JP6464488B2

JP6464488B2 - 音圧傾度型マイクロホン

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Description

本発明は、音圧傾度型マイクロホンの位相制御に関し、良好な周波数特性を得るための指向性マイクロホンに関する。

マイクロホン素子を２つ以上用意し、それぞれのマイクロホンの素子間距離、信号合成時の振幅、位相、遅延量等を調整して、様々な指向特性を得る音圧傾度型マイクロホンが知られている。

図４は、マイクロホンの指向特性の一例を示しており、（ａ）は無指向性、（ｂ）は双指向性、（ｃ）は単一指向性、（ｄ）は狭指向性を示している。これらの指向特性は、収音すべき対象物の位置や目的外の音場を考慮し、収音のシーン毎に最適なものを選択するのが望ましい。

図４中の線は、マイクロホンが中心０点に位置すると仮定したときに、各方向から到来する同一音圧の音に対する感度［ｄＢ］を示しており、中心０点からの広がりが大きい方向ほど感度が良好な方向を表す。尚、以下では、指向特性において最も感度を大きくした方向を「指向方向」と称する。

図１は、一次音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示した図で、１０１、１０２は無指向性マイクロホン、１０３は遅延器、１０４は減算器である。

一次音圧傾度型マイクロホンでは、感度を低下させたい方向（例えば、後方）に配置された無指向性マイクロホン１０２の出力信号を、遅延器１０３によって遅延させて、感度を高めたい方向（例えば、前方）に配置された無指向性マイクロホン１０１の出力信号から減算器１０４で減算する構成となっている。そして、減算器１０４からの出力信号が、一次音圧傾度型マイクロホンの収音結果として出力される。

図２は、一次音圧傾度型マイクロホンによって指向性を形成する原理を説明する図である。

図２では、矢印の方向に沿って音波が到来する態様を表しており、ここでは、当該矢印の方向が、指向方向に相当する。図２では、無指向性マイクロホン１０１、１０２は、図２に示すごとく距離ｄを隔てて指向方向に沿った同一軸上に配置されている。

このとき、遅延器１０３の遅延量τは、音速をＣとしたときにτ＝ｄ／Ｃとなるように設定する。そうすることで、仮に、矢印の方向とは反対の方向から音波が到来した場合には、無指向性マイクロホン１０２から遅延器１０３を介して減算器１０４に出力されるタイミングと、無指向性マイクロホン１０１に音波が到来するタイミングとを合わせることができる。つまり、矢印の方向とは反対の方向から音波が到来した場合には、無指向性マイクロホン１０２から出力されて減算器１０４に入力される信号と、無指向性マイクロホン１０１から出力されて減算器１０４に入力される信号とは、同じタイミングとなり、両信号は相殺されることになる。一次音圧傾度型マイクロホンでは、このようにして、感度死角を形成して、相対的に目的とする方向の感度を高めて指向性を形成する。

図３は、一次音圧傾度型マイクロホンにおける指向特性の導出方法を説明する図である。

指向方向（矢印の方向）に対して入射角θから到来した音は、無指向性マイクロホン１０１と１０２でｄｃｏｓθ／Ｃの遅延差を生じる。更に、遅延器１０３は、無指向性マイクロホン１０２からの出力される信号をτ遅延させる。そのため、無指向性マイクロホン１０２から減算器１０４に出力される信号は、無指向性マイクロホン１０１から減算器１０４に出力される信号に対して、ｄｃｏｓθ／Ｃ＋τだけ遅延する。

従って、減算器１０４の出力は、次の数１で表される。

そして、指向角θに対する指向特性は、数１に基づいて、図５のように表せる。尚、図５では、図２、図３と同様に、矢印の方向を指向方向として表しており、ここでは、矢印の向かう方向に沿って、無指向性マイクロホン１０１と１０２が配置されることになる。

ところで、数１は、無指向性マイクロホン１０１、１０２の特性が同一であることを前提としている。言い換えると、数１では、同じタイミングで同一の音源から発生した音波が到達した場合、無指向性マイクロホン１０１が生成する出力信号のゲインは、無指向性マイクロホン１０２が生成する出力信号のゲインと同一であって、両出力信号における位相差もないものとして、減算器１０４の出力を求めている。

しかしながら、実際のマイクロホン素子は、個々に特性ばらつきを生じるため、上式の理論値からは乖離している。そこで、特許文献１では、２つの無指向性マイクロホンのゲインのばらつきに着目し、これを補正する手段を提供している。

特開平７−１３１８８６号公報

無指向性マイクロホンは、ゲインのみならず、位相についてもばらつきを生じる。音波の波形に対する、無指向性マイクロホン１０１、１０２が出力する信号の位相遅れ又は位相進み（以下、「無指向性マイクロホンの位相」と言う）をそれぞれα、βとして数１を書き直すと、次の数２のようになる。

以下、便宜上、指向方向から到来する音波に近い側のマイクを前方マイク、遠い側のマイクを後方マイクと称する。ここでは、無指向性マイクロホン１０１が前方マイク、無指向性マイクロホン１０２が後方マイクに該当する。

ここで、図６〜図９を参照して、無指向性マイクロホン１０１、１０２の有する位相特性によって生じる音圧傾度出力の変化について説明する。

図６は、前方マイク１０１、後方マイク１０２の位相−周波数特性の一例を示す図である。図６の縦軸は、実測により求められた音波の周波数に応じた位相進み角及び位相遅れ角を表している。図６では、おおよそ３００Ｈｚ以下の周波数で前方マイク１０１の位相αが、後方マイク１０２の位相βよりも進んだ（α＞β）の状態にある。

図７は、一次音圧傾度型マイクロホンにおける音圧傾度出力−周波数特性を示す図である。図７の縦軸は、減算器１０４から出力される信号（音圧傾度出力）［ｄＢ］であり、音波の周波数に応じた出力特性を表す。

図７の実線（実測値）は、図６に示した前方マイク１０１、後方マイク１０２を用いて一次音圧傾度型マイクロホンを構成した場合における、正面感度すなわちθ＝０における音圧傾度出力−周波数特性を示す。この音圧傾度出力−周波数特性は、図６に示した位相−周波数特性の実測値を数２に代入することで求められる。

又、図７の破線（理論値）は、前方マイク１０１の位相と後方マイク１０２の位相の位相差を０とした理論式数１による音圧傾度出力−周波数特性を表す。

図７では、位相差により音圧傾度出力が、おおよそ３００Ｈｚ以下の周波数で理論値との乖離を始めるが、音圧傾度出力後段のイコライザーまたはＨＰＦ（ともに図示せず）等により概ね１００Ｈｚ以下の低域周波数をカットするため、実使用上は大きな問題になることは無い。

次に、無指向性マイクロホン１０１と１０２の特性を入れ替えた場合の音圧傾度出力の変化について考える。

図８は、この場合の、前方マイク１０１、後方マイク１０２の位相−周波数特性の一例を示す図である。図８では、おおよそ３００Ｈｚ以下の周波数で前方マイク１０１の位相αが、後方マイク１０２の位相βよりも遅れた（α＜β）の状態を示している。

図９の実線（実測値）は、図７と同様に、図８に示した位相−周波数特性を数２に代入したときに求められる音圧傾度出力−周波数特性を示す。又、図９の破線（理論値）は、図７と同様に、前方マイク１０１の位相と後方マイク１０２の位相の位相差を０とした理論式数１による音圧傾度出力−周波数特性を表す。

図９では、２００Ｈｚ近傍で音圧傾度出力の落ち込み（Ｄｉｐとも言う）が生じている。この音圧傾度出力の落ち込みは、数２の値が０となる周波数の音波において生ずる。

次の数３、数４を用いて説明する。数２の値が０となるのは、数３の等式が成立するときの周波数である。

そして、数３は、式変換すると、数４のように表せる。

ここでは、３００Ｈｚ以下の周波数では、前方マイク１０１の位相αが、後方マイク１０２の位相βよりも遅れた（α＜β）の状態でβ−α＞０であるから、数３および数４を成り立たせるωが存在することになる。

尚、音圧傾度型マイクロホンは、上記したように、空間の２点間の位相差を利用して指向性を形成する。そのため、音圧傾度出力は、ωτ＜＜１の低周波数帯域においては、図９の実線で示すように、周波数が低下するに従って、６ｄＢ／ｏｃｔａｖｅで低下する。このようなことから、一般に、音圧傾度型マイクロホンの後段には、イコライザー（図示せず）等が設けられて、当該イコライザーにより音圧傾度出力が調整され、音圧傾度出力−周波数特性が平坦な特性カーブを描くように補正される。しかしながら、図９のような音圧傾度出力−周波数特性における落ち込み部分があると、イコライザー等によっても補正することは困難であり、音圧傾度出力−周波数特性の平坦性は損なわれる。

つまり、前方マイク１０１の位相が、後方マイク１０２の位相よりも遅れた状態となった場合には、Ｄｉｐが生じ、良好な音圧傾度出力−周波数特性を補償することができない状態となる。そして、当該Ｄｉｐが生じるのは、主に、低周波数帯域（例えば、３００Ｈｚ以下）において、前方マイク１０１の位相が、後方マイク１０２の位相よりも遅れた状態になった場合である。

更に、図９の落ち込みの周波数は、無指向性マイクロホン１０１、１０２の個々の位相−周波数特性およびその組合せにより、様々な値を取り得る事となる。

本発明は、上記従来の問題を解決するもので、音圧傾度型マイクロホンの位相制御に関し、良好な周波数特性を提供することを目的とする。

また、本発明は、音圧傾度型マイクロホンの指向方向から到来する音波に近い側のマイクロホンの位相を指向方向から到来する音波に遠い側のマイクロホンの位相よりも進ませた状態にすることを目的とする。

前述した課題を解決する主たる本発明は、第１の無指向性マイクロホンと、第２の無指向性マイクロホンと、前記第２の無指向性マイクロホンの出力を入力とする遅延器と、前記第１の無指向性マイクロホンの出力と前記遅延器の出力を入力とする減算器を備え、前記減算器は、前記第１の無指向性マイクロホンの出力と前記遅延器の出力の差分を出力し、前記第１の無指向性マイクロホンの位相が前記第２の無指向性マイクロホンの位相よりも進んだ状態になるように、前記第１の無指向性マイクロホンと前記第２の無指向性マイクロホンを選択的に配置することを特徴とする音圧傾度型マイクロホンである。

又、第１の無指向性マイクロホンと、第２の無指向性マイクロホンと、前記第１の無指向性マイクロホンの出力を入力とし、入力側と出力側の間に直列接続された第１のコンデンサを有する第１のハイパスフィルタと、前記第２の無指向性マイクロホンの出力を入力とし、入力側と出力側の間に直列接続された第２のコンデンサを有する第２のハイパスフィルタと、前記第２のハイパスフィルタの出力を入力とする遅延器と、前記第１のハイパスフィルタの出力と前記遅延器の出力を入力とする減算器を備え、前記減算器は、前記第１のハイパスフィルタの出力と前記遅延器の出力の差分を出力し、前記第１のコンデンサの容量値を前記第２のコンデンサの容量値よりも小さくすることによって、前記第１のハイパスフィルタから出力される信号の位相が前記第２のハイパスフィルタから出力される信号の位相よりも進んだ状態にすることを特徴とする音圧傾度型マイクロホンである。

又、第１の無指向性マイクロホンと、第２の無指向性マイクロホンと、前記第１の無指向性マイクロホンの出力を入力とする第１のデジタルフィルタと、前記第２の無指向性マイクロホンの出力を入力とする第２のデジタルフィルタと、前記第２のデジタルフィルタの出力を入力とする遅延器と、前記第１のデジタルフィルタの出力と前記遅延器の出力を入力とする減算器を備え、前記減算器は、前記第１のデジタルフィルタの出力と前記遅延器の出力の差分を出力し、前記第１のデジタルフィルタから出力される信号の位相は、前記第２のデジタルフィルタから出力される信号の位相よりも進んだ状態にされることを特徴とする音圧傾度型マイクロホンである。

本発明によって、マイクロホンの周波数特性で、音圧傾度出力の落ち込み、いわゆるＤｉｐが発生しない良好な周波数特性を有する音圧傾度型マイクロホンを得ることができる。

実施の形態１に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図一次音圧傾度型マイクロホンによって指向性を形成する原理を説明する図一次音圧傾度型マイクロホンにおける指向特性の導出方法を説明する図マイクロホンの指向特性の一例を示す図図１に示す音圧傾度型マイクロホンの指向特性を示す図音圧傾度型マイクロホンの２つの無指向性マイクロホンの位相−周波数特性の一例を示す図図６の音圧傾度型マイクロホンの音圧傾度出力を示す図音圧傾度型マイクロホンの２つの無指向性マイクロホンの位相−周波数特性の他の一例を示す図図８の音圧傾度型マイクロホンの音圧傾度出力を示す図実施の形態２に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図実施の形態２で形成されるハイパスフィルタのゲイン特性の一例を示す図実施の形態２で形成されるハイパスフィルタの位相特性の一例を示す図実施の形態３に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図実施の形態４に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図実施の形態５に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンは、第１の無指向性マイクロホン１０１、第２の無指向性マイクロホン１０２、遅延器１０３、減算器１０４を含んで構成される。これらの信号処理経路は、図１を参照して上記したものと同様である。

第１の無指向性マイクロホン１０１は、到来する音波を収音して、第１の出力信号を生成して、減算器１０４の＋側入力端子に出力する。第２の無指向性マイクロホン１０２は、到来する音波を収音して、第２の出力信号を生成して、遅延器１０３に出力する。尚、第１の無指向性マイクロホン１０１、第２の無指向性マイクロホン１０２は、３６０度全ての方向に対して感度が略同等であるマイクロホン素子であるが、音圧傾度型マイクロホンを形成できれば多少の感度歪みを有するものであってもよいのは勿論である。

遅延器１０３は、第２の無指向性マイクロホン１０２から入力される第２の出力信号をτ遅延させて、減算器１０４の−側入力端子に出力する。ここでは、上記と同様に、図５に示した指向特性を実現するため、遅延器１０３の遅延量τは、τ＝ｄ／Ｃとなるように設定する（但し、ｄは、無指向性マイクロホン１０１、１０２の距離、Ｃは音速を表す）。

減算器１０４は、第１の無指向性マイクロホン１０１の第１の出力信号から、遅延器１０３に遅延された第２の出力信号を減算した差分の信号を出力する。

但し、本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンにおいては、第１の無指向性マイクロホン１０１及び第２の無指向性マイクロホン１０２の位相−周波数特性をあらかじめ測定しておく。そして、第１の無指向性マイクロホン１０１の位相が第２の無指向性マイクロホン１０２の位相よりも進んだ状態になるように、第１の無指向性マイクロホン１０１と第２の無指向性マイクロホン１０２を選択的に配置する。尚、かかる状態を実現するための、第１の無指向性マイクロホン１０１と第２の無指向性マイクロホン１０２の位置関係の基準は、例えば、数２に基づいて求めることができる。

上記したように、音圧傾度の特性から、第１の無指向性マイクロホン１０１の位相が、第２の無指向性マイクロホン１０２の位相よりも進んでいる場合、周波数軸上における振幅の落ち込み（Ｄｉｐ）が生じない（図６、図７を参照）。

以上のように、本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンによれば、所望の指向特性を確保しつつ、振幅の落ち込み、いわゆるＤｉｐが発生しない良好な周波数特性を得ることができる。

（実施の形態２）
図１０は、実施の形態２に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンは、第１の無指向性マイクロホン１０１と第２の無指向性マイクロホン１０２それぞれの後段に、更に、第１、第２のコンデンサ１０５、１０６、第１、第２の抵抗器１０７、１０８を含んで構成される第１、第２のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）が設けられている点で、第１の実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンと相違する。その他の構成は、第１の実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンと共通しているので、ここでの説明は省略する（以下、他の実施形態についても同様）。

第１のコンデンサ１０５は、一端が第１の無指向性マイクロホン１０１の出力側に接続され、他端が減算器１０４の＋側入力端子に接続されている。又、第１のコンデンサ１０５の他端には、当該減算器１０４側と並列に、一端が接地された第１の抵抗器１０７が接続されている。ここでは、このように入力側と出力側の間に直列接続された第１のコンデンサ１０５と、出力側と並列接続する第１の抵抗器１０７と、によって第１のＨＰＦが構成されている。

第２のコンデンサ１０６は、一端が第２の無指向性マイクロホン１０２の出力側に接続され、他端が遅延器１０３の入力端子に接続されている。又、第２のコンデンサ１０６の他端には、当該遅延器１０３側と並列に、一端が接地された第２の抵抗器１０８が接続されている。ここでは、このように入力側と出力側の間に直列接続された第２のコンデンサ１０６と、出力側と並列接続する第２の抵抗器１０８と、によって第２のＨＰＦが構成されている。

第１の無指向性マイクロホン１０１の第１の出力信号は、第１のコンデンサ１０５を介して、減算器１０４の＋側入力端子に入力される。又、第２の無指向性マイクロホン１０２の第２の出力信号は、第２のコンデンサ１０６、遅延器１０３を介して、減算器１０４の−側入力端子に入力される。減算器１０４は、このようにして入力された第１の出力信号から第２の出力信号を減算して、差分を出力する。

図１１、図１２は、それぞれ、このときに第１のコンデンサ１０５と第１の抵抗器１０７で形成される第１のＨＰＦ、及び第２のコンデンサ１０６と第２の抵抗器１０８で形成される第２のＨＰＦのゲイン特性、及び位相特性を示す図である。ここでは、一例として、第１の抵抗器１０７及び第２の抵抗器１０８の抵抗値を２２ｋΩ、第１のコンデンサ１０５の容量値を０．１５ｕＦ、第２のコンデンサ１０６の容量値を１ｕＦとする。

図１２に示すように、第１のＨＰＦ、第２のＨＰＦは、低周波数領域において位相進み補償する。このとき、第１のコンデンサ１０５の容量値を第２のコンデンサ１０６の容量値よりも小さくする事によって、低周波数領域において、第１のＨＰＦの出力信号の位相が第２のＨＰＦの出力信号の位相よりも進んだ状態にすることができる。

つまり、第１の無指向性マイクロホン１０１と第２の無指向性マイクロホン１０２の位相差をＨＰＦの位相差によって吸収させる。従って、第１のＨＰＦから出力される信号の位相が第２のＨＰＦから出力される信号の位相よりも常に進んだ状態になる。この場合、上記したように音圧傾度の特性から、周波数軸上における振幅の落ち込み（Ｄｉｐ）が生じない。

又、図１１に示すように、第１のＨＰＦ、第２のＨＰＦは、２０Ｈｚ以下の低周波数領域の信号のゲインを抑制する。オーディオ帯域は、一般に、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ程度とされており、２０Ｈｚ以下の信号が混じると、低域ひずみが生じることおそれがある。当該第１のＨＰＦ、第２のＨＰＦは、このような低域ひずみが生じることも防止する。

（実施の形態３）
図１３は、実施の形態３に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンは、第１のコンデンサ１０５が可変容量コンデンサ１０９で構成されている点で、第２の実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンと相違する。

第１の無指向性マイクロホン１０１と、第２の無指向性マイクロホン１０２それぞれの後段に、可変容量コンデンサ１０９、第２のコンデンサ１０６、第１、第２の抵抗器１０７、１０８で構成される第１、第２のＨＰＦを設け、更に、第２の無指向性マイクロホン１０２側の信号経路には、第２のＨＰＦの後段に遅延器１０３を設ける。減算器１０４によって、可変容量コンデンサ１０９、抵抗器１０７で構成される第１のＨＰＦからの出力信号と遅延器１０３からの出力信号の差分を得る。

本実施形態では、可変容量コンデンサ１０９の容量値を第２のコンデンサ１０６の容量値よりも小さくする。そうすることによって、第１のＨＰＦから出力される信号の位相が第２のＨＰＦから出力される信号の位相よりも進んだ状態にする。つまり、第２の実施形態と同様に、第１、第２の無指向性マイクロホン１０１、１０２の位相差を第１、第２のＨＰＦの位相差によって吸収させることができる。

この場合、上記したように音圧傾度の特性から、周波数軸上における振幅の落ち込み（Ｄｉｐ）が生じない。また、可変容量コンデンサ１０９によって、第１のＨＰＦから出力される信号の位相特性を個別に調整できる事から、音圧傾度の理論値に近い値を得ることができる。

尚、ここでは、第１のコンデンサ１０５が可変容量コンデンサ１０９で構成された態様を示したが、第２のコンデンサ１０６が可変容量コンデンサで構成される態様であってもよいのは勿論である。

（実施の形態４）
図１４は、実施の形態４に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンは、第１の抵抗器１０７が可変抵抗器１１０で構成されている点で、第２の実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンと相違する。

第１の無指向性マイクロホン１０１と、第２の無指向性マイクロホン１０２のそれぞれの後段に、第１、第２のコンデンサ１０５、１０６、可変抵抗器１１０、第２の抵抗器１０８で構成される第１、第２のＨＰＦを設け、更に、第２の無指向性マイクロホン１０２側の信号経路には、第２のＨＰＦの後段に遅延器１０３を設ける。

減算器１０４によって、第１のコンデンサ１０５、可変抵抗器１１０で構成される第１のＨＰＦの出力と遅延器１０３の出力の差分を得る。

本実施形態では、可変抵抗器１１０の抵抗値を抵抗器１０８の抵抗値よりも小さくする。そうすることによって、第１のＨＰＦから出力される信号の位相が第２のＨＰＦから出力される信号の位相よりも進んだ状態にすることができる。つまり、第１、第２の無指向性マイクロホン１０１、１０２の位相差を第１、第２のＨＰＦの位相差によって吸収させることができる。

この場合、上記したように音圧傾度の特性から、周波数軸上における振幅の落ち込み（Ｄｉｐ）が生じない。また、可変抵抗器１１０によって第１のＨＰＦから出力される信号の位相特性を個別に調整できる事から、音圧傾度の理論値に近い値を得ることができる。

尚、ここでは、第１の抵抗器１０７が可変抵抗器１１０で構成された態様を示したが、第２の抵抗器１０８が可変抵抗器で構成される態様であってもよいのは勿論である。

（実施の形態５）
図１５は、実施の形態５に係る音圧傾度型マイクロホンの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンは、第１のＨＰＦ、第２のＨＰＦがそれぞれ、第１のデジタルフィルタ１１１、第２のデジタルフィルタ１１２で構成されている点で、第２の実施形態に係る音圧傾度型マイクロホンと相違する。

デジタル出力の第１、第２の無指向性マイクロホン１０１、１０２の後段に、第１、第２のデジタルフィルタ１１１、１１２を設ける。更に、第２の無指向性マイクロホン１０２側の信号経路には、第２のデジタルフィルタ１１２の後段に遅延器１０３を設ける。そして、減算器１０４によって、第１のデジタルフィルタ１１１、と遅延器１０３の出力の差分を得る。尚、第１のデジタルフィルタ１１１、第２のデジタルフィルタ１１２は、例えば、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタである。

第１のデジタルフィルタ１１１、第２のデジタルフィルタ１１２は、例えば、上記図１１、図１２で示した第１のＨＰＦ、第２のＨＰＦのゲイン特性及び位相特性を有するように調整される。つまり、低周波数領域において、第１のデジタルフィルタ１１１の出力位相が第２のデジタルフィルタ１１２の出力位相よりも進んだ状態にする。そうすることで、第１、第２の無指向性マイクロホン１０１、１０２の位相差を第１、第２のデジタルフィルタの位相差によって吸収させることができる。

この場合、上記したように音圧傾度の特性から、周波数軸上における振幅の落ち込み（Ｄｉｐ）が生じない。また、第１のデジタルフィルタ１１１、第２のデジタルフィルタ１１２にそれぞれで個別に位相を調整できる事から、音圧傾度の理論値に近い値を得ることができる。

尚、上記各実施形態では、音圧傾度型マイクロホンの構成の一例として、２つの無指向性マイクロホンを用いる態様を示したが、必要とする指向特性に応じて３つ以上の無指向性マイクロホンを用いてもよいのは勿論である。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、請求の範囲を限定するものではない。請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。

本発明は、指向性マイクロホンの一つとして用いられている音圧傾度型マイクロホン、及び該音圧傾度型マイクロホンの位相制御に利用可能である。

１０１、１０２第１、第２の無指向性マイクロホン
１０３遅延器
１０４減算器
１０５、１０６第１、第２のコンデンサ
１０７、１０８第１、第２の抵抗器
１０９可変容量コンデンサ
１１０可変抵抗器
１１１、１１２第１、第２のデジタルフィルタ

Claims

第１の無指向性マイクロホンと、第２の無指向性マイクロホンと、
前記第２の無指向性マイクロホンの出力を入力とする遅延器と、
前記第１の無指向性マイクロホンの出力と前記遅延器の出力を入力とする減算器を備え、
前記減算器は、前記第１の無指向性マイクロホンの出力と前記遅延器の出力の差分を出力し、
前記第１の無指向性マイクロホンの位相−周波数特性における所定の周波数範囲に対応する位相が前記第２の無指向性マイクロホンの位相−周波数特性における前記所定の周波数範囲に対応する位相よりも進んだ状態になるように、前記第１の無指向性マイクロホンと前記第２の無指向性マイクロホンを選択的に配置する
ことを特徴とする音圧傾度型マイクロホン。
前記第１の無指向性マイクロホンの出力を入力とし、入力側と出力側の間に直列接続された第１のコンデンサを有する第１のハイパスフィルタと、
前記第２の無指向性マイクロホンの出力を入力とし、入力側と出力側の間に直列接続された第２のコンデンサを有する第２のハイパスフィルタと、を有し、
前記遅延器は、前記第２のハイパスフィルタを介して前記第２の無指向性マイクロホンの出力を取得し、
前記減算器は、前記第１のハイパスフィルタを介して前記第１の無指向性マイクロホンの出力を取得し、
前記第１のコンデンサの容量値を前記第２のコンデンサの容量値よりも小さくすることによって、前記第１のハイパスフィルタから出力される信号の位相が前記第２のハイパスフィルタから出力される信号の位相よりも進んだ状態にする、
請求項１に記載の音圧傾度型マイクロホン。
前記第１のハイパスフィルタは、
一端が接地され、出力側と並列接続する第１の抵抗器を有し、
前記第２のハイパスフィルタは、
一端が接地され、出力側と並列接続する第２の抵抗器を有する
こと特徴とする請求項２に記載の音圧傾度型マイクロホン。
前記第１のコンデンサ又は前記第２のコンデンサの少なくとも一方は、可変容量コンデンサであって、
前記可変容量コンデンサの容量値を調整することによって、前記第１のハイパスフィルタから出力される信号の位相が前記第２のハイパスフィルタから出力される信号の位相よりも進んだ状態にする
こと特徴とする請求項２に記載の音圧傾度型マイクロホン。
前記第１の抵抗器又は前記第２の抵抗器の少なくとも一方は、可変抵抗器であって、
前記可変抵抗器の抵抗値を調整することによって、前記第１のハイパスフィルタから出力される信号の位相が前記第２のハイパスフィルタから出力される信号の位相よりも進んだ状態にする
こと特徴とする請求項３に記載の音圧傾度型マイクロホン。
前記第１の無指向性マイクロホンの出力を入力とする第１のデジタルフィルタと、
前記第２の無指向性マイクロホンの出力を入力とする第２のデジタルフィルタと、を有し、
前記遅延器は、前記第２のデジタルフィルタを介して前記第２の無指向性マイクロホンの出力を取得し、
前記減算器は、前記第１のデジタルフィルタを介して前記第１の無指向性マイクロホンの出力を取得し、
前記第１のデジタルフィルタから出力される信号の位相は、前記第２のデジタルフィルタから出力される信号の位相よりも進んだ状態にされる
請求項１に記載の音圧傾度型マイクロホン。