JP6596238B2 - スイッチングコンバータ、それを用いた照明装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチングコンバータに関する。

液晶のバックライトや照明器具として、ＬＥＤ（発光ダイオード）などの半導体光源の普及が進んでいる。図１は、ＬＥＤを備える照明装置のブロック図である。照明装置５００ｒは、ＬＥＤ光源５０２、整流回路５０４、平滑コンデンサ５０６およびスイッチングコンバータ１００ｒを備える。ＬＥＤ光源５０２は、ＬＥＤストリングであり、直列に接続された複数のＬＥＤを含む。整流回路５０４および平滑コンデンサ５０６は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣを整流平滑化し、直流電圧Ｖ_ＤＣに変換する。スイッチングコンバータ１００ｒは、直流電圧Ｖ_ＤＣを入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、所望の光量に対応する駆動電流Ｉ_ＬＥＤをＬＥＤ光源５０２に供給する。

スイッチングコンバータ１００ｒは降圧型であり、出力回路１０２および制御回路２００ｒを備える。出力回路１０２は、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、インダクタＬ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳ、キャパシタＣ１１、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を備える。

スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、検出抵抗Ｒ_ＣＳには、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタＭ１を経由してコイル電流Ｉ_Ｌ１が流れる。制御回路２００ｒの電流検出（ＣＳ）端子には、検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下（電流検出信号）Ｖ_ＣＳがフィードバックされる。制御回路２００ｒは、電流検出信号Ｖ_ＣＳのピークがＬＥＤ光源５０２の目標光量に応じた目標電圧に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成し、ＯＵＴ端子に接続されるスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。ＬＥＤ光源５０２には、コイル電流Ｉ_Ｌ１が平滑化された駆動電流Ｉ_ＬＥＤが供給される。

制御回路２００ｒのゼロクロス検出（ＺＴ）端子には、キャパシタＣ１１，抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して、スイッチングトランジスタＭ１のドレイン電圧Ｖ_Ｄに応じたゼロクロス検出信号Ｖ_ＺＴが入力される。制御回路２００ｒは、ゼロクロス検出信号Ｖ_ＺＴにもとづいて、インダクタＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌがゼロになったこと（ゼロクロス）を検出し、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。また制御回路２００ｒは、電流検出信号Ｖ_ＣＳが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに達したことを検出し、スイッチングトランジスタＭ１をターンオフする。

制御回路２００ｒの高電圧（ＶＨ）端子には、直流電圧Ｖ_ＤＣが入力され、電源（ＶＣＣ）端子には、キャパシタＣ２１が接続される。制御回路２００ｒは、ＶＨ端子とＶＣＣ端子の間に起動回路（図１に不図示、図４の２０２）を内蔵する。起動回路はスイッチングコンバータ１００ｒの起動時にキャパシタＣ２１を充電する。

照明装置５００のユーザが点消灯用のスイッチをオンすると、整流回路５０４には交流電圧Ｖ_ＡＣが供給され、平滑コンデンサ５０６の電圧Ｖ_ＤＣが上昇する。これに応答して制御回路２００ｒは起動する。具体的には起動時において、ＶＨ端子から起動回路２０２、ＶＣＣ端子を経由してキャパシタＣ２１に起動電流が流れ、キャパシタＣ２１が充電される。

キャパシタＣ２１の電圧Ｖ_ＣＣは、制御回路２００ｒの電源電圧である。制御回路２００ｒは、電源電圧Ｖ_ＣＣが所定のしきい値電圧（最低動作電圧）Ｖ_ＵＶＬＯを超えると動作可能となり、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを開始する。

ＬＥＤ光源５０２が高温となるとその寿命が短くなったり、周囲の回路部品の信頼性を低下させたりするという問題が生ずる。そこでサーミスタなどの温度検出素子を用いて照明装置５００の温度を監視し、温度が高くなるとＬＥＤ光源５０２に供給する駆動電流Ｉ_ＬＥＤを減少し、温度のさらなる上昇を抑制する過熱保護機能が搭載される。とりわけ屋外や浴室などで使用される密閉型の照明装置では、その構造上熱がこもりやすいため、温度に対する配慮が特に重要である。

制御回路２００ｒには、ＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）端子が設けられる。ＮＴＣ端子と対接地端子間には、サーミスタＲ_ＮＴＣが接続される。またサーミスタＲ_ＮＴＣと並列にキャパシタＣ_ＮＴＣが設けられる。ＮＴＣ端子には、温度に応じた電圧が発生する。

たとえば制御回路２００ｒは、ＮＴＣ端子に接続されるバイアス回路２０４を含み、サーミスタＲ_ＮＴＣに定電流Ｉ_Ｃを供給する。ＮＴＣ端子の電圧（温度検出信号）Ｖ_ＮＴＣは、以下の式で与えられる。
Ｖ_ＮＴＣ＝Ｒ_ＮＴＣ×Ｉ_Ｃ
サーミスタＲ_ＮＴＣは負の温度特性を有し、その抵抗値は温度が上昇するほど低下する。つまり温度検出信号Ｖ_ＮＴＣは温度が高くなるほど低下する。制御回路２００ｒは、周囲温度Ｔａが所定のしきい値温度Ｔ_ＴＨより高い領域において、温度検出信号Ｖ_ＮＴＣが端子の電圧Ｖ_ＮＴＣに応じて、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを抑制する。

特開２００３−１５３５２９号公報 特開２００４−４７５３８号公報

本発明者は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。図２（ａ）は、温度検出信号Ｖ_ＮＴＣの温度依存性を示す図であり、図２（ｂ）は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの温度依存性を示す図である。周囲温度Ｔａがしきい値温度よりＴ_ＴＨより低い範囲では電流制限はかからず、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは目標電流Ｉ_ＲＥＦ（１２８ｍＡ）を維持する。周囲温度Ｔａがしきい値温度Ｔ_ＴＨを超えると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが電流検出信号Ｖ_ＮＴＣにもとづいてクランプされ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは温度が高くなるほど減少する。

ここでＴａ＞Ｔ_ＴＨの領域では、周囲温度Ｔａがわずかに変化すると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは大きく変化することとなる。これは過熱状態において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの電流量、言い換えればＬＥＤ光源５０２の光量が制御不能であることを意味し、好ましくない。

ここでは課題を明確とするために、ＬＥＤ光源５０２を有する照明装置５００を例として説明したが、照明装置５００以外のアプリケーションにおいて、任意の負荷に電力を供給するスイッチングコンバータ１００ｒについても、過熱状態あるいはその他の異常状態における負荷の電気的状態を設定したい場合がある。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、異常状態における負荷の電気的状態を設定可能なスイッチングコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、負荷に電力を供給するスイッチングコンバータに関する。スイッチングコンバータは、少なくとも、スイッチングトランジスタ、誘導性素子、整流素子を含む出力回路と、モニター端子を有し、モニター端子の電圧が基準電圧より高いとき、負荷の電気的状態が基準電圧に応じた目標状態に近づくようにスイッチングトランジスタを駆動し、モニター端子の電圧が基準電圧より低いとき、負荷の電気的状態がモニター端子の電圧に応じた状態に近づくようにスイッチングトランジスタを駆動する制御回路と、負荷、制御回路、周辺回路、スイッチングコンバータの少なくともひとつの状態を監視し、異常を検出すると、モニター端子の電圧を基準電圧より低い電圧にプルダウンする異常保護回路と、を備える。

この態様によると、異常状態においてプルダウンされるモニター端子の電圧レベルに応じて、異常状態における負荷の状態を設定できる。

ある態様において異常保護回路は、モニター端子と接地の間に直列に設けられた第１抵抗およびスイッチと、を含み、異常を検出するとスイッチをオンしてもよい。
これにより、第１抵抗の抵抗値にもとづいて、過熱状態における負荷の状態を設定できる。

ある態様において異常保護回路は、電源ラインと接地の間に順に直列に設けられたサーミスタおよび第２抵抗をさらに含み、サーミスタと第２抵抗の接続ノードの電圧と所定のしきい値電圧の比較結果にもとづいて、スイッチのオン、オフを切りかえてもよい。
この場合、第２抵抗の抵抗値に応じて、過熱状態の判定しきい値を設定できる。

ある態様においてサーミスタはＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタであり、第２抵抗よりも高電位側に配置されてもよい。スイッチは、その制御端子にサーミスタと第２抵抗の接続ノードの電圧が入力されるＮＰＮ型バイポーラトランジスタもしくはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。
これによりＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベースエミッタ間のしきい値電圧Ｖ_ＢＥもしくはＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}を所定のしきい値電圧とすることができる。

ある態様において制御回路は、モニター端子を介して第１抵抗をバイアスするバイアス回路を含んでもよい。

ある態様においてバイアス回路は、モニター端子を介して第１抵抗に所定電流Ｉｃをソースする電流源を含んでもよい。この場合、プルダウンされるモニター端子の電圧を、Ｒ１×Ｉｃに設定できる。

ある態様においてバイアス回路は、モニター端子と接続される第３抵抗を含んでもよい。この場合、第３抵抗に供給される定電圧をＶｃｃとして、プルダウンされるモニター端子の電圧を、Ｖｃｃ×Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ３）に設定できる。

ある態様において負荷の電気的状態は、負荷に流れる電流であってもよい。異常状態における負荷電流を設定できる。

ある態様において制御回路は、（i）モニター端子と接続される第１反転入力端子、基準電圧を受ける第２反転入力端子、負荷の電気的状態を示すフィードバック信号を受ける非反転入力端子を有し、第１反転入力端子と第２反転入力端子の電圧のうち低い一方と、フィードバック信号を比較するコンパレータ、または、（ii）モニター端子と接続される第１反転入力端子、基準電圧を受ける第２反転入力端子、負荷の電気的状態を示すフィードバック信号を受ける非反転入力端子を有し、第１反転入力端子と第２反転入力端子の電圧のうち低い一方と、フィードバック信号の誤差を増幅するエラーアンプを含んでもよい。

ある態様において制御回路は、ＱＲ（Quasi Resonance）方式の変調器を含んでもよい。

ある態様において負荷は、半導体光源であってもよい。これにより異常状態における半導体光源の光量を設定できる。

出力回路は、入力ラインと出力ラインの間に設けられた出力キャパシタと、入力ラインにカソードが接続されたダイオードと、出力ラインとダイオードのアノードの間に設けられたインダクタと、ダイオードのアノードと接地の間に設けられたスイッチングトランジスタと、を含んでもよい。

出力回路は、フライバック方式のトポロジーを有してもよい。出力回路は、バックコンバータまたはブーストコンバータのトポロジーを有してもよい。

本発明の別の態様は照明装置に関する。照明装置は、半導体光源と、半導体光源を点灯させる上述のいずれかのスイッチングコンバータと、を備えてもよい。

ある態様の照明装置は、交流電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を平滑化し、スイッチングコンバータの入力ラインに供給する平滑キャパシタと、をさらに備えてもよい。

本発明の別の態様もまた、照明装置である。この照明装置は、半導体光源と、直流の入力電圧を受け、半導体光源を点灯させるスイッチングコンバータと、を備える。スイッチングコンバータは、少なくとも、スイッチングトランジスタ、誘導性素子および整流素子を含む出力回路と、半導体光源に流れる駆動電流を示すフィードバック信号を受ける電流検出端子と、モニター端子を有し、モニター端子の電圧が基準電圧より高いとき、フィードバック信号が基準電圧に近づくようにスイッチングトランジスタを駆動し、モニター端子の電圧が基準電圧より低いとき、フィードバック信号がモニター端子の電圧に応じた状態に近づくようにスイッチングトランジスタを駆動する制御回路と、モニター端子と接地の間に順に直列に設けられた第１抵抗およびトランジスタと、電源ラインと接地の間に順に直列に設けられたＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタおよび第２抵抗と、を備え、ＮＴＣサーミスタと第２抵抗の接続点の電圧がトランジスタの制御端子に入力される。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、異常状態における負荷の電気的状態を設定可能できる。

ＬＥＤを備える照明装置のブロック図である。 図２（ａ）は、温度検出信号Ｖ_ＮＴＣの温度依存性を示す図であり、図２（ｂ）は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの温度依存性を示す図である。 実施の形態に係る制御回路を備えるスイッチングコンバータの回路図である。 実施の形態に係る制御回路を備えるスイッチングコンバータの回路図である。 図４の制御回路の動作波形図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、異常保護回路および制御回路の構成例を示す回路図である。 温度Ｔａと駆動電流Ｉ_ＬＥＤの関係を示す図である。 第３変形例に係るスイッチングコンバータの回路図である。 図９（ａ）〜（ｃ）は、照明装置の具体例を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係る制御回路２００を備えるスイッチングコンバータ１００の回路図である。スイッチングコンバータ１００は、出力回路１０２、制御回路２００および異常保護回路１３０を備え、負荷３００に電力を供給する。スイッチングコンバータ１００は、負荷３００を電圧駆動してもよいし、定電流駆動してもよい。

出力回路１０２は、少なくとも、誘導性素子（不図示）、誘導性素子に印加される電圧をスイッチングするためのスイッチングトランジスタＭ１、誘導性素子に流れる電流を整流する整流素子（不図示）を含む。出力回路１０２のトポロジーは特に限定されず、Ｂｏｏｓｔ（昇圧）コンバータ、Ｂｕｃｋ（降圧）コンバータ、昇降圧コンバータ、フライバックコンバータ、フォワードコンバータなどであり得る。

制御回路２００は、出力端子（ＯＵＴ）、モニター端子（ＭＯＮ）、フィードバック端子（ＦＢ）、接地端子（ＧＮＤ）を有し、ひとつの半導体基板に集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）である。ＯＵＴ端子にはスイッチングトランジスタＭ１が接続される。ＦＢ端子には、負荷３００の電気的状態を直接的、または間接的に示すフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力される。ＧＮＤ端子は接地される。フィードバックの対象となる負荷３００の電気的状態としては、負荷３００に印加される電圧、負荷に流れる電流（負荷電流、駆動電流）、負荷３００の所定のノードの電圧などが例示される。

制御回路２００は、ＭＯＮ端子の電圧Ｖ_ＭＯＮが基準電圧Ｖ_ＲＥＦより高いとき、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように、言い換えれば負荷３００の電気的状態が基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた目標状態に近づくように、スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。また制御回路２００は、ＭＯＮ端子の電圧Ｖ_ＭＯＮが基準電圧Ｖ_ＲＥＦより低いとき、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが電圧Ｖ_ＭＯＮに近づくように、言い換えれば負荷３００の電気的状態がＭＯＮ端子の電圧Ｖ_ＭＯＮに応じた状態に近づくように、スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

たとえば制御回路２００は、パルス変調器２１０およびドライバ２０６を含む。パルス変調器２１０は、Ｖ_ＭＯＮ＞Ｖ_ＲＥＦであるとき、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくようにデューティ比が変化するパルス信号Ｓ１１を生成する。またパルス変調器２１０は、Ｖ_ＭＯＮ＜Ｖ_ＲＥＦであるとき、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが電圧Ｖ_ＭＯＮに近づくようにパルス信号Ｓ１１のデューティ比を調節する。ドライバ２０６は、パルス信号Ｓ１１に応じてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。パルス変調器２１０の構成、変調方式は特に限定されない。

異常保護回路１３０は、負荷３００、制御回路２００、周辺回路、スイッチングコンバータの少なくともひとつの状態を監視して異常の有無を検出する。異常保護回路１３０の検出対象とする異常としては、過熱異常の他、過電圧異常、過電流異常、ショート故障、オープン故障、システムエラーなどを含みうる。

正常状態におけるＭＯＮ端子の電圧Ｖ_ＭＯＮは基準電圧Ｖ_ＲＥＦより高く設定される。異常保護回路１３０は異常を検出するとＭＯＮ端子の電圧Ｖ_ＭＯＮを、基準電圧Ｖ_ＲＥＦより低い電圧Ｖ_Ｌにプルダウンする。

以上がスイッチングコンバータ１００の基本構成である。続いてその動作を説明する。正常時には、ＭＯＮ端子はプルダウンされず、したがって負荷３００の電気的状態は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた目標状態に安定化される。一方、異常時には、ＭＯＮ端子がＶ_ＲＥＦより低い所定レベルの電圧Ｖ_Ｌにプルダウンされ、その結果、負荷３００の電気的状態は電圧Ｖ_Ｌに応じた保護状態に安定化される。

このスイッチングコンバータ１００によれば、異常状態においてプルダウンされるＭＯＮ端子の所定電圧レベルＶ_Ｌに応じて、異常状態における負荷３００の状態を設定できる。つまり異常状態では、ＭＯＮ端子の電圧は所定レベルに固定されるため、温度が変化しても、負荷の駆動状態が安定となる。

本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。

図４は、実施の形態に係る制御回路２００を備えるスイッチングコンバータ１００の回路図である。このスイッチングコンバータ１００は、図１と同様に照明装置５００に使用され、スイッチングコンバータ１００には負荷としてＬＥＤ光源５０２が接続される。スイッチングコンバータ１００は、入力ライン１０４に入力される直流電圧Ｖ_ＤＣを降圧し、出力ライン１０６に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力する。出力回路１０２の構成は、図１と同様である。

制御回路２００は、ＬＥＤ光源５０２の電気的状態として、ＬＥＤ光源５０２の電流（駆動電流）Ｉ_ＬＥＤを目標レベルに安定化する。

制御回路２００は、起動回路２０２、バイアス回路２０４、ドライバ２０６、コンパレータ２０８、パルス変調器２１０を備える。パルス変調器２１０は、疑似共振（ＱＲ：Quasi Resonant）方式の変調器であり、電流検出信号Ｖ_ＣＳおよびゼロクロス検出信号Ｖ_ＺＴにもとづいてパルス信号Ｓ１１を生成する。具体的にはパルス変調器２１０は、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間において、電流検出信号Ｖ_ＣＳが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに到達すると、パルス信号Ｓ１１をオフレベル（たとえばローレベル）とし、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間において、ゼロクロス検出信号Ｖ_ＺＴがしきい値電圧Ｖ_ＴＨとクロスすると、パルス信号Ｓ１１をオンレベル（たとえばハイレベル）とする。

パルス変調器２１０はたとえばコンパレータ２１２、２１４、ＳＲフリップフロップ２１６を含む。コンパレータ２１２は、電流検出信号Ｖ_ＣＳと基準電圧Ｖ_ＲＥＦを比較し、Ｖ_ＣＳ＞Ｖ_ＲＥＦとなると、リセット信号Ｓ１２をアサート（たとえばハイレベル）する。コンパレータ２１４は、ゼロクロス検出信号Ｖ_ＺＴをゼロ付近のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較し、Ｖ_ＺＴ＜Ｖ_ＴＨとなると、セット信号Ｓ１３をアサート（たとえばハイレベル）する。ＳＲフリップフロップ２１６は、そのリセット端子にリセット信号Ｓ１２を、そのセット端子にセット信号Ｓ１３を受け、パルス信号Ｓ１１、リセット信号Ｓ１２のアサートに応じてレベルが遷移するパルス信号Ｓ１１を生成する。ドライバ２０６は、パルス信号Ｓ１１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

過熱保護を目的としたＮＴＣ端子には、サーミスタＲ_ＮＴＣが接続される。ＮＴＣ端子は、図３のＭＯＮ端子に相当し、その電圧（温度検出信号という）Ｖ_ＮＴＣは、図３の電圧Ｖ_ＭＯＮに対応する。バイアス回路２０４はＮＴＣ端子をバイアスする。

コンパレータ２１２には、２つの反転入力端子が設けられ、その一方には基準電圧Ｖ_ＲＥＦが、他方には温度検出信号Ｖ_ＮＴＣが入力される。コンパレータ２１２は、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、Ｖ_ＮＴＣとＶ_ＲＥＦのうち低い一方を超えると、リセット信号Ｓ１２をアサートする。

コンパレータ２０８は、温度検出信号Ｖ_ＮＴＣをサーマルシャットダウン用のしきい値電圧Ｖ_ＴＳＤと比較し、Ｖ_ＮＴＣ＜Ｖ_ＴＳＤとなると、サーマルシャットダウン信号Ｓ１４をアサート（たとえばハイレベル）する。

正常状態において、バイアス回路２０４によってＮＴＣ端子の電圧Ｖ_ＮＴＣは、基準電圧Ｖ_ＲＥＦより高い電圧レベルＶ_Ｈに維持される。異常保護回路１３０は温度Ｔａを監視し、温度Ｔａが所定のしきい値Ｔ_ＴＨを超えると、ＮＴＣ端子の電圧Ｖ_ＮＴＣを、基準電圧Ｖ_ＲＥＦより低い電圧レベルＶ_Ｌにプルダウンする。

図５は、図４の制御回路２００の動作波形図である。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。Ｔａ＜Ｔ_ＴＨの正常状態では、Ｖ_ＮＴＣ＞Ｖ_ＲＥＦであり、コイル電流Ｉ_Ｌ１のピークは、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じた目標電流Ｉ_ＲＥＦに保たれる。Ｔａ＞Ｔ_ＴＨの過熱異常となると、Ｖ_ＮＴＣ＜Ｖ_ＲＥＦとなり、コイル電流Ｉ_Ｌ１のピークはＶ_Ｌに応じた電流量Ｉ_ＬＩＭとなる。これにより負荷電流Ｉ_ＬＥＤを抑制できる。

図６（ａ）、（ｂ）は、異常保護回路１３０および制御回路２００の構成例を示す回路図である。異常保護回路１３０は、モニター端子に相当するＮＴＣ端子と接地の間に直列に設けられた第１抵抗Ｒ２１およびスイッチ１３６を備える。異常保護回路１３０は、異常を検出するとスイッチ１３６をオンする。スイッチ１３６は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタあるいはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いることができる。正常状態ではスイッチ１３６はオフであり、ＮＴＣ端子の電圧Ｖ_ＮＴＣは、Ｖ_ＲＥＦより高いハイレベル電圧Ｖ_Ｈにプルアップされている。異常状態においてスイッチ１３６がオンすると、第１抵抗Ｒ２１がモニター端子ＮＴＣと接地の間に挿入される。

異常保護回路１３０は、異常検出回路１３２を含む。異常検出回路１３２は、電源ライン１３４と接地の間に順に直列に設けられたサーミスタＲ_ＮＴＣおよび第２抵抗Ｒ２２を含む。異常保護回路１３０は、サーミスタＲ_ＮＴＣと第２抵抗Ｒ２２の接続ノードＮ２の電圧Ｖ_Ｎ２と所定のしきい値電圧の比較結果にもとづいて、スイッチ１３６のオン、オフを切りかえる。

より詳しくはサーミスタＲ_ＮＴＣはＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタであり、第２抵抗Ｒ２２よりも高電位側に配置される。スイッチ１３６は、上述のようにＮＰＮ型バイポーラトランジスタもしくはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、その制御端子には、接続ノードＮ２の電圧Ｖ_Ｎ２が入力される。温度Ｔａが上昇すると、サーミスタＲ_ＮＴＣの抵抗値が小さくなり、電圧Ｖ_Ｎ２が上昇する。そして、電圧Ｖ_Ｎ２がスイッチ１３６のベースエミッタ間しきい値Ｖ_ＢＥ（０．６〜０．７Ｖ）を超えると、スイッチ１３６がターンオンする。

図６（ａ）の制御回路２００は、バイアス回路２０４として定電流Ｉ_Ｃを生成する定電流源を含む。異常状態においてＮＴＣ端子の電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_Ｌ＝Ｉ_Ｃ×Ｒ２１となる。つまり第１抵抗Ｒ２１の抵抗値にもとづいて、異常状態における負荷電流Ｉ_ＬＩＭを設定できる。

図６（ｂ）の制御回路２００は、バイアス回路２０４として、ＮＴＣ端子と接続される第３抵抗Ｒ２３を含む。異常状態においてＮＴＣ端子の電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ＣＣ×Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２３）となる。つまり第１抵抗Ｒ２１の抵抗値にもとづいて、異常状態における負荷電流Ｉ_ＬＩＭを設定できる。

以上が異常保護回路１３０の構成例である。図７は、温度Ｔａと駆動電流Ｉ_ＬＥＤの関係を示す図である。（i）は実施の形態に係るスイッチングコンバータ１００における負荷電流Ｉ_ＬＥＤを、（ii）は図１のスイッチングコンバータ１００ｒにおける負荷電流Ｉ_ＬＥＤを示す。実施の形態に係るスイッチングコンバータ１００によれば、しきい値温度Ｔ_ＴＨをサーミスタＲ_ＮＴＣおよび抵抗Ｒ２２にもとづいて設定でき、またＴａ＞Ｔ_ＴＨである過熱状態における駆動電流Ｉ_ＬＥＤを、抵抗Ｒ２１にもとづいて設定できる。

実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。

（第１変形例）
図４のスイッチングコンバータ１００において、キャパシタＣ１１、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に代えて、インダクタＬ１と結合された補助巻線を設け、制御回路２００のＺＴ端子に、補助巻線に生ずる電圧に応じたゼロクロス検出信号Ｖ_ＺＴを入力してもよい。この構成によっても、疑似共振モードを実現できる。

（第２変形例）
スイッチングコンバータ１００の制御方式は、疑似共振方式には限定されず、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）や、電圧モードのＰＷＭ制御（あるいはＰＦＭ制御）、電流モードのＰＷＭ制御（あるいはＰＦＭ制御）などを採用してもよい。

（第３変形例）
スイッチングコンバータ１００のトポロジーおよび負荷の種類は、図４のそれには限定されない。図８は、第３変形例に係るスイッチングコンバータ１００ｂの回路図である。出力回路１０２ｂは、スイッチングコンバータ１００ｂはフライバック方式のトポロジーを有し、トランスＴ１、ダイオードＤ１、平滑キャパシタＣ１、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２、シャントレギュレータ１２０、フォトカプラ１２２を含む。

制御回路２００ｂは、フライバックコンバータのコントローラである。制御回路２００ｂの基本構成は図３の制御回路２００と同様であるが、パルス変調器２１０として電圧モードあるいはピーク電流モード、平均電流モードを採用してもよく、その構成は特に限定されない。ＶＣＣ端子には、キャパシタＣ２１、ダイオードＤ２、補助巻線Ｗ３が接続される。補助巻線Ｗ３は、１次巻線Ｗ１，２次巻線Ｗ２と結合され、補助巻線Ｗ３、ダイオードＤ２、キャパシタＣ２１はコンバータを形成する。スイッチングトランジスタＭ１がスイッチングする期間、ＶＣＣ端子には出力電圧Ｖ_ＯＵＴに比例した直流電圧Ｖ_ＣＣが発生する。

シャントレギュレータ１２０のＲＥＦ端子には、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２により分圧された出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿Ｓ}が入力される。シャントレギュレータ１２０は、電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿Ｓ}と基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた電流Ｉ_ＥＲＲを生成し、フォトカプラ１２２の発光素子を駆動する。フォトカプラ１２２の受光素子には、出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ＿Ｓ}に応じたフィードバック電流Ｉ_ＦＢが流れる。ＦＢ端子には、フィードバック電流Ｉ_ＦＢに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが発生する。制御回路２００ｂは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比でスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。モニター端子（ＮＴＣ）には、異常保護回路１３０が接続され、異常保護回路１３０は異常状態において、ＮＴＣ端子の電圧をプルダウンする。

このようなフライバックコンバータにおいても、異常状態における負荷の駆動状態を設定することができる。図８のスイッチングコンバータ１００ｂは、ＡＣ／ＤＣコンバータやＡＣアダプタなどに好適に用いることができる。

（第４変形例）
スイッチングコンバータ１００は、バックコンバータやブーストコンバータであってもよく、出力回路１０２のトポロジーは、コンバータの形式にもとづいて定めればよい。またダイオード整流方式ではなく、同期整流方式であってもよい。

（第５変形例）
実施の形態では、主に異常状態として過熱状態に着目し、サーミスタを利用した異常検出について説明した。そのほか、過熱状態を検出する方法としては、ダイオードの順方向電圧Ｖ_Ｆの温度依存性を利用したものなどを用いてもよい。また異常保護回路１３０の一部あるいは全部は、制御回路２００と同一チップに集積化されてもよい。

異常保護回路１３０は、過熱異常の他、過電圧異常、過電流異常、ショート故障、オープン故障、システムエラーに応じて、モニター端子の電圧を変化させてもよい。この場合、異常保護回路１３０の異常検出回路１３２は、監視対象の電流、電圧などを示す信号を、所定のしきい値と比較するコンパレータを用いて構成することができる。異常検出回路１３２は、制御回路２００に内蔵されるＯＶＰ（過電圧保護）回路、ＯＣＰ（過電流保護）回路などの機構を用いてもよい。

また制御回路２００によっては、アラート端子を有し、その内部の異常検出回路が異常を検出すると、アラート端子の電圧をアサート（所定レベル）するものがある。この場合、異常保護回路１３０のスイッチ１３６のオン、オフを、アラート端子の信号に応じて切り替えてもよい。

（第６変形例）
実施の形態では、ＬＥＤ光源５０２がＬＥＤストリングである場合を説明したが、負荷の種類は特に限定されない。

また、上述の実施の形態および任意の変形例の組み合わせも、本発明の態様として有効である。

図９（ａ）〜（ｃ）は、照明装置５００の具体例を示す図である。図９（ａ）〜（ｃ）にはすべての構成要素が示されているわけではなく、一部は省略されている。図９（ａ）の照明装置５００ａは、直管型ＬＥＤ照明である。ＬＥＤ光源５０２であるＬＥＤストリングを構成する複数のＬＥＤ素子は、基板５１０上にレイアウトされる。基板５１０には、整流回路５０４や制御回路２００、出力回路１０２などが実装される。

図９（ｂ）の照明装置５００ｂは、電球型ＬＥＤ照明である。ＬＥＤ光源５０２であるＬＥＤモジュールは、基板５１０上に実装される。制御回路２００や整流回路５０４は、照明装置５００ｂの筐体の内部に実装される。

図９（ｃ）の照明装置５００ｃは、液晶ディスプレイ装置６００に内蔵されるバックライトである。照明装置５００ｃは、液晶パネル６０２の背面を照射する。

あるいは照明装置５００は、シーリングライトに利用することも可能である。このように照明装置５００はさまざまな用途に利用可能である。

実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められることはいうまでもない。

１００…スイッチングコンバータ、１０２…出力回路、１０４…入力ライン、１０６…出力ライン、１２０…シャントレギュレータ、１２２…フォトカプラ、１３０…異常保護回路、１３２…異常検出回路、１３６…スイッチ、Ｒ２１…第１抵抗、Ｒ２２…第２抵抗、Ｒ２３…第３抵抗、Ｃ１…平滑キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｔ１…トランス、Ｌ１…インダクタ、Ｃ２１…キャパシタ、Ｒ_ＣＳ…検出抵抗、２００…制御回路、２０２…起動回路、２０４…バイアス回路、２０６…ドライバ、２０８…コンパレータ、２１０…パルス変調器、２１２，２１４…コンパレータ、２１６…ＳＲフリップフロップ、５００…照明装置、５０２…ＬＥＤ光源、５０４…整流回路、５０６…平滑コンデンサ、５１０…基板、Ｓ１１…パルス信号、Ｓ１２…リセット信号、Ｓ１３…セット信号。

Claims (17)

1. 負荷に電力を供給するスイッチングコンバータであって、
   少なくとも、スイッチングトランジスタ、誘導性素子および前記誘導性素子に流れる電流を整流する整流素子を含む出力回路と、
   正常状態において基準電圧より高い電圧が発生するモニター端子を有し、前記モニター端子の電圧が前記基準電圧より高いとき、前記負荷の電気的状態が前記基準電圧に応じた目標状態に近づくように、前記スイッチングトランジスタを駆動し、前記モニター端子の電圧が前記基準電圧より低いとき、前記負荷の電気的状態が前記モニター端子の電圧に応じた状態に近づくように、前記スイッチングトランジスタを駆動する制御回路と、
   前記負荷、前記制御回路、周辺回路、前記スイッチングコンバータの少なくともひとつの状態を監視し、異常を検出すると前記モニター端子の電圧を、前記基準電圧より低い所定レベルの電圧にプルダウンし、前記正常状態において、前記モニター端子をプルダウンしない異常保護回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
2. 前記異常保護回路は、前記モニター端子と接地の間に直列に設けられた第１抵抗およびスイッチと、を含み、前記異常を検出すると前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
3. 前記異常保護回路は、電源ラインと接地の間に順に直列に設けられたサーミスタおよび第２抵抗をさらに含み、前記サーミスタと前記第２抵抗の接続ノードの電圧と所定のしきい値電圧の比較結果にもとづいて、前記スイッチのオン、オフを切りかえることを特徴とする請求項２に記載のスイッチングコンバータ。
4. 前記サーミスタはＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタであり、前記第２抵抗よりも高電位側に配置され、
   前記スイッチは、その制御端子に前記サーミスタと前記第２抵抗の接続ノードの電圧が入力されるＮＰＮ型バイポーラトランジスタもしくはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であることを特徴とする請求項３に記載のスイッチングコンバータ。
5. 前記制御回路は、前記モニター端子を介して前記第１抵抗をバイアスするバイアス回路を含むことを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
6. 前記バイアス回路は、前記モニター端子を介して前記第１抵抗に所定電流をソースする電流源を含むことを特徴とする請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
7. 前記バイアス回路は、前記モニター端子と接続される第３抵抗を含むことを特徴とする請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
8. 前記負荷の電気的状態は、負荷に流れる電流であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
9. 前記制御回路は、（i）前記モニター端子と接続される第１反転入力端子、前記基準電圧を受ける第２反転入力端子、前記負荷の電気的状態を示すフィードバック信号を受ける非反転入力端子を有し、前記第１反転入力端子と前記第２反転入力端子の電圧のうち低い一方と、前記フィードバック信号を比較するコンパレータ、または、（ii）前記モニター端子と接続される第１反転入力端子、前記基準電圧を受ける第２反転入力端子、前記負荷の電気的状態を示すフィードバック信号を受ける非反転入力端子を有し、前記第１反転入力端子と前記第２反転入力端子の電圧のうち低い一方と、前記フィードバック信号の誤差を増幅するエラーアンプを含むことを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
10. 前記制御回路は、ＱＲ（Quasi Resonance）方式の変調器を含むことを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
11. 前記負荷は、半導体光源であることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
12. 前記出力回路は、
    入力ラインと出力ラインの間に設けられた出力キャパシタと、
    前記入力ラインにカソードが接続されたダイオードと、
    前記出力ラインと前記ダイオードのアノードの間に設けられたインダクタと、
    前記ダイオードの前記アノードと接地の間に設けられた前記スイッチングトランジスタと、
    を含むことを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
13. 前記出力回路は、フライバック方式のトポロジーを有することを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
14. 前記出力回路は、バックコンバータまたはブーストコンバータのトポロジーを有することを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
15. 半導体光源と、
    前記半導体光源を点灯させる請求項１から１４のいずれかに記載のスイッチングコンバータと、
    を備えることを特徴とする照明装置。
16. 交流電圧を整流する整流回路と、
    前記整流回路の出力電圧を平滑化し、前記スイッチングコンバータの入力ラインに供給する平滑キャパシタと、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の照明装置。
17. 半導体光源と、
    直流の入力電圧を受け、前記半導体光源を点灯させるスイッチングコンバータと、
    を備え、
    前記スイッチングコンバータは、
    少なくとも、スイッチングトランジスタ、誘導性素子および整流素子を含む出力回路と、
    前記半導体光源に流れる駆動電流を示すフィードバック信号を受ける電流検出端子と、正常状態において基準電圧より高い電圧が発生するモニター端子を有し、前記モニター端子の電圧が前記基準電圧より高いとき、前記フィードバック信号が前記基準電圧に近づくように前記スイッチングトランジスタを駆動し、前記モニター端子の電圧が前記基準電圧より低いとき、前記フィードバック信号が前記モニター端子の電圧に応じた状態に近づくように、前記スイッチングトランジスタを駆動する制御回路と、
    前記モニター端子と接地の間に順に直列に設けられた第１抵抗およびトランジスタと、
    電源ラインと接地の間に順に直列に設けられたＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタおよび第２抵抗と、
    を備え、前記ＮＴＣサーミスタと前記第２抵抗の接続点の電圧が前記トランジスタの制御端子に入力され、前記ＮＴＣサーミスタが監視する温度がしきい値を超える異常状態において、前記モニター端子の電圧が基準電圧より低い電圧レベルにプルダウンされることを特徴とする照明装置。

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