JP6608830B2 - 回転検出器 - Google Patents

Description

本発明は、ロータとステータとの間の相対的な回転角度を検出するための回転検出器に関する。

従来より用いられている回転検出器の構成を図１３に示す。同図に示すように、回転検出器１は、固定部材たるステータ２と、ステータ２に対して回転可能な回転部材たるロータ３とを備える。ステータ２は磁性材料からなり、ロータ３との対向面に、絶縁シート２ａを介してステータコイル２ｂが設けられている。ロータ３も磁性材料からなり、その対向面の絶縁シート３ａを介してロータコイル３ｂが設けられている。ステータコイル２ｂ及びロータコイル３ｂは、何れも銅箔から矩形波形をなすコイルパターンに形成されている。

また、回転検出器１は、ロータコイル３ｂを励磁するためのロータリトランス４を備える。ロータリトランス４は、ロータコイル３ｂと接続されたトランスコイル４ｂと、当該コイル４ｂに対し非接触で励磁信号を供給するステータ２内周部のトランスコイル４ａとからなる。これにより、ロータリトランス４を介してロータコイル３ｂに励磁信号を供給した場合、ロータ３の回転に伴いステータコイル２ｂから検出信号が出力される。
特開平９−２６３３４号公報

上記回転検出器１では、ステータコイル２ｂとロータコイル３ｂとの電磁結合度を高めるために、ステータ２及びロータ３は磁性材料として鉄等の金属材料から構成されている。しかしながら、この構成によれば、ステータ２及びロータ３の軽量化が困難となる。また、回転検出器１では、上記した絶縁シート２ａ，３ａや各コイル２ｂ，３ｂを含む各構成部品の加工や組付けにコストがかかり、安価に作製できないという問題がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、軽量で且つ検出精度を向上できるととともに、ローコスト化を図ることができる回転検出器を提供することにある。

請求項１記載の回転検出器は、
ロータ及びステータを夫々磁性材料である金属材料を使わず多層基板で構成したロータ基板及びステータ基板と、前記ロータ基板に配設されたロータコイルと、前記ステータ基板に配設された検出コイルと、を備え、前記ロータコイルが励磁信号で励磁されることにより前記検出コイルに誘起される検出信号に基づいて、前記ロータ基板と前記ステータ基板との相対的な回転角度を検出する構成にあって、前記ロータコイルは、円環状に連なるサインカーブ状をなしているとともに、１ピッチの機械角が異なる部分を有し、前記励磁信号の周波数について、前記ロータ及び前記ステータを夫々磁性材料である金属材料で構成した場合に要求される所定周波数である数１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚよりも高い少なくとも１ＭＨｚ以上５ＭＨｚ以下に設定したことを特徴とする。

請求項１記載の発明によれば、ロータ基板及びステータ基板は、磁性材料の材質に比して軽い多層基板を用いたので、その重量を大幅に低減することができる。また、ロータコイル及び検出コイルは、多層基板において製造ばらつきが少ないコイルパターンとして簡単に形成することができる。そして、励磁信号の周波数について、ロータ及びステータを夫々磁性材料で構成した場合に要求される所定周波数よりも高く設定することで、磁性材料を用いないことによる電磁結合度の低下を補完することができる。更に、磁性材料の飽和特性等の影響を無くすことができ、検出精度を向上させることができる。

一実施形態を示すものであり、回転検出器の電気的構成を示すブロック図 ロータ基板及びステータ基板部分を拡大して示す縦断面図 ロータ基板及びステータ基板を夫々構成する多層基板を分解して示す図 （ａ）及び（ｂ）は、１Ｔセンサ部に係るロータコイル及びステータコイルの位置関係を説明するための概念図 １６Ｔセンサ部について示す図４相当図 演算処理に係るブロック線図 １Ｔセンサ部及び１６Ｔセンサ部のデジタル位置信号を説明するための概念図 回転検出器における励磁信号の周波数と検出信号（出力電圧）との関係を示す図 １Ｔセンサ部について両側ステータと片側ステータとの特性の違いを説明するもので、（ａ）はロータ基板のずれ量と出力電圧との関係、（ｂ）はロータ基板のずれ量と検出角度の誤差との関係を示す図 １６Ｔセンサ部について示す図９相当図 定電流駆動方式についての説明図 パルスエンコーダ機能の説明図 従来の回転検出器を説明するための縦断面図

１０は回転検出器、１０ｂは外郭ケース、１１（１１ｕ，１１ｄ）はステータ基板、１２はロータ基板、１９は通信手段、２１ａ，２１ｂ（２１１ａ〜２１２ｂｈ）は検出コイル、２２（２２１〜２２４，２２１ｈ〜２２４ｈ，２４１，２４４）はロータコイルを示す。

以下、本開示の回転検出器１０について、ＦＡ（Factory Automation）のフィールドネットワークに適用した一実施形態について図面を参照して説明する。ここで、図１のブロック図では説明の便宜上、回転検出器１０の外郭ケース１０ｂと回転する軸１０ａを模式的に示している。同図に示すように、回転検出器１０は、外郭ケース１０ｂに設けられたステータと、センサシャフトたる軸１０ａに設けられたロータとを備えており、これらステータ及びロータは、後述する検出コイル２１ａ，２１ｂを有するステータ基板１１、及びロータコイル２２を有するロータ基板１２で構成されている。

また、ステータ基板１１には励磁コイル１４が設けられている。例えば、励磁コイル１４に所定の励磁信号として１相の交流信号が入力されると、ロータコイル２２が励磁される。このロータコイル２２の励磁によって、検出コイル２１ａ，２１ｂに、軸１０ａの回転に応じて振幅変調された正弦波相出力信号と余弦波相出力信号とが誘起される。この正弦波ｓｉｎθと余弦波ｃｏｓθとによりｔａｎθを求め、アークタンジェントを求めることで、軸１０ａの回転角度θを演算する処理を行う。このように、本実施形態の回転検出器１０は、１相励磁／２相出力の振幅変調型を例とする。尚、２相励磁／１相出力、つまり励磁側の２相に振幅が同じで位相が異なる交流信号を入力することで、回転角度θに比例して出力信号の位相が変化する位相変調型への適用が可能である。

また、図１に示すように、回転検出器１０は、上記したセンサ部としてのステータ基板１１及びロータ基板１２と、その制御回路を実装した検出回路基板１５とを１つのケース１０ｂに収容している。ケース１０ｂ内に配設された検出回路基板１５には、コントローラ１７が実装されている。コントローラ１７は、例えばマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array），ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などで構成された制御回路であり、検出器１０全体をコントロールしたり、前記の演算処理等を行う。

前記コントローラ１７には、センサインターフェイス（Ｉ／Ｆ）１６を介して、検出コイル２１ａ，２１ｂの出力信号が入力される。また、コントローラ１７には、内部電源回路１８、ネットワークＩ／Ｆ１９、メモリ部２０、接点出力回路２３が接続されている。内部電源回路１８は、回転検出器１０の外部にある外部電源より供給される電源を、必要に応じて変圧・安定化させて内部の各回路に供給する。

前記ネットワークＩ／Ｆ１９は、例えば図示しない上位ユニットとしてのＰＬＣ（Programmable Logic Controller）と制御系のネットワークを介して接続される通信手段である。具体的には、工場内の製造設備における各種計測・制御機器として回転検出器１０が用いられる場合、コントローラ１７で処理された後の信号は、ネットワークＩ／Ｆ（フィールドバスＩ／Ｆ）１９からフィールドバス１９ａを介して前記ＰＬＣに伝達される。このように本実施形態では、回転検出器１０の如き各種計測・制御機器をフィールド機器とし、フィールドバス１９ａは、これらフィールド機器と上位フィールド機器（例えばＰＬＣ）とを１種類のケーブルで接続している。このフィールドネットワークによって、各信号のデジタル化や配線を共通化する等して省配線化や低コスト化が可能となる。また、これによれば、フィールド機器の規格が明確でその接続や保守が容易となり、種々の機器をフィールドバス１９ａ上で共存させることができる。尚、フィールドネットワークは、汎用的なイーサネット（登録商標）等を利用することができ、他のネットワークとの接続を前提としない閉じたネットワークのみならず、広義のネットワーク（閉じたネットワーク同士の接続を含む）として構成してもよい。

前記フィールド機器は、フィールドネットワークで通信処理を行うために、例えばメーカ等から供給される専用チップである通信用ＣＰＵを搭載することで、プロトコル等を考慮せずにシステム化することができる。もっとも、この場合、専用チップのコスト（部品単価）がかかり、検出回路基板１５における当該チップの実装スペースが大きく占有される等の問題がある。そこで、本実施形態では専用チップの機能をコントローラ１７に持たせるべく、メモリ部２０に記憶された処理プログラムの実行により、上位フィールド機器等との通信処理や、アプリケーションの互換性に係る通信処理等を行うようになっている。或は、前記ＦＰＧＡ（ゲートアレイ）等のハードウェア的構成やソフトウェア的構成により、専用チップを省略し且つその機能を実現する。これにより、回転検出器１０は、内部の基板１５の小型化と低コスト化を図ることができる。また、前記センサ部及びその検出回路の一体化と、フィールドネットワーク化とが相俟って、前記配線を含む全体としての占有スペースを極力コンパクトにし、合理性の高いシステムを構築している。

前記メモリ部２０は、ＲＯＭ等の不揮発性メモリ、ＲＡＭ等の揮発性メモリ、ＥＥＰＲＯＭ等の電気的に書換可能な不揮発性メモリを含む。メモリ部２０には、前記処理プログラム等が記憶されている。尚、メモリ部２０には、回転位置と出力値とのリニアリティを改善するための補正値を予め記憶させてもよい。また、詳しくは後述するように、本実施形態ではロータコイル２２を波形形状とすることで（図３のコイル２２１〜２２４，２２１ｈ〜２２４ｈ参照）、補正値を用いることなくリニアリティを改善している。

前記接点出力回路２３は、その実装スペースや必要に応じて接点数が適宜設定されており、例えばオン・オフといった２値化された信号を出力する電子カムとしての機能を有し、前記コントローラ１７とともに制御回路を構成する。ここで、電子カムは、アブソリュートデータとしての回転角度θを参照し、ユーザにより設定された角度に対応するカムスイッチ信号（出力信号）をオン・オフするように構成されている。この点、オン・オフのタイミングの設定は、メカニカルカムであるカムリミットスイッチの場合、その構成要素の位置調整等の面倒な作業が必要となるが、電子カムの場合、ユーザの入力操作により簡単に行うことができる。具体的には、オン・オフのタイミングに係るデータポイント（角度）について、例えば上位フィールド機器或は専用機器（これらを外部機器とする）によりフィールドバス１９ａを介して（ネットワーク経由で）ユーザの所望する値に設定する。例えば、外部機器での入力操作により、回転角度θについて機械角で０度（第１角度）と９０度（第２角度）が設定された場合、コントローラ１７は、軸１０ａの回転角度θが０度以上且つ９０度以内と判定すると、その０度から９０度の範囲にある期間、出力信号をオン（或いはオフ）する制御を行う。この設定値を変えない場合には、ネットワーク接続を外してシンプルな状態とすることができ、或は第１角度及び第２角度の各デフォルト値を予めメモリ部２０のＥＥＰＲＯＭ等に記憶させ、その設定変更により更新することもできる。また、電子カムによれば、メカニカルカムと異なり、カムの摩耗や位置ずれ等の問題も生じず、メンテナンス的に有利である。

カムスイッチ信号は、電子カムの用途によっては高速応答性を必要とせず、上位フィールド機器によって、その信号の処理を行うことも可能である。この場合、上位フィールド機器は、フィールドバス１９ａを介してバイナリデータを読込みカムスイッチ信号を出力するが、例えばネットワークの異常時や上位フィールド機器の故障時に、係る信号が途絶えてしまうと問題が生じるシステムも想定される。また、電子カムの用途の中には、軸１０ａの角度が変化してからカムスイッチ信号が得られるまでの遅延時間について、数十μｓ以下の値が要求されることもあり、高速応答性が求められるものもある。この場合、上位フィールド機器がデータを読込んでからオン・オフしたのでは遅延時間が長くなり、係る要求を満たすことができない。従って、ネットワーク等から独立して、高速のオン・オフ制御を行うことは、十分に意義がある。

この点、回転検出器１０は、センサ部、コントローラ１７、接点出力回路２３等が搭載されており、電子カムの機能を含む種々の機能を備える。また、コントローラ１７としてＦＰＧＡだけでなく、専用ゲートアレイを適用することができ、これにより電子カムのオン・オフ制御を行うことができる。更に、詳しくは後述するように、励磁信号を、１００ＫＨｚ〜５ＭＨｚといった高周波数に設定することで、データの更新時間つまり前記遅延時間を例えば１０μｓ以内の設定にすることも可能となり、電子カムの高速応答の要求に応えることができる。尚、接点出力回路２３は、後述するパルスエンコーダとしての機能を持つ構成としてもよい。

更に、接点出力回路２３は、例えば所定時間当たりの前記回転角度θ（或いは後述の回転回数）と所定閾値との比較結果に応じてオン・オフするスイッチ信号を出力する制限速度検出機能を有する。ここで、制限速度検出機能は、軸１０ａの回転速度が基準（制限の目安）となる所定閾値以上となった時に、出力信号をオン又はオフにする機能であり、前記外部機器によって、各種設定を行うことができる。

詳細には、コントローラ１７は、自身の有する水晶発振器で生成されるクロック信号を用いて測定される所定時間当たりの回転角度θ、つまり軸１０ａの回転速度［ｒｐｍ］を演算する。また、詳しくは後述するように、コントローラ１７は、アブソリュートデータを利用して軸１０ａの回転方向を判別し、その回転方向判別信号を生成するようになっている。そして、メモリ部２０には、所定閾値として設定された時計回り方向（ＣＷ）のデフォルト値と、反時計回り方向（ＣＣＷ）のデフォルト値とが記憶されている。所定閾値は、前記外部機器での入力操作により、回転方向に係わりなく或いは夫々の回転方向についてユーザの所望する複数の異なる値に設定することができ、その設定変更後の所定閾値は、メモリ部２０に記憶される。従って例えば、時計回り方向（ＣＷ）の回転速度について設定された複数の所定閾値のうちの低い値を第１閾値、高い値を第２閾値とした場合、コントローラ１７は、演算した回転速度が当該回転方向での第１閾値を超えたと判定すると出力信号をオン（或いはオフ）し、更に第２閾値を超えたと判定すると出力信号をオフ（或いはオン）する制御を行う。

本実施形態と異なり、機械的にスイッチを開閉する速度開閉器がある。例えば、遠心力速度開閉器は、外郭をなす筺体内に、遠心力で移動する可動部が収容され、その軸の回転に伴う当該可動部の位置変化により電気的接点を開閉するように構成されている。このものでは、電気的接点が開閉する時の回転速度は物理的に定まり、軸の回転方向を特定することができない。また、遠心力速度開閉器では、電気的接点の開閉時の閾値を変更したり、複数の閾値を持つことができない。機械的な可動部は、摩耗や錆、粉塵の影響等により、回転速度の検出が不安定になったり、動作不良の要因となる。更に、速度開閉器の筺体は、可動部の可動範囲並びに安定した動作を確保するためのスペースが必要となり、小型化が困難である。

この点、本実施形態では、前述したようにアブソリュートデータがコントローラ１７で生成され、又、検出信号に係る高速応答性と高精度のクロック信号とが相俟って、回転速度の算出は、極めて簡単且つ高精度なものとなる。更に、回転速度について、外部機器によりフィールドバス１９ａを介して、回転方向毎に複数の閾値の設定が可能であり、この設定値を変えない場合には、ネットワーク接続を外すことができる。従って、ネットワークにおける通信異常が生じても、回転検出器１０では、制限速度検出機能（接点出力）が正常に機能し且つ従来の摩耗や動作不良の問題も生じす、信頼性の高いシステムを構築することができる。

＜多層基板＞
さて、回転検出器１０の外郭ケース１０ｂは例えば円筒状をなし、当該ケース１０ｂ内に、例えば円板状をなすステータ基板１１及びロータ基板１２が配設されている。ステータ基板１１は、外郭ケース１０ｂに対して、図２で上下２箇所に取付けられる。これら一対のステータ基板１１は、上下に対称的に配置される略同じ構成の基板を用いることから、以下では上側の基板に符号「１１ｕ」、下側の基板に符号「１１ｄ」、夫々の構成要素には同じ符号を付して一括して説明する。

ステータ基板１１ｕ，１１ｄは、例えば第１層Ｌ１〜第３層Ｌ３からなる汎用のプリント多層基板で構成されている。ステータ基板１１ｕ，１１ｄは、夫々の中心部に軸１０ａに比して径大な挿通穴１１０を有し、軸１０ａに挿通されるように配置される。ステータ基板１１ｕ，１１ｄの絶縁基材は、例えば４層のガラス基材エポキシ樹脂からなる。図３に示すステータ基板１１ｕ，１１ｄの分解図において、第１層Ｌ１及び第２層Ｌ２にコイルパターン層が、第３層Ｌ３に結線層が夫々設けられており、所謂スルーホール穴加工により、各コイルパターン層と結線層との間を電気的に接続している。

具体的には、ステータ基板１１ｕ，１１ｄにおいて、第１層Ｌ１のコイルパターン層は平面的な銅箔のパターンにより形成されており、内周側の励磁コイル１４１と、外周側の検出コイル２１１ａ，２１１ｂ，２１１ａｈ，２１１ｂｈとからなる。このうち内周寄りの検出コイル２１１ａ，２１１ｂは、後述する１ピッチコイルに対応しており、機械角（軸１０ａの１回転を３６０度とした場合の角度）で３６０度分の絶対位置を検出するためのコイルである。外周寄りの検出コイル２１１ａｈ，２１１ｂｈは、後述する１６ピッチコイルと対応しており、高分解能で回転角度を検出するためのコイルである。

同様に、第２層Ｌ２のコイルパターン層も、内周側の励磁コイル１４２と、外周側の検出コイル２１２ａ，２１２ｂ，２１２ａｈ，２１２ｂｈとからなる。こうして、ステータ基板１１ｕ，１１ｄの各励磁コイル１４は、複数層の励磁コイル１４１，１４２のパターンで構成される。また、ステータ基板１１ｕ，１１ｄの各検出コイル２１ａ，２１ｂは、複数層のコイル２１１ａ〜２１２ｂｈのパターンで構成される。

第３層Ｌ３の結線層は、図３に示す端子ｐ１，ｐ２，…からなる端子群Ｐを配線のために連結する微細な線のパターンで構成されている。こうして、ステータ基板１１ｕ，１１ｄは、図２に示すロータ基板１２に対して、第１層Ｌ１が内側、第３層Ｌ３の端子群Ｐが外側となる向きで、当該ロータ基板１２とギャップを有して対向する。尚、各基板１１ｕ，１１ｄは、上記構成に限定するものではなく、第２層Ｌ２と第３層Ｌ３の間に電磁波をシールドする層を設ける等、適宜変更してもよい。

前記ロータ基板１２は、例えば第１層Ｌ１〜第４層Ｌ４からなる汎用のプリント多層基板で構成され、絶縁基材としてガラス基材エポキシ樹脂が用いられている。ロータ基板１２は、中心部に軸１０ａに嵌合する嵌合穴１１１を有し、軸１０ａに取付け固定されている。ロータ基板１２の第１層Ｌ１〜第４層Ｌ４は、ロータコイル２２として夫々銅箔からなる平面的なコイルパターン層を有する。

具体的には、図３に示すように、ロータ基板１２の第１層Ｌ１及び第４層Ｌ４の内周側には、ステータ基板１１ｕ，１１ｄの励磁コイル１４１，１４２に対応するトランスコイル２４１，２４４が設けられている。このロータ基板１２のトランスコイル２４１，２４４に対して、ステータ基板１１ｕ，１１ｄの励磁コイル１４１，１４２から非接触で励磁信号（交流信号）が供給されるようになっている。これらのコイル１４１，１４２，２２１，２２４は、ロータリトランスを構成する。

また、ロータ基板１２の第１層Ｌ１〜第４層Ｌ４には、トランスコイル２４１，２４４と電気的に接続された内周寄りの１ピッチコイル２２１，２２２，２２３，２２４と外周寄りの１６ピッチコイル２２１ｈ，２２２ｈ，２２３ｈ，２２４ｈとが設けられている。これら１ピッチコイル２２１〜２２４及び１６ピッチコイル２２１ｈ〜２２４ｈは、ステータ基板１１ｕ，１１ｄの検出コイル２１１ａ〜２１２ｂ及び２１１ａｈ〜２１２ｂｈと対応する位置に形成されている。

上記のように、ステータ及びロータを多層基板１１ｕ，１１ｄ，１２とすることで、従来の磁性材料に対する構成部品の組付け作業が不要となり、工数を低減してローコスト化を図ることができる。また、磁性材料の飽和による磁気特性の急変が無く、外部磁界のバイアスや時間的変化の影響を少なくすることができる。多層基板１１ｕ，１１ｄ，１２は磁性材料の材質に比して軽く、その重量を大幅に低減でき、負荷イナーシャを極力小さくできる。特に、回転検出器１０がサーボモータ等に適用される場合、当該モータから見て無駄な負荷イナーシャにならないため、実用上、有用である。また、多層基板１１，１１ｕ，１１ｄでは、マグネットワイヤを用いた巻線と異なり、製造ばらつきが少ない種々の形状のコイルパターンを簡単に得ることができる。

＜コイルのピッチと形状＞
本実施形態の１ピッチコイル２２１〜２２４及び１６ピッチコイル２２１ｈ〜２２４ｈは、何れもサインカーブ形状をなす。ここで、図３〜図５では説明の便宜上、それらコイル２２１〜２２４，２２１ｈ〜２２４ｈの各サインカーブ形状を矩形波形で概念的に示しており、図４は１ピッチコイル２２１と検出コイル２１１ａ，２１１ｂの位置関係を、図５は１６ピッチコイル２２１ｈと検出コイル２１１ａｈ，２１１ｂｈの位置関係を模式的に示している。

即ち、図４（ａ）の１ピッチコイル２２１は、実際には円環状に連なる（ロータ基板１２の周方向に連なる）サインカーブ状をなしており（図３参照）、機械角で３６０度分（１回転）を１ピッチとする。図４（ｂ）の一対の検出コイル２１１ａ，２１１ｂは、互いに１／４ピッチずれて互い違いとなるように設けられた位置関係にある。尚、図４（ａ）（ｂ）では、円環状に配置される当該コイル２２１，２１１ａ，２１１ｂを左右方向に延びるように展開した形で示している。

これら１ピッチコイル２２１と検出コイル２１１ａ，２１１ｂとの電磁的な結合つまり誘起電圧は、当該コイル２２１とコイル２１１ａ，２１１ｂの何れかと重なり合った位置で最大となる。その誘起電圧は、ロータ基板１２の回転方向（図４（ａ）の右方向矢印参照）への移動に伴い徐々に減少し、１／４ピッチずれた位置では、磁束が互いに打消しあって０となる。また、誘起電圧は、１／２ピッチずれた位置で逆極性の最大値をとり、更に回転すると、３／４ピッチずれた位置で再び０となる。そして、１ピッチ分移動した位置では元の最大値の誘起電圧が得られる。このように誘起電圧は、コイル２２１の１ピッチと同じロータ基板１２の回転周期で１サイクルを描き、その後もロータ基板１２の回転に伴い同じサイクルを繰り返す。

また、図４（ｂ）の検出コイル２１１ａ，２１１ｂは、相互に１／４ピッチずれているため、ロータ基板１２の回転に伴い電磁結合がｃｏｓ，ｓｉｎカーブで変化する２つの誘起電圧が得られる。係る電気的な結合度合は、ロータ基板１２とステータ基板１１間の相対位置（相対角度）の差をθとした場合、検出コイル２１１ａではｃｏｓθに比例する一方、検出コイル２１１ｂではｓｉｎθに比例する。従って、誘起電圧の変化は、両コイル２１１ａ，２１１ｂと相対角度により定まる一義的な関係にあるので、この検出コイル２１１ａ，２１１ｂに誘起される電圧を検出することで回転角度を求めることができる。

図５（ａ）の１６ピッチコイル２２１ｈも、実際には円環状に連なるサインカーブ状をなしており（図３参照）、同図では当該コイル２２１ｈの一部を概念的に示している。１６ピッチコイル２２１ｈは、ロータ基板１２におけるピッチ数αを１６、つまり機械角で１／１６回転分の角度（２２．５度）を１ピッチとする。ここで、「１ピッチ」とは、その角度範囲でアブソリュートの位置検出をする区間に相当する。この分割数たるピッチ数は「１６」に限らず、「８」や「３２」に設定する等、適宜変更することができる。

図５（ｂ）の検出コイル２１１ａｈ，２１１ｂｈのうち一方のコイル２１１ｂｈは、１６ピッチコイル２２１ｈに対して１／４ピッチずれている。また、検出コイル２１１ａｈ，２１１ｂｈ相互間では１／４ピッチずれているため、検出コイル２１１ａｈではＣｏｓ（αθ）に比例する誘起電圧が検知され、検出コイル２１１ｂｈではＳｉｎ（αθ）に比例する誘起電圧が検知される。

＜信号処理の概念図＞
図６は、上記した回転検出器１０のコントローラ１７における信号処理の概念図を示している。ここで、軸１０ａとともにロータ基板１２が回転する回転角度をθとし、励磁コイル１４１，１４２に供給する励磁信号（後述するＭＨｚ帯の交流電流）を図６中、Ｉｃｏｓωｔで示す。また、１ピッチコイル２２１〜２２４及び１６ピッチコイル２２１ｈ〜２２４ｈは、トランスコイル２４１，２４４（ロータリトランス）を介して励磁される。このとき、検出コイル２１ａ，２１ｂには、軸１０ａの回転に応じて振幅変調された正弦波相出力信号と余弦波相出力信号とが誘起される。

ここで、図６の同期整流回路３１には、１６ピッチコイル用の検出コイル２１１ａｈ，２１２ａｈの出力信号（Ｋｐ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓ１６θ）が入力される。同期整流回路３２には、１ピッチコイル用の検出コイル２１１ａ，２１２ａの出力信号（Ｋｃ・ｃｏｓωｔ・ｃｏｓθ）が入力される。同期整流回路３３には、１ピッチコイル用の検出コイル２１１ｂ，２１２ｂの出力信号（Ｋｃ・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎθ）が入力される。同期整流回路３４には、１６ピッチコイル用の検出コイル２１１ｂｈ，２１２ｂｈの出力信号（Ｋｐ・ｃｏｓωｔ・ｓｉｎ１６θ）が入力される。尚、Ｉ，Ｋｐ，Ｋｃは係数であり、以下のＬｐ，Ｌｃも係数とする。

同期整流回路３１〜３４は、各出力信号の同期整流を行う。また、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５〜３８は、同期整流回路３１〜３４の各出力信号の高周波成分を除去する。これにより、演算回路３９ａは、ローパスフィルタ３５から入力される信号（Ｌｐ・ｃｏｓ１６θ）とローパスフィルタ３８から入力される信号（Ｌｐ・ｓｉｎ１６θ）とに基づき回転角度θを演算する。また、演算回路３９ａは、ローパスフィルタ３６から入力される信号（Ｌｃ・ｃｏｓθ）とローパスフィルタ３７から入力される信号（Ｌｃ・ｓｉｎθ）とに基づき回転角度θを演算する。これにより、演算回路４０は、演算回路３９ａ，３９ｂでの算出値を合成することにより、以下に説明するアブソリュートデータとして軸１０ａの回転角度θを検出すると共に、より高分解能で当該角度θを得る。

＜１Ｔセンサ部及び１６Ｔセンサ部＞
前記回転角度θは、１ピッチコイル２２１〜２２４に関して４ビット、１６ピッチコイル２２１ｈ〜２２４ｈに関して１６ビットのデジタル位置信号として与えられる。ここで、図７は、１ピッチコイル２２１〜２２４及び検出コイル２１１ａ〜２１２ｂ（以下、１Ｔセンサ部とする）と、１６ピッチコイル２２１ｈ〜２２４ｈ及び検出コイル２１１ａｈ〜２１２ｂｈ（以下、１６Ｔセンサ部とする）に係るデジタル位置信号の値を示している。

同図に示すように、軸１０ａが機械角で３６０度回転する場合、１Ｔセンサ部で「０」〜「１５」のデジタル値となり、１６Ｔセンサ部で「０」から「４０９５」までのカウントアップを１６回繰り返すデジタル値となる。１Ｔセンサ部及び１６Ｔセンサ部は、何れも１ピッチにおける出力信号の非線形性つまり回転角度に係る直線性誤差の割合は略等しくなる。従って、軸１０ａの機械角から見ると、１６Ｔセンサ部は１Ｔセンサ部に比して誤差の度合いを１／１６に低減でき、誤差特性の観点から好適である。これと同様に、分解能（前記分割数）や、温度特性、耐ノイズ特性についても、１６Ｔセンサ部がより好ましいものとなる。

このように、比較的ピッチが細かい１６Ｔセンサ部は、センサ特性を向上させる手段として有効である一方、アブソリュート値として検出できる範囲、つまり１ピッチの機械角は２２．５度に限定される。このため、軸１０ａの機械角３６０度の回転位置について、図７に示す１６のブロックのうち、どのブロックの位置か識別できない。一方、１Ｔセンサ部は、諸特性において１６Ｔセンサに劣るものの、機械角３６０度を１ピッチとしており、軸１０ａの１回転中の回転位置を把握することが可能となる。従って、１Ｔセンサ部の位置信号を用いて、１６Ｔセンサ部で不明であったブロックの位置を識別する。こうして、図７のデータ構成の場合、１回転アブソリュートセンサとして、機械角で３６０度／（４０９６×１６）の回転の変化を検出する回転検出器１０となる。

これにより、１Ｔセンサ部と１６Ｔセンサ部とで同時に検出して、高精度・高分割数で且つ軸１０ａの１回転をアブソリュート検知することが可能になる。尚、１６Ｔセンサ部は、８Ｔ（１／８分割）や３２Ｔ（１／３２分割）といったピッチに設定してもよい。この分割数は、物理的な配置スペースや、１Ｔセンサ部によって回転位置を特定するビット数に応じて設定する。また、センサ部は、上記の１Ｔと１６Ｔとの２種に限らず、例えば１Ｔ，８Ｔ，６４Ｔといった３種或はそれ以上の種類のセンサ部を搭載した多層基板を用いて、より高性能にしてもよい。尚、上記した多層基板１１ｕ，１１ｄ，１２では、コイル形成を含む設計の自由度が高く、種々の複数のコイル（センサ部）を簡単且つ容易に実装でき、安価な構成とすることができる。

＜励磁信号の周波数＞
ところで、インダクトシン（商品名）等の回転センサでは、センサコイルのインダクタンスや磁気結合度を高めるために、ステータやロータを磁性材料として鉄等の金属材料から構成するのが一般である。この回転センサにおける励磁信号の周波数は、数１００Ｈｚ〜１０ＫＨｚ程度に設定されている。その理由は、次の通りである。

［１］インダクタンスが十分に高いので、比較的低い励磁信号の周波数でも十分な検出信号が得られる。
［２］本実施形態と異なり、回転センサは、その検出回路（制御装置）と別体である。従って、回転センサと制御装置との離間距離（両者を接続するケーブル長）があるため、線間容量の影響を受けないように低い周波数に設定している。また、線間のクロストークによって、センサリニアリティが悪化し、その影響度もケーブル長で変化する。

［３］［１］の如くインダクタンスが高いため、高い励磁信号の周波数だと、共振の影響が出てきて、誤差が増大する。
［４］磁性材料として使用される鉄やケイ素鋼板等は高周波特性がそれほど良くない。

［５］サーボシステムで使用される場合でも２０ＫＨｚ程度の励磁信号の周波数で実用に足りる。
［６］アナログシステムにおいて、高速では所期の特性が得られない。

一方、本実施形態のように磁性材料を使わず、例えば直径がφ６０ｍｍ程度のケース１０ｂに、コイルを備えた多層基板を収容するものとする。この場合、多層基板の直径はφ５０ｍｍ程度となり、励磁回路から見たコイル（センサ部）のインダクタンスの値は、例えば数μＨ〜１０μＨと非常に小さくなる。ここで、例えばインダクタンスが１０μＨ、周波数が１０ＫＨｚのとき、インピーダンスＺ１は、以下のようになる。

Ｚ１＝２πｆＬ＝２π×１０×１０^３×１０×１０^−６≒０．６３［Ω］ …（１）
この点、コイルを励磁するセンサ駆動回路の出力電流は、バッフア回路を強力なものにすれば、０．５［Ａ_０−Ｐ］程度も技術的には困難ではない。もっとも、このような回路は部品点数の増加や、消費電流の増加といった問題ばかりでなく、発熱による信頼性低下の問題も生じうる。また、ヒートシンクを設ければ占有スペースが増大し、本実施形態のようにセンサ部と制御装置を一体型にして小型化を図ろうとする技術的思想と矛盾する。そこで、センサ駆動回路の出力電流は、１０〜３０［ｍＡ_０−Ｐ］程度に設定するものとする。例えば３０［ｍＡ_０−Ｐ］の駆動電流を式（１）のＺ１（≒０．６３Ω）に印加した場合、その両端に現れる電圧Ｖ１は、以下のようになる。

Ｖ１＝Ｚ１×３０≒１８．８［ｍＶ_０−Ｐ］ …（２）
尚、式（２）では直流抵抗成分を無視している。
更に、センサ部の２次検出回路つまり２次側に誘起される検出電圧Ｖ２は、上記Ｖ１の電圧に対して、数％程度になると考えられる。このように、本実施形態では、磁性材料を用いる通常の構成と異なり、磁気結合度を高くできないため、この比率を考慮する。例えば、当該比率が３％とすると、検出電圧Ｖ２は以下のようになる。

Ｖ２＝Ｖ１×０．０３＝１８．８×０．０３≒０．５６［ｍＶ_０−Ｐ］ …（３）
この結果は、励磁信号について１０［ＫＨｚ］、３０［ｍＡ_０−Ｐ］でセンサ部を励磁した場合、検出電圧は０．５６［ｍＶ_０−Ｐ］になることを示す。この点、検出電圧は、増幅する等して最終的にはＡ／Ｄコンバータに入力されるが、この入力時の電圧は、通常数Ｖ程度にする必要がある。

それ故、係る条件では、検出電圧につき３０００倍以上増幅する必要があり、ゲインを高くとらなければならないので、部品点数の増加を招く。また、ゲインが非常に高い増幅回路は、信号の入力段と増幅出力段との僅かな結合（静電結合、磁気結合、共通インピーダンス）により、想定外の正帰還がかかって発振することがある。そして、なにより、検出電圧自体が小さく、増幅回路自身のノイズの影響や、外来ノイズに影響を受けやすい問題がある。

ここで、増幅器のノイズについて簡単な考察を加える。検出電圧Ｖ２を増幅する初段のオペアンプは、１０［ＫＨｚ］の信号で位相がずれたりしないように、動作周波数に対して十分広い帯域幅を必要とする。この点、一般的な広帯域のオペアンプの入力換算雑音電圧密度は１０ｎＶ／（Ｈｚ）^１／２程度であるので、前記帯域幅を１［ＭＨｚ］とした場合、入力部雑音電圧Ｖｎは、以下のようになる。

Ｖｎ＝１０×１０^−９×（１×１０^６）^１／２＝０．０１［ｍＶ_０−Ｐ］ …（４）
このＶｎは、式（３）のＶ２＝０.５６［ｍＶ_０−Ｐ］の２％近くになっており、一見して大きな問題はないように見える。もっとも、より高い検出精度を実現しようとする構成において、初段オペアンプの入力ノイズが影響するような、超微小入力で使用するというのは現実的には問題が多い。また、前述の外来ノイズの他、回路の電源ラインのノイズ、ＤＣ／ＤＣ電源のスイッチングノイズ、ロジック信号からのクロストーク等も信号に影響を与える。

このような問題の対策として、励磁信号の電流を大きくすることも考えられるが、前述した理由から好ましくない。そこで、本実施形態では、励磁信号の周波数を高めることとする。例えば、励磁信号の周波数を、元の１０ＫＨｚから、１０倍の１００ＫＨｚに上げると、前記のＺ１、Ｖ１、Ｖ２は、以下のようになる。

Ｚ１＝２πｆＬ＝２π×１００×１０^３×１０×１０^−６≒６．３［Ω］ …（５）
Ｖ１＝Ｚ１×３０≒１８８［ｍＶ_０−Ｐ］ …（６）
Ｖ２＝１８８×０．０３≒５．６［ｍＶ_０−Ｐ］ …（７）
このように、検出電圧Ｖ２は、励磁信号の周波数に比例して増加し、ノイズ耐性も高まる。従って、励磁信号の周波数を、更に１０倍高めて１ＭＨｚに設定した場合、検出電圧Ｖ２もまた１０倍になり、より好ましいことになる。また、励磁信号の周波数を高く設定した場合における前述した［２］〜［６］の問題については、次の通り解決することができる。

［２］の問題
本実施形態の回転検出器１０の如く、センサ部とコントローラ１７を含む検出回路とを同一ケース１０ｂ内に収容したので、ロータ基板１２と検出回路基板１５との間のケーブル長を極力短くすることができる。この場合のケーブル長は、極力短い一定の長さ（例えば３ｃｍ以下）に抑えることができる。従って、ケーブルの線間容量も実質上無視できる程度の影響しか受けない。換言すれば、励磁信号の周波数を上げることと、センサ部とその制御装置を相互に近接配置することは相性が良いといえる。

［３］、［４］の問題
回転検出器１０は、磁性材料を使わないためインダクタンスが低く、それ故に、励磁信号の周波数を比較的高い値に設定している。これは、磁性材料を用いたステータやロータの高周波特性が悪化する問題と表裏一体の関係にある。因みに、市販されているチョークコイル等のように、良好な周波数特性を有する一般的なインダクタンス部品において、共振状態（自己共振）を呈するのは、そのインピーダンスが１ＫΩ〜数１０ＫΩ程度であることが知られている。この場合、何れのインダクタンス値であっても、インピーダンスが１ＫΩ〜数１０ＫΩ程度になるような周波数で共振に至ることから、コイルと、コイル自身による線間容量からくる物理的限界と考えられる。

本実施形態の回転検出器１０もインダクタンスという見地からみた場合、同じように共振をするものであり、共振現象による電流位相の不定状態の影響を受けないようにするため、共振周波数より十分低い周波数で駆動すべきである。このことからインピーダンス値が数１０Ω〜数１００Ω程度以下までは、共振の影響を受けずにセンサとして十分に機能すると考えられる。ここで、前記のＺ１について、インピーダンスの限界を例えば３００Ωとしたときの周波数を逆算してみる。

ｆ＝Ｚ１／２πＬ≒４．８［ＭＨｚ］ …（８）
つまり、回転検出器１０において、共振の影響を受けずに十分に機能する周波数は、原理的に約５ＭＨｚ程度ということになる。尚、センサ部のコイル設計は、多少の融通が利くので、この値が絶対的な限界というわけではない。また、インピーダンスが高くなりすぎた場合、３０［ｍＡ_０−Ｐ］といった電流で駆動すると、コイル両端の電圧が上昇しすぎて、ドライブしきれない問題もある。この点からみても、コイルのインピーダンスは、数１００Ω以下になるような励磁信号の周波数範囲に設定するのが理にかなっている。

［５］の問題
上記のように、本実施形態では従来よりも高い励磁信号の周波数範囲に設定したので、回転位置検出に係る応答周波数を向上させることができ、より好ましい構成といえる。

［６］の問題
近年の半導体デバイスの進歩により、本実施形態の検出回路で重要となるＯＰアンプについて帯域が１ＧＨｚを超え、小型で且つ低価格のものが容易に入手できる。更に、検出回路で重要となるＡ／Ｄコンバータも、サンプルレートが１００ＭＨｚを超え、小型で且つ低価格のものが容易に入手できる。こうして、発明者は、これらの部品を活用した回転検出器１０について、５ＭＨｚの励磁信号の周波数で動作する検出回路を構築した。

図８は、このとき励磁コイル１４１，１４２に供給する励磁信号の周波数と、検出コイル２１１ａｈ〜２１２ｂｈで検出される電圧Ｖ２（最大値となるロータ位置での検出値）との関係を示している。同図に示すように、励磁信号について周波数が１０ＫＨｚ、１００ＫＨｚ、１ＭＨｚ、５ＭＨｚのとき、検出電圧Ｖ２の夫々のピーク値［ｍＶ_０−Ｐ］は、約０．０６、約０．８５、約２１．２、約１１５となる。このように、検出電圧Ｖ２は、励磁信号の周波数に略比例して増加し、１ＭＨｚや５ＭＨｚでは十分に大きな値をとることを検証できた。尚、従来において、このような高周波数に設定されていなかったのは、そもそも周波数を高く設定する必要性がなく（現状で事足りており）改善されてこなかったことも一因としてあると思われる。

以上のように、本実施形態では、励磁信号の周波数を１００ＫＨｚ以上の高周波数に設定し、好ましくは１００ＫＨｚ〜５ＭＨｚで、より好ましくは１ＭＨｚ〜５ＭＨｚに設定するとよい。これにより、磁性材料を用いない回転検出器１０でもそのセンサとしての特性を相乗的に高め、応答周波数を向上させることができる等、従来にない効果を得ることができる。

＜ロータコイルの形状＞
ロータ基板１２側のコイル２２１〜２２４ｈをサインカーブ状とすると、検出コイル２１１ａ〜２１１ｂｈを含む各コイルについて、夫々のピッチや各基板１１，１１ｕ，１１ｄ間の距離を任意に設定した場合でも、所期の誘起電圧を得ることができる。即ち、多層基板１１，１１ｕ，１１ｄでは、前述のようにマグネットワイヤを用いた巻線では実現しえない、精度のよい特殊なコイルパターンを、パターン成形により形成できる。

この点、一般的なインダクトシン（商品名）のコイルは矩形波形であるが、上記した寸法形状（ケース１０ｂ直径でφ６０ｍｍ）に適用した場合、出力変化特性のリニアリティが悪化することがわかっている。そこで、後述するステータ基板１１ｕ，１１ｄ間の距離（図２のＧｕ，Ｇｄ参照）や、性能維持に好適なコイル構成（１Ｔ及び１６Ｔセンサ部）に合わせたコイル形状に設計する事で、材料費や組立て工数の増加を招くことなく、リニアリティの改善を図ることができる。

前記メモリ部２０に、１Ｔ及び１６Ｔセンサ部の別に検出誤差を記憶させておき、検出誤差を補正値として回転角度θの演算を行う構成も採用することができる。もっとも、この構成では、センサ部別に補正処理を行うことでコスト増加等のデメリットも考えられる。従って、本実施形態のようにコイル２２１〜２２４ｈをサインカーブ状にすることにより、回転角度θの補正をしない簡単な構成でリニアリティを向上させることができる。尚、コイル２２１〜２２４ｈをサインカーブ状にした場合でも、誤差を可及的に少なくするべく、誤差の補正処理を行うようにしてもよい。

＜基板の配置と「ずれ」＞
発明者は、回転検出器１０において、ロータ基板１２を挟む両側のステータ基板１１ｕ，１１ｄの効果を検証すべく、片側のステータ基板１１ｕ（図２中、上側の基板１１ｕ）を省いた構成と比較する実験を行った。以下では、前者を両側ステータ１１ｕ，１１ｄ、後者を片側ステータ１１ｄと略し、図９では、機械角３６０度を１ピッチとする１Ｔセンサ部、図１０では、機械角２２．５度を１ピッチとする１６Ｔセンサ部についての実験結果を示している。

また、図２の両側ステータ１１ｕ，１１ｄとロータ基板１２との各対向面間の距離Ｇｕ，Ｇｄを何れも０．３５ｍｍに設定するものとし、図９、図１０では、当該ロータ基板１２の軸方向（図２で上方向をプラス方向とする）のずれ量を、横軸で表わすものとする。また、図９（ａ）及び図１０（ａ）では、１Ｔ及び１６Ｔセンサ部に係る１次信号（励磁信号）の印加電流を実機に近い３０［ｍＡ_０−Ｐ］に設定し、その時の２次信号（出力電圧）Ｖ２のピーク値の電圧［ｍＶ_０−Ｐ］を示している。

図９（ａ）に示す１Ｔセンサ部にあっては、両側ステータ１１ｕ，１１ｄと片側ステータ１１ｄとで出力電圧Ｖ２の大きさの違いが明白になっており、その電圧比は、ロータ基板１２が本来の基準位置（０ｍｍ）にある場合、３．６倍程度になる。図１０（ａ）に示す１６Ｔセンサ部でも、両側ステータ１１ｕ，１１ｄと片側ステータ１１ｄとで出力電圧Ｖ２に大きな差があり、その電圧比は、ロータ基板１２が基準位置にある場合、３．７倍程度になる。また、図９（ａ）及び図１０（ａ）に示すように、１Ｔ及び１６Ｔセンサ部の何れについても、両側ステータ１１ｕ，１１ｄは、ロータ基板１２が基準位置から±０．３ｍｍにわたってずれても、出力信号Ｖ２に与える影響が少ないことが分かる。これに対して、片側ステータ１１ｄでは、ロータ基板１２が遠ざかるにつれ出力電圧Ｖ２が小さくなっている。それ故、両側ステータ１１ｕ，１１ｄと片側ステータ１１ｄとの出力電圧Ｖ２の比を表す２次出力電圧比は、１Ｔセンサ部では６．３倍（図９（ａ）参照）、１６Ｔセンサ部では７．６倍（図１０（ａ）参照）と大きな差が生じている。この結果から、両側ステータ１１ｕ，１１ｄでは、片側ステータ１１ｄよりも出力電圧Ｖ２を大幅に増加させることができ、基板１１ｕ，１１ｄ，１２に組付け時のずれ或は経年の使用によるずれが生じたとしても電圧低下を抑制し、その性能を維持できることがわかる。

また、図９（ｂ）に示すように、１Ｔセンサ部において、ロータ基板１２の基準位置からのずれ量と、そのずれに伴う回転角度θの検出誤差は略比例にある。この場合、両側ステータ１１ｕ，１１ｄでは、片側ステータ１１ｄの検出誤差の１／５以下の検出誤差が生じるにすぎない。図１０（ｂ）の１６Ｔセンサ部においても、ロータ基板１２の基準位置からのずれが生じた場合、両側ステータ１１ｕ，１１ｄでは、片側ステータ１１ｄの検出誤差の１／４以下の検出誤差に収まっている。この結果から、両側ステータ１１ｕ，１１ｄでは、基板１１ｕ，１１ｄ，１２に組付け時のずれ或は経年の使用によるずれが生じたとしても、検出誤差を極力抑制して検出精度を維持することができ、軸方向のずれに強いといえる。

＜励磁電流の位相＞
回転検出器１０において、励磁コイル１４１，１４２の駆動により、ロータリトランスを介してロータコイル２２を励磁することで、検出コイル２１ａ，２１ｂに誘起される出力信号を検出する過程を考える。この場合、検出コイル２１ａ，２１ｂの出力信号たる電圧の位相は、励磁コイル１４１，１４２に流れる電流の位相と合致する。

即ち先ず、検出回路側についての入力インピーダンスは、検出コイル２１ａ，２１ｂのインピーダンスより十分高く設計するため、この部分で位相が変化することはない。一方、励磁側についてコイル１４１，１４２を電圧駆動した場合、そこに流れる「電流の位相」は、コイル１４１，１４２のインピーダンスによって定まる。このインピーダンスは、コイル１４１，１４２の「抵抗」成分と、「インダクタンスによるリアクタンス」成分の合成値である（図１１（ｂ）参照）。多層基板１１ｕ，１１ｄにおけるコイル１４１，１４２の場合、インダクタンス値に対して抵抗値が無視できるほど小さくはない。つまり、コイル１４１，１４２に流れる電流は、抵抗成分が無視できる理想的なインダクタと異なり、コイル１４１，１４２両端の駆動電圧に対して９０度位相が遅れた波形にならない。

本実施形態と異なり、一般的な回転検出器を用いたシステムでは、励磁信号を基準信号として、検出信号を同期整流する手段がとられる。この同期整流処理では、基準信号と検出信号の位相関係も、回転角度θを検出するための重要な情報となり、上記のように位相がずれる場合、基準信号側の位相を必要量オフセットすれば、係る問題が解決するように思われる。もっとも、この場合、センサ部の周囲温度の変化によって、コイルの抵抗成分が変化すると（図１１（ｂ）のΔＲ参照）、これに伴い励磁電流の位相もずれる。このずれた位相の分は、そのまま検出回路側の電圧位相のずれとなって発生し、その結果、回転角度θのデータにずれが発生する。

そこで、本実施形態の回転検出器１０では、図１１（ａ）に示すように、励磁側についてコイル１４１，１４２への駆動電流を一定とする定電流駆動回路５０で駆動する。従って、周囲温度の変化によって、コイル１４１，１４２の抵抗成分が変化しても、その補償を励磁コイル１４１，１４２の定電流駆動（コントローラ１７の定電流制御）により行い、励磁電流の位相を既知なものとして扱うことができる。こうした温度変化に係る補正は、定電圧駆動により行うことも可能である。尚、励磁コイル１４１，１４２の励磁電流の位相を検知するために、零クロス点までの時間をカウントするカウンタを用いて温度補正を行うこともできるが、前記定電流駆動では、こうした検出回路を不要とした簡単な構成で検出精度を高めることができる。

＜パルスエンコーダ機能＞
回転検出器１０における接点出力回路２３は、前述した電子カム機能や制限速度検出機能の他、アブソリュートデータを利用してパルスエンコーダとしての機能を持たせることができる。パルスエンコーダは、接点出力回路２３にてＡ相、Ｂ相、Ｚ相のパルス信号を出力するものである。これらの出力のうち、Ｚ相は１回転毎に出力される基準位置を示すパルスであり、以下ではＡ相及びＢ相のパルスの生成方法を概説する。

前記コントローラ１７は、１Ｔセンサ部或は１６Ｔセンサ部のデジタル位置信号を、図１２（ａ）に示すセンサデータとして差分演算回路５１に出力する。差分演算回路５１は、係るセンサデータを一定周期で読み込んで、現在の周期におけるセンサデータと１周期前のセンサデータとの差分を演算して、後段のパルス変換回路５２に出力する。また、差分演算回路５１は、演算した差分に基づいて、軸１０ａの回転方向を判別し、その回転方向判別信号をパルス生成回路５３に出力する。

パルス変換回路５２は、入力された差分に基づいて、図１２（ｂ）に示すように一定周期毎に均等になるような均等パルスに変換する。そして、パルス生成回路５３は、入力された均等パルスと回転方向判別信号とに基づいて、Ａ相のパルス信号を生成するとともに、当該Ａ相に対して１／４周期遅れたＢ相のパルス信号を生成する。これらＡ相、Ｂ相のパルス信号のパルス数設定、つまり回転量と発生するパルス数との比であるパルスレートは、前記フィールドバス１９ａを介して入力される外部の設定操作部（図示略）で任意の値に設定する構成とする。

上記構成と異なり、光学系のセンサを用いる一般的なパルスエンコーダでは、シャフトに直結される円盤状のガラスを用いるため、衝撃を加えると破損する虞がある。また、光学系の発光素子及び受光素子は寿命が比較的短く、熱的影響により劣化が進行する。これに伴い、パルスが出力されなかったり、パルスのデューティレシオが５０％でなくなる事態も生じうる。更に、光学系の部分が結露したり、粉塵等が侵入すると、即座に誤動作し、使用不能になる等の問題がある。

この点、本実施形態の回転検出器１０は、従来の光学系のセンサを用いずに、アブソリュートデータに基づきＡ相、Ｂ相、Ｚ相のパルス信号を出力するパルスエンコーダとして機能させることができる。これにより、耐久性に優れたものとし、寿命を延ばすことができ、上記の問題を解決することができる。また、回転検出器１０は、前記設定操作部から入力される設定値に基づいて、パルスレートの設定変更が可能に構成されている。このため、製造設備の予備品として従来のようにパルスレート毎に多種のものを用意する必要がなく、汎用性に優れたものとすることができる。

以上説明したように、本実施形態の回転検出器１０は、ロータコイル２２が励磁信号で励磁されることにより検出コイル２１ａ，２１ｂに誘起される検出信号に基づいて、ロータ基板１２とステータ基板１１ｕ，１１ｄとの相対的な回転角度を検出する構成にあって、励磁信号の周波数について、ロータ及びステータを夫々磁性材料で構成した場合に要求される所定周波数よりも高く設定した。

これによれば、ロータ基板１２及びステータ基板１１ｕ，１１ｄは、磁性材料の材質に比して軽い多層基板を用いたので、その重量を大幅に低減することができる。また、ロータコイル２２及び検出コイル２１ａ，２１ｂは、多層基板において製造ばらつきが少ないコイルパターンとして簡単に形成することができる。そして、励磁信号の周波数について、ロータ及びステータを夫々磁性材料で構成した場合に要求される所定周波数よりも高く設定することで、磁性材料を用いないことによる電磁結合度の低下を補完することができる。更に、磁性材料の飽和特性等の影響を無くすことができ、検出精度を向上させることができる。

前記励磁信号を、１００ＫＨｚ以上の高周波数に設定した。これによれば、検出コイル２１ａ，２１ｂに誘起される検出信号を大きなものとして、ノイズ耐性も高めることができる。

前記一対のステータ基板１１ｕ，１１ｄを用いてロータ基板１２を挟み、且つ一対のステータ基板１１ｕ，１１ｄをロータ基板１２に対して夫々対向するように配置した。これによれば、１つのステータ基板１１ｄを用いた場合よりも検出信号を大幅に増加させることができる。また、ロータ基板１２やステータ基板１１ｕ，１１ｄに組付け時のずれ或は経年の使用によるずれが生じたとしても、検出信号の低下や検出誤差を抑制することができる。

前記ロータコイル２２（１ピッチコイル２２１〜２２４及び１６ピッチコイル２２１ｈ〜２２４ｈ）は、ロータ基板１２に対してサインカーブ状をなすパターンで形成されている。これによれば、ロータコイル２２を矩形波形状にした場合よりも、ロータ基板１２の回転位置と出力値とのリニアリティを向上させることができる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、種々の変形又は拡張が可能である。
軸１０ａの回転回数と回転角とを同時に検出する多回転検出型の構成としてもよい。この場合例えば、軸１０ａに減速ギヤを設け、その１回転毎にカウントアップすることで、回転回数を計数する。この多回転検出型の回転検出器１０においても、前述した電子カム機能や制限速度検出機能を備え、前記外部機器によりフィールドバス１９ａを介して、カムスイッチ信号に係る回転角度θや所定時間当たりの回転回数の測定値に係る所定閾値の設定変更が可能な構成としてもよい。

これによれば、電子カム機能について高速応答性が得られ、メカニカルカムと異なりオン・オフのタイミングの設定を簡単に行うことができる等、上記した実施形態と同様の効果を奏する。また、制限速度検出機能について、コントローラ１７は、前記検出信号に基づき所定時間当たりの回転回数を測定し、当該回転回数の測定値と所定閾値との比較結果に応じてオン・オフするスイッチ信号を出力する。このため、回転速度の算出は、極めて簡単且つ高精度なものとなる。また、ネットワーク等から独立して高速のオン・オフ制御を行うことができ、信頼性の高いシステムを構築することができる等、上記した実施形態と同様の効果を奏する。

この他、各基板１１ｕ，１１ｄ，１２の形状や寸法は上記したものに限定するものではなく、例えば層Ｌ１〜Ｌ４の数を増減する等、適宜変更して実施することができる。

以上のように、本発明は、回転検出器に有用である。

Claims (7)

1. ロータ及びステータを夫々磁性材料である金属材料を使わず多層基板で構成したロータ基板（１２）及びステータ基板（１１ｕ，１１ｄ）と、
   前記ロータ基板（１２）に配設されたロータコイル（２２）と、
   前記ステータ基板（１１ｕ，１１ｄ）に配設された検出コイル（２１ａ，２１ｂ）と、
   を備え、
   前記ロータコイル（２２）が励磁信号で励磁されることにより前記検出コイル（２１ａ，２１ｂ）に誘起される検出信号に基づいて、前記ロータ基板（１２）と前記ステータ基板（１１ｕ，１１ｄ）との相対的な回転角度を検出する構成にあって、
   前記ロータコイルは、円環状に連なるサインカーブ状をなしているとともに、１ピッチの機械角が異なる部分を有し、
   前記励磁信号の周波数について、前記ロータ及び前記ステータを夫々磁性材料である金属材料で構成した場合に要求される所定周波数である数１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚよりも高い少なくとも１ＭＨｚ以上５ＭＨｚ以下に設定したことを特徴とする回転検出器（１０）。
2. 一対の前記ステータ基板（１１ｕ，１１ｄ）を用いて前記ロータ基板（１２）を挟み、且つ前記一対のステータ基板（１１ｕ，１１ｄ）を前記ロータ基板（１２）に対して夫々対向するように配置したことを特徴とする請求項１記載の回転検出器（１０）。
3. 前記ロータ基板（１２）及び前記ステータ基板（１１ｕ，１１ｄ）を収容する外郭ケース（１０ｂ）を備えるとともに、前記検出信号を処理する制御回路を内蔵したことを特徴とする請求項１または２記載の回転検出器（１０）。
4. 前記回転角度として１回転内のアブソリュート位置、又は回転回数とともにアブソリュート位置を検出する多回転検出型の構成にあって、
   前記制御回路は、前記検出信号に基づいて、予め設定された回転角度でオン・オフするカムスイッチ信号を出力する電子カム機能を備えることを特徴とする請求項３記載の回転検出器（１０）。
5. 外部機器とネットワーク経由で通信を行うための通信手段（１９）を備え、
   前記外部機器により、前記通信手段（１９）を介して前記カムスイッチ信号に係る回転角度の設定変更が可能に構成されていることを特徴とする請求項４記載の回転検出器（１０）。
6. 前記回転角度として１回転内のアブソリュート位置、又は回転回数とともにアブソリュート位置を検出する多回転検出型の構成にあって、
   前記制御回路は、前記検出信号に基づき所定時間当たりの回転角度又は回転回数を測定し、当該回転角度又は回転回数の測定値と所定閾値との比較結果に応じてオン・オフするスイッチ信号を出力する制限速度検出機能を備えることを特徴とする請求項３記載の回転検出器（１０）。
7. 外部機器とネットワーク経由で通信を行うための通信手段（１９）を備え、
   前記外部機器により、前記通信手段（１９）を介して前記所定時間当たりの回転角度又は回転回数の測定値に係る前記所定閾値の設定変更が可能に構成されていることを特徴とする請求項６記載の回転検出器（１０）。

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