
おいて、交流側力率と直流側の電圧の制御を容易にする
三相交流−直流変換器の制御法を提供するものである。
おいて、交流側力率と直流側の電圧の制御を容易にする
三相交流−直流変換器の制御法を提供するものである。
〈従来の技術〉
第４図は一般的な三相ＰＷＭ変換器の接続図である。ｅ
Ｒ＋ ｅ Ｓ＋ ８７は交流電源の三相電圧を示す。
Ｒ＋ ｅ Ｓ＋ ８７は交流電源の三相電圧を示す。
Ｌはりアクドル、Ｔ Ｒｒ −Ｔ Ｒ６はスイッチング
素子、Ｄ１〜Ｄ６はスイッチング素子の逆並列ダイオー
ド、Ｃは高周波成分を吸収するコンデンサである。直流
側の電圧はＥｄである。スイッチング素子Ｔ Ｒ＋ −
Ｔ Ｒｓのオン・オフを決める制御信号の発生回路は、
第５図の構成とし、そのときの各都電圧波形は第６図に
示す。
素子、Ｄ１〜Ｄ６はスイッチング素子の逆並列ダイオー
ド、Ｃは高周波成分を吸収するコンデンサである。直流
側の電圧はＥｄである。スイッチング素子Ｔ Ｒ＋ −
Ｔ Ｒｓのオン・オフを決める制御信号の発生回路は、
第５図の構成とし、そのときの各都電圧波形は第６図に
示す。
三相信号発生器１は交流電源と同じ周波数で、所定の電
圧と位相を持った正弦波信号ＶＢ ｒ ｖ５＊。
圧と位相を持った正弦波信号ＶＢ ｒ ｖ５＊。
ｖｏ＊を発生する。ＶＲ＋ Ｖ５ 、 Ｖ７ は交
流−直流変換器の交流側電圧ＶＲ＋ Ｖ５＋ Ｖ７の指
令値となる。
流−直流変換器の交流側電圧ＶＲ＋ Ｖ５＋ Ｖ７の指
令値となる。
正弦波信号ＶＲ＋ Ｖ５ ＋ ＶＴ は三角波発生器２
の出力ｅＢと各コンパレータ３，４．５で比較、され、
コンパレータ出力は信号の方が大きければ「１」。
の出力ｅＢと各コンパレータ３，４．５で比較、され、
コンパレータ出力は信号の方が大きければ「１」。
信号の方が小さければ「０」となる０正側のスイッチン
グ素子ＴＲｒ〜ＴＲ３は増幅器６，７．８を通した出力
でオンオフ制御されコンパレータ出力が「１」のときに
オンとなり、負側のスイッチング素子Ｔ Ｒ４〜ＴＲ６
には信号が反転増幅器９．１０゜１１を通じて供給され
るので、コンパレータ出力が「０」のときオンとなる。
グ素子ＴＲｒ〜ＴＲ３は増幅器６，７．８を通した出力
でオンオフ制御されコンパレータ出力が「１」のときに
オンとなり、負側のスイッチング素子Ｔ Ｒ４〜ＴＲ６
には信号が反転増幅器９．１０゜１１を通じて供給され
るので、コンパレータ出力が「０」のときオンとなる。
したがって、スイッチング素子ＴＲ＋とＴＲ４、ＴＲ２
とＴＲｓ 、 ＴＲ３とＴＲｓの組は、それぞれ交互に
オンとなり同時にオンまたは同時のオフの状態を作らな
い。接続点Ｒ，Ｓ。
とＴＲｓ 、 ＴＲ３とＴＲｓの組は、それぞれ交互に
オンとなり同時にオンまたは同時のオフの状態を作らな
い。接続点Ｒ，Ｓ。
Ｔの電圧瞬時値ＶＲ’ ＋ Ｖ５’ ＋ Ｖ７’はコン
パレータ出力と相似なパルス波形となり、振幅はＥｄで
パルス周波数は三角波の周波数に等しい。電圧瞬時値Ｖ
Ｒ’ 、 ｖ５’ 、 、ｌに係る平均電圧ＶＲ＋ Ｖ
５１ Ｖ７の振幅と位相は正弦波信号ＶＲ＋ Ｖ５ ＋
Ｖ７に従う。平均電圧ＴＲＩ Ｖ ５ ＋ ＶＴはパ
ルスのデユーティファクタただしαＲ： Ｔ Ｒｒのデ
ユーティファクタα５ ： ＴＲ２のデユーティファク
タα７ ＊ Ｔ Ｒｓのデユーティ７アクタである。相
電流ＩＲＩ １ｓＩ ＩＴは各リアクトルＬで平滑され
てスイッチングにともなうリップルはイファクタα。、
α８．α、は（１）式に従って平均電圧ＶＲ＋ ｖ５
ｒ ＶＴと電圧Ｅｄの比で表わされる。
パレータ出力と相似なパルス波形となり、振幅はＥｄで
パルス周波数は三角波の周波数に等しい。電圧瞬時値Ｖ
Ｒ’ 、 ｖ５’ 、 、ｌに係る平均電圧ＶＲ＋ Ｖ
５１ Ｖ７の振幅と位相は正弦波信号ＶＲ＋ Ｖ５ ＋
Ｖ７に従う。平均電圧ＴＲＩ Ｖ ５ ＋ ＶＴはパ
ルスのデユーティファクタただしαＲ： Ｔ Ｒｒのデ
ユーティファクタα５ ： ＴＲ２のデユーティファク
タα７ ＊ Ｔ Ｒｓのデユーティ７アクタである。相
電流ＩＲＩ １ｓＩ ＩＴは各リアクトルＬで平滑され
てスイッチングにともなうリップルはイファクタα。、
α８．α、は（１）式に従って平均電圧ＶＲ＋ ｖ５
ｒ ＶＴと電圧Ｅｄの比で表わされる。
各素子ＴＲ＋〜ＴＲａを流れる電流１１＋１２＋１３は
で表わされる。
今、交流電源の各相電圧ｅＲ１ｅ５＋ ６７を、それら
のｐ−ｐ値が電圧Ｅｄより小さいとして、と表わし、各
相電流ＩＲＩ １５＋ １７をとする。平均電圧ｖＲ９
ｖＳ、ｖＴは交流電源電圧からりアクドルＬのインピー
ダンス電圧を差引いたものである。即ち となる。
のｐ−ｐ値が電圧Ｅｄより小さいとして、と表わし、各
相電流ＩＲＩ １５＋ １７をとする。平均電圧ｖＲ９
ｖＳ、ｖＴは交流電源電圧からりアクドルＬのインピー
ダンス電圧を差引いたものである。即ち となる。
ただしＲはリアクトルの直列抵抗成分であシ、直流側電
流Ｉｄは１１〜ｉ３を合計したものである。
流Ｉｄは１１〜ｉ３を合計したものである。
即ち
Ｉ ｄ ” ｉ ＋ ＋ ｉ ２ ＋ ｉ ３
・・・・・・（６）（２）、 （５１＋６）式よ
シミ流Ｉｄはで表わされ、交流電源の有効電力で決まる
。なおｅ０５ψは力率である。（７）式はｗｔの関数で
はないので直流側には交流周波数の脈動はない。パルス
周波数の脈動は直流側のコンデンサＣで吸収され、周波
数を高くすればコンデンサＣは小さなものでよい。
・・・・・・（６）（２）、 （５１＋６）式よ
シミ流Ｉｄはで表わされ、交流電源の有効電力で決まる
。なおｅ０５ψは力率である。（７）式はｗｔの関数で
はないので直流側には交流周波数の脈動はない。パルス
周波数の脈動は直流側のコンデンサＣで吸収され、周波
数を高くすればコンデンサＣは小さなものでよい。
また、（７）式に直流電源電圧Ｅｏが含まれないので、
Ｅｏはどんな値であっても交流−直流変換器電圧のピー
ク値よシ大きい範囲で動作できる。電圧Ｅｄを一定に保
つためには、第４図で電流Ｉｄが負荷電原２．とつシ合
うようにＩｃｏＢψを調節する。リアクトルＬの両端の
電圧ベクトルｔとやは第７図の関係にあり、電流ベクト
ルｆをトルｔは点線上を移動することが必要である。
Ｅｏはどんな値であっても交流−直流変換器電圧のピー
ク値よシ大きい範囲で動作できる。電圧Ｅｄを一定に保
つためには、第４図で電流Ｉｄが負荷電原２．とつシ合
うようにＩｃｏＢψを調節する。リアクトルＬの両端の
電圧ベクトルｔとやは第７図の関係にあり、電流ベクト
ルｆをトルｔは点線上を移動することが必要である。
第５図の三相信号発生器１は、具体的には第８図のよう
に構成され、交流電圧ｅＲ＋ ８５＋ ｅＴの振幅と位
相を、電圧Ｅｄとその指令値Ｅｄ Ｏ差に従って変化し
、所定のｔが得られるように正弦波信号ＶＲ＋ Ｖ５！
Ｖ□ を出力する。
に構成され、交流電圧ｅＲ＋ ８５＋ ｅＴの振幅と位
相を、電圧Ｅｄとその指令値Ｅｄ Ｏ差に従って変化し
、所定のｔが得られるように正弦波信号ＶＲ＋ Ｖ５！
Ｖ□ を出力する。
〈発明が解決しようとする問題点〉
ところで実際にＥｄ −Ｅｄに従って位相と振幅を変
化させる回路を構成するのは非常に複雑で、リアクトル
の飽和や温度などで特性が変化したときなど所定の指令
値ＶＲ＋ ＶＢ ＋ ＶＴ を得るのは困難であっ
た。
化させる回路を構成するのは非常に複雑で、リアクトル
の飽和や温度などで特性が変化したときなど所定の指令
値ＶＲ＋ ＶＢ ＋ ＶＴ を得るのは困難であっ
た。
〈発明の目的〉
本発明はこのような点を解消したもので、常に精度よく
力率角０で動作できる交流−直流変換器の制御法を提供
するものである。
力率角０で動作できる交流−直流変換器の制御法を提供
するものである。
〈実施例〉
本発明の交流−直流変換器とその制御回路の１実施例を
第１図に示す。
第１図に示す。
主回路（電力の流れる回路）は第４図と同じであるが、
ここでは交流側の電流検出回路１２と直流側の電圧検出
回路とが付加されている。
ここでは交流側の電流検出回路１２と直流側の電圧検出
回路とが付加されている。
第２図はＲ相の動作波形を描いている。Ｒ相について動
作を説明すると、まず相電圧峠と同相の電圧ｅＲ′の振
幅を所定の値にしたＲ相電流の指令値ｉＲ＊を得る。指
令値ＩＲと瞬時電流の検出値ｉＲ′の差、Ｒ＊ 。
作を説明すると、まず相電圧峠と同相の電圧ｅＲ′の振
幅を所定の値にしたＲ相電流の指令値ｉＲ＊を得る。指
令値ＩＲと瞬時電流の検出値ｉＲ′の差、Ｒ＊ 。
ｉｐカヒステリシスコンバレータ３に加えられる。今、
スイッチング素子Ｔ ＲｒがオフでＴＲ４がオンである
とすると、リア゛クトルＬはスイッチング素子ＴＲｄ側
の方が低電位であるから、電流ｉＲ′は次第に増加し指
令値ｉＲ＊よシ大きくなり、その差がΔｉ／／２よシ大
きぐなるとコンパレータ出力は「１」になり、スイッチ
ング素子ＴＲ＋がオンでＴＲ４がオフに変わる。スイッ
チング素子ＴＲ４がオフになると電流４′はＤ！を流れ
るようになり、Ｒ点の電位はＥｄとなってリアクトルＬ
の電圧は右側の方が高くなるので、電流ｉＲ′は減少す
る。電流ｉＲ′が指令値ｉＲ＊よシ減少してその差がΔ
ｉ／２よす大きくなる。と、コンパレータ出力はｒＯＪ
Ｋなシ、スイッチング素子ＴＲ１がオフ、ＴＲ４がオ
ンとなって、この動作を繰返す。Δｉの大きさはコンパ
レータ３のヒステリシス幅で決まる。電流ｉＲ′は第２
図のように指令値ＩＲを中心にしてΔｉの幅の中を脈動
し、その平均値ＩＲは常に指令値ｉＲ＊に等しい波形と
なる。指令値ＩＲは電圧ｅＲと同相すなわちψ＝０であ
るから交流側の力率ｃｏ５ψは常に１である。
スイッチング素子Ｔ ＲｒがオフでＴＲ４がオンである
とすると、リア゛クトルＬはスイッチング素子ＴＲｄ側
の方が低電位であるから、電流ｉＲ′は次第に増加し指
令値ｉＲ＊よシ大きくなり、その差がΔｉ／／２よシ大
きぐなるとコンパレータ出力は「１」になり、スイッチ
ング素子ＴＲ＋がオンでＴＲ４がオフに変わる。スイッ
チング素子ＴＲ４がオフになると電流４′はＤ！を流れ
るようになり、Ｒ点の電位はＥｄとなってリアクトルＬ
の電圧は右側の方が高くなるので、電流ｉＲ′は減少す
る。電流ｉＲ′が指令値ｉＲ＊よシ減少してその差がΔ
ｉ／２よす大きくなる。と、コンパレータ出力はｒＯＪ
Ｋなシ、スイッチング素子ＴＲ１がオフ、ＴＲ４がオ
ンとなって、この動作を繰返す。Δｉの大きさはコンパ
レータ３のヒステリシス幅で決まる。電流ｉＲ′は第２
図のように指令値ＩＲを中心にしてΔｉの幅の中を脈動
し、その平均値ＩＲは常に指令値ｉＲ＊に等しい波形と
なる。指令値ＩＲは電圧ｅＲと同相すなわちψ＝０であ
るから交流側の力率ｃｏ５ψは常に１である。
Ｓ相、Ｔ相についても、動作は上述したＲ相の場合と同
じである。
じである。
平均値に関する諸量の関係を表わす（１）〜（７）式は
従来のものとまったく同じであるが、従来の方法ではＲ
，Ｓ、Ｔ点の電圧を制御することにより、相電流の波形
を所定の位相および振幅にしようとしたのに対して、本
発明の方法では相電流波形を直接所定のものに制御する
もので、Ｒ，Ｓ、Ｔ点の電圧ＶＲ＋ ＶＢ ＋ Ｖ７は
電流が制御された結果として従属的に決ってくるのであ
る。したがってリアクトルＬの飽和、温度変化等が起っ
ても電流波形はその指令値に従って正確に制御され、結
果的に電圧ＶＢ ＋ ＶＢ ＋ Ｖ□の波形が変化する
ことになるのみで、交流系には影響しない。
従来のものとまったく同じであるが、従来の方法ではＲ
，Ｓ、Ｔ点の電圧を制御することにより、相電流の波形
を所定の位相および振幅にしようとしたのに対して、本
発明の方法では相電流波形を直接所定のものに制御する
もので、Ｒ，Ｓ、Ｔ点の電圧ＶＲ＋ ＶＢ ＋ Ｖ７は
電流が制御された結果として従属的に決ってくるのであ
る。したがってリアクトルＬの飽和、温度変化等が起っ
ても電流波形はその指令値に従って正確に制御され、結
果的に電圧ＶＢ ＋ ＶＢ ＋ Ｖ□の波形が変化する
ことになるのみで、交流系には影響しない。
本発明で交流電源に対して力率を１に保つには、電流指
令値を相電圧と常に同相にすればよく、すなわち従来の
第７図のように指令値を作るために位相角を操作する必
要はまったくない。また、第６図に示した三角波ｅＢは
必要としない。その結果、本発明による制御回路はその
構成が簡単となる。電流指令値ＩＲ＋１５ ．１７
の振幅は直流るＩが大きくなり、Ｉｄが増加してＥｄを
上昇させる。逆に電圧Ｅｄが大きいとＩｄが減少するよ
うに働き、負荷モータの回生制動のように負荷から電力
が回生される場合などは相電流は相電圧とは逆極性の振
幅となり、電力は直流側から交流側に流れるようになる
。
令値を相電圧と常に同相にすればよく、すなわち従来の
第７図のように指令値を作るために位相角を操作する必
要はまったくない。また、第６図に示した三角波ｅＢは
必要としない。その結果、本発明による制御回路はその
構成が簡単となる。電流指令値ＩＲ＋１５ ．１７
の振幅は直流るＩが大きくなり、Ｉｄが増加してＥｄを
上昇させる。逆に電圧Ｅｄが大きいとＩｄが減少するよ
うに働き、負荷モータの回生制動のように負荷から電力
が回生される場合などは相電流は相電圧とは逆極性の振
幅となり、電力は直流側から交流側に流れるようになる
。
第３図は第１図における制御回路の変形である。
まず（４）式より
ｉＲ＋ｉ５＋１７＝Ｏ・・・・・・（８）であることを
利用して、第３図では −ｔ７＊−一（Ｉ Ｒｓ−Ｉｓ＊） ・・・・
・・（９）のようにして電流１１の指令値ｌＴ を作っ
ている。この方法により掛は算器が１個省略できる。
利用して、第３図では −ｔ７＊−一（Ｉ Ｒｓ−Ｉｓ＊） ・・・・
・・（９）のようにして電流１１の指令値ｌＴ を作っ
ている。この方法により掛は算器が１個省略できる。
次に電圧Ｅｄの誤差増幅器を比例形から比例積分形とし
、電圧Ｅｄの定常誤差が発生しないようにしている。
、電圧Ｅｄの定常誤差が発生しないようにしている。
〈発明の効果〉
以上のように本発明によれば、交流入力の力率が常に１
で直流忙は電源周波数のリップルを含まず、負荷の大、
小または発電負荷に対しても直流側の電圧を一定値に保
つ交流−直流変換器が容易に実現できる。
で直流忙は電源周波数のリップルを含まず、負荷の大、
小または発電負荷に対しても直流側の電圧を一定値に保
つ交流−直流変換器が容易に実現できる。
第１図は本発明の交流−直流変換器とその制御回路の１
実施例の接続図、第２図は第１図に示す制御回路の動作
波形説明図、第３図は本発明の制御回路の変形実施例の
接続図、第４図は従来一般の三相ＰＷＭ変換器の接続図
、第５図は従来の制電流位相関係図、第８図は三相信号
発生器の構成図である。 ３．４．５・・・ヒステリシスコンパレータ、１２・・
・電流検出回路、Ｔ Ｒｒ −Ｔ Ｒｓ・・・スイッチ
ング素子 代理人 弁理士 福 士 愛 彦（他２名）第１図 φカイト５バＬ形會２明Ｃノ］ 妾形硬北例−，，？）Ｊ府Ｔ０鉢ｑ捧地図第３図 三オ目ＰＷＭ濠１良思ｆ７＃Ｆ木目囮 第４図 埒’ｉｔ＊、ｙキ・Ｕ町互司工各−アロ、２クロ第５図
実施例の接続図、第２図は第１図に示す制御回路の動作
波形説明図、第３図は本発明の制御回路の変形実施例の
接続図、第４図は従来一般の三相ＰＷＭ変換器の接続図
、第５図は従来の制電流位相関係図、第８図は三相信号
発生器の構成図である。 ３．４．５・・・ヒステリシスコンパレータ、１２・・
・電流検出回路、Ｔ Ｒｒ −Ｔ Ｒｓ・・・スイッチ
ング素子 代理人 弁理士 福 士 愛 彦（他２名）第１図 φカイト５バＬ形會２明Ｃノ］ 妾形硬北例−，，？）Ｊ府Ｔ０鉢ｑ捧地図第３図 三オ目ＰＷＭ濠１良思ｆ７＃Ｆ木目囮 第４図 埒’ｉｔ＊、ｙキ・Ｕ町互司工各−アロ、２クロ第５図
Claims (1)
- １、交流系の相電圧に直流電圧の指令値と検出値との差
またはその積分値を掛け算することにより各相電流の指
令値とし、相電流の指令値と検出値との差が正または負
の一定値に達する毎に相電流を直流側の正端子または負
端子に流すスイッチング手段を有し、直流の負荷が変動
した場合に自動的に交流の相電流の振幅を変化して直流
電圧を一定値に保つようにしたことを特徴とする交流−
直流変換器の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1888085A JPS61177170A (ja) | 1985-01-31 | 1985-01-31 | 交流−直流変換器の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1888085A JPS61177170A (ja) | 1985-01-31 | 1985-01-31 | 交流−直流変換器の制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61177170A true JPS61177170A (ja) | 1986-08-08 |
Family
ID=11983863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1888085A Pending JPS61177170A (ja) | 1985-01-31 | 1985-01-31 | 交流−直流変換器の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61177170A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6450686U (ja) * | 1987-09-24 | 1989-03-29 | ||
| JPH0191668A (ja) * | 1987-09-30 | 1989-04-11 | Isao Takahashi | 周波数変換装置 |
| WO1994013057A1 (en) * | 1992-11-27 | 1994-06-09 | Living Image Technology Pty. Ltd. | Power converter circuit |
| US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
| JP2007205112A (ja) * | 2006-02-06 | 2007-08-16 | Giken Kanamono Kk | ラッチ錠 |
| JP2009516994A (ja) * | 2005-11-21 | 2009-04-23 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | コンバータ回路を動作させるための方法およびその方法を実行するための装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58222782A (ja) * | 1982-06-18 | 1983-12-24 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ変換器の制御装置 |
-
1985
- 1985-01-31 JP JP1888085A patent/JPS61177170A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58222782A (ja) * | 1982-06-18 | 1983-12-24 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ変換器の制御装置 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6450686U (ja) * | 1987-09-24 | 1989-03-29 | ||
| JPH0191668A (ja) * | 1987-09-30 | 1989-04-11 | Isao Takahashi | 周波数変換装置 |
| WO1994013057A1 (en) * | 1992-11-27 | 1994-06-09 | Living Image Technology Pty. Ltd. | Power converter circuit |
| US6084786A (en) * | 1999-01-29 | 2000-07-04 | Hamilton Sundstrand Corporation | Converter system with power factor and DC ripple control |
| JP2009516994A (ja) * | 2005-11-21 | 2009-04-23 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | コンバータ回路を動作させるための方法およびその方法を実行するための装置 |
| JP2007205112A (ja) * | 2006-02-06 | 2007-08-16 | Giken Kanamono Kk | ラッチ錠 |
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