JP6385848B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システムに応用可能な光変調器に関する。

光ファイバ通信システムにおいて高速な通信を実現する手段の一つとして、光時分割多重（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＴＤＭ）が挙げられる。

従来のＯＴＤＭ光送信器の典型的な構成は、光パルス列をＮチャネルに分岐し、分岐した光パルス列を各光変調器により夫々独立なデータで変調した後、光遅延線によってチャネル間に時間遅延差を与え、最後に合波することでＯＴＤＭ信号を得るというものであった（非特許文献１、非特許文献２参照）。
各光変調器の駆動シンボルレートをＢ（ｓｐｓ：ｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃｏｎｄ）とすると、入力光パルス列の繰り返し周波数はＢ、光遅延線によって与えられる遅延時間は隣接チャネルに対して１／(ＮＢ)であり、最終的な出力光信号のシンボルレートはＮＢとなる。

上記とは異なるＯＴＤＭ光送信器として、クロック信号で駆動される１×２光スイッチ回路を用いて入力ＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ：連続波）光を周期的に２経路に振り分け、振り分けられた光を各経路において互いに独立なデータで変調した後に合波することでＯＴＤＭ信号を得るという構成も提案されている（特許文献１、特許文献２、非特許文献３参照）。

ここで、図１１を参照して、チャンネル数Ｎ＝２とした従来のＯＴＤＭ光変調器の一例について説明する。
同図に示すように、光源１は単一縦モードの連続光を出力する。第１の光変調手段（１×２光スイッチ回路）２は、クロック周波数Ｂのクロック信号により光源１から出力された連続光を変調する。これにより、第１の光変調手段２の各出力ポートからは、交互にＲｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ（ＲＺ）の光パルスが送出される。このとき各ポートに出力されるＲＺ光パルス列の繰り返し周波数はＢであり、光パルスのピークタイミングは出力ポート間で互いに１／（２Ｂ）だけずれている。つまり、第１の光変調手段２の各出力ポートからは、極性が相反する一対の光パルスが出力される。

第１の光変調手段２から出力された一対の光パルスのうち、一方は第２の光変調手段３に入力され、他方は第３の光変調手段４に入力される。光変調手段３，４には、互いの位相が１８０度ずれ且つ第１の光変調手段２に入力されるクロック信号と同期した一対のデータ信号が入力される。
これにより、第２の光変調手段３では、第１の光変調手段２から入力された一方の光パルスを、この一方の光パルスのピークタイミングに合わせたシンボルレートＢのデータ信号により光変調して、変調光パルスを出力する。また、第３の光変調手段４では、第１の光変調手段２から入力された他方の光パルスを、この他方の光パルスのピークタイミングに合わせたシンボルレートＢのデータ信号により光変調して、変調光パルスを出力する。

第２の光変調手段３から出力された変調光パルスと、第３の光変調手段４から出力された変調光パルスは、光結合手段５により合成されて最終的な光出力（出力光信号）となる。光結合手段５から出力される最終的な光出力（出力光信号）のシンボルレートは２Ｂとなり、スペクトル幅は４Ｂとなる。

特許第２８２３８７２号公報 特開平１０−７９７０５号公報

S. Kawanishi, "Ultrahigh-Speed Optical Time-Division-Multiplexed Transmission Technology Based on Optical Signal Processing," IEEE J. Quantum Electron., vol. 34, no. 11, pp. 2064-2079 (1998). H-G. Weber, R. Ludwig., S. Ferber, C. Schmidt-Langhorst, M. Kroh, V. Marembert, C. Boerner, and C. Schubert, "Ultrahigh-Speed OTDM-Transmission Technology," J. Lightw. Technol., vol. 24, no. 12, pp. 4616-4627 (2006). G. Ishikawa, H. Ooi, Y. Akiyama, S. Taniguchi, and H. Nishimoto, "80-Gb/s (2×40-Gb/s) Transmission Experiments Over 667-km Dispersion-Shifted Fiber Using Ti:LiNb03 OTDM Modulator And Demultiplexer," Proc. ECOC 1996, paper ThC.3.3 (1996). M. Nakazawa, T. Hirooka, P. Ruan, and P. Guan, "Ultrahigh-speed "orthogonal" TDM transmission with an optical Nyquist pulse train," Opt. Express, vol. 20, no. 2, pp. 1129-1140 (2012).

上記の非特許文献１および非特許文献２に示されるような典型的な従来構成においては、チャネル間で光パルスの時間重なりが生じないよう、光パルス列の発生方法としてはモードロックレーザ等のパルス光源を用いる。
このようなパルス光源としては最終的な出力光信号のシンボル時間間隔１／（ＮＢ）より十分狭いパルス幅を有する光源が用いられるため、出力光信号のスペクトルが広がってしまい、スペクトル利用効率が低くなってしまうという問題があった。具体的なスペクトル幅は光源の種類や使用条件によって異なるが、少なくともシンボルレートＮＢのＮｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ（ＮＲＺ）信号のスペクトル幅２ＮＢ（キャリア周波数に最も近いヌル点間の幅として定義）よりは広い。
さらに通常、パルス光源の発振波長や繰り返し周波数は光源装置毎に固定であるため、送信波長やシンボルレートを柔軟に選ぶことができないという問題もあった。

スペクトル利用効率を向上させる方法として、直交ナイキスト光パルスを用いることで符号間干渉を生じることなくスペクトル幅を最終的な出力光信号のシンボルレートＮＢと同程度まで狭くする方法も提案されている（非特許文献４参照）。
しかしこの方法では光パルスをナイキストパルス形状に整形する装置（非特許文献４のＦｉｇ．５におけるＰｕｌｓｅ Ｓｈａｐｅｒ）がパルス光源とは別に必要となり、送信器全体の装置構成が複雑になるという問題があった。
また、やはりパルス光源を用いるため波長やシンボルレートを柔軟に選ぶことができないという問題もあった。

上記の特許文献１、特許文献２および非特許文献３に示される従来構成においては、繰り返し周波数ＢのＲＺ光パルスを用いるため、最終的な出力光信号のスペクトル幅（キャリア周波数に最も近いヌル点間の幅として定義）は約４Ｂであり、これは最終的な出力シンボルレート２Ｂの２倍である。
このため非特許文献１の従来構成に比べれば良好なスペクトル利用効率を達成でき、かつＣＷ光源を用いるため波長やシンボルレートを柔軟に選ぶことができ、さらに外部にパルス整形装置等を必要としないため装置構成は簡易といえる。
しかしながら、最終的な出力光信号のスペクトル幅が約４Ｂであり、このように出力光信号のスペクトル幅が広いという点では、更なる改善の余地があった。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力光信号のスペクトル幅が狭く、波長やシンボルレートを柔軟に選ぶことができ、かつ構成の簡易なＯＴＤＭ方式の光変調器を提供することである。

このような目的を達成する本発明は、
１本の入力用光ポートと、
前記１本の入力用光ポートに光学的に接続された１入力２出力の光カプラと、
前記１入力２出力の光カプラの２本の出力に光学的に夫々接続された２つのパルス発生部と、
前記２つのパルス発生部の夫々の出力に光学的に接続された２入力２出力の光カプラと、
前記２入力２出力の光カプラの２本の出力に光学的に夫々接続された２つのデータ変調部と、
前記２つのデータ変調部の夫々の出力に光学的に接続された光合波部とを備え、
前記２つのデータ変調部がそれぞれシンボルレートＢのデータ信号によって駆動され、 前記２つのパルス発生部が互いに位相がπ／２だけ異なる周波数Ｂ／２の周期波形の信号によって夫々駆動され、
前記入力用光ポートから前記２入力２出力の光カプラの出力の一方に至る光路長が、前記パルス発生部の一方を経由する場合と前記パルス発生部の他方を経由する場合とにおいて互いに入力光波長の整数倍だけ異なり、
前記入力用光ポートから前記２入力２出力の光カプラの出力の他方に至る光路長が、前記パルス発生部の一方を経由する場合と前記パルス発生部の他方を経由する場合とにおいて互いに入力光波長の半整数倍だけ異なり、
前記２入力２出力の光カプラの出力の一方から前記データ変調部の一方を経て前記光合波部に至る光路の群遅延が、前記２入力２出力の光カプラの出力の他方から前記データ変調部の他方を経て前記光合波部に至る光路の群遅延と等しいことを特徴とする。

また本発明は、
前記パルス発生部の各々が、無駆動時に出力光強度最小となるようにバイアス調整されたプッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路であることを特徴とする。

また本発明は、
前記データ変調部の各々が、光直交変調部または偏波多重光直交変調部であり、前記光合波部が２入力１出力光カプラであることを特徴とする。

また本発明は、
前記２つのデータ変調部の各々が、１入力２出力の光カプラと該１入力２出力の光カプラの２つの出力に夫々光学的に接続された２つの光直交変調部とからなる２連光直交変調部であり、
前記光合波部が、前記２つの２連光直交変調部の夫々一方の出力を合波する第１の２入力１出力光カプラと、前記２つの２連光直交変調部の夫々他方の出力を合波する第２の２入力１出力光カプラと、前記第１の２入力１出力光カプラの出力と前記第２の２入力１出力光カプラの出力とを偏波合成する偏波合成部から構成されており、
前記第１の２入力１出力光カプラの出力あるいは前記第２の２入力１出力光カプラの出力のいずれか一方と前記偏波合波器との間に偏波変換部が設けられていることを特徴とする。

本発明によれば、出力光信号のスペクトル幅が狭く、波長やシンボルレートを柔軟に選ぶことができ、かつ構成の簡易なＯＴＤＭ方式の光変調器を提供することができる。

第１の参考例に係るＯＴＤＭ変調器を示す構成図。 ＯＴＤＭ変調器の動作を示す説明図。 第２の参考例に係るＯＴＤＭ変調器を示す構成図。 第１の実施例に係るＯＴＤＭ変調器を示す構成図。 光信号スペクトルの比較を示す特性図。 光信号スペクトル幅とクロック振幅の関係を示す特性図。 光直交変調部を示す構成図。 偏波多重光直交変調部を示す構成図。 第２の実施例に係るＯＴＤＭ変調器を示す構成図。 第３の実施例に係るＯＴＤＭ変調器を示す構成図。 従来のＯＴＤＭ変調器の一例を示す構成図。

本発明は、光変調器の回路構成に関するものであって、その効果は、変調回路を形成する材料には依存しないため、以下に示す参考例、実施例においては材料を特に指定しない。
変調回路を形成する材料としては、電気光学（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｏｐｔｉｃ：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有するＬｉＮｂＯ₃（ＬＮ）やＫＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃やＫ_1-yＬｉ_yＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃などの多元系酸化物結晶、ポッケルス効果及び量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ Ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ Ｅｆｆｅｃｔ：ＱＣＳＥ）による屈折率変調が可能なＧａＡｓ系やＩｎＰ系の化合物半導体、クロモフォアなどのＥＯ効果を有するポリマなどを用いることができる。
さらには、複雑な構成の変調回路を低損失に作製するため、上記材料基板と石英系平面光波回路（Ｐｌａｎａｒ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＰＬＣ）との異種基板接合型構成を用いてもよい。

また、本発明の効果はマッハツェンダ変調部の変調電極がシングルエンド型、差動型のいずれの場合においても同様に得ることができる。
一般によく知られている通り、プッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路における変調電極の配置は基板の種類や結晶軸方向等に依存する。たとえば一般にＸカット型のＬＮ基板を用いる場合はシングルエンド型、Ｚカット型のＬＮ基板を用いる場合は差動型が夫々用いられる（但しＺカット型においても分極反転を用いることでシングルエンド型とすることができる）。通常、シングルエンド型の信号電極は両光導波路アームの中心に配置され、差動型の信号電極は各アームの直上に配置される（但し分極反転Ｚカット型ＬＮ基板を用いたシングルエンド型電極の場合、電極はアーム直上に配置される）。

以下に示す参考例、実施例においては、図面の簡略化のため基本的にシングルエンド型電極を想定して説明するが、差動型電極の場合でもマッハツェンダ変調部の応答特性は同一の数式に帰着するため、電極配置の選択は本発明の効果に影響を及ぼすものではない。
また、以下に示す参考例、実施例の図面においては、簡略化のため信号電極のみを示し、グランド電極は省略する。

また、以下に示す参考例、実施例において、マッハツェンダ変調部の両アームの光路長は全て等長設計である。実際には、プロセスエラーやＤＣドリフト等により光路長のズレが生じるが、一般にそのようなズレは、ＤＣバイアスの調整により補償される。補償量は材料や製造条件、変調器の使用環境等によって様々に異なるため、一意に定まるものではない。
このため、以下の参考例、実施例において、ＤＣバイアスにより付与されるアーム間位相差の値には、光路長補償分は含まないものとする。

（第１の参考例）
図１に、本発明の第１の参考例に係る光変調器１００を示す。光変調器１００は、入力用光ポート１０１、パルス発生部１１１、１入力２出力光カプラ１３１、データ変調部１２１，１２２、光遅延部１４１、光合波部１３２、及び出力用光ポート１０２を備える。光カプラ１３１および光合波部１３２としてはＹ字型カプラを用いている。

パルス発生部１１１としてはプッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路を用いており、無駆動時に光透過率が最小となるようにバイアスされている。入力ＣＷ光の光電界振幅をＥ₀とし、簡単のため入力ＣＷ光の光周波数成分（キャリア成分）を省略すると、上記バイアス条件におけるプッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路の出力光電界Ｅ_MZM（ｔ）は

となる。但しＶ（ｔ）は駆動電圧信号、Ｖπはマッハツェンダ変調回路の半波長電圧である。パルス発生部１１１はクロック源１５１から出力される周波数Ｂ／２（Ｈｚ）のＳｉｎ波信号（直流成分を含まない）によって駆動されるので、駆動電圧信号は、

と表すことができる。ただしＶ_ppは駆動電圧振幅であり、Ｖ_pp＞０である。

式（１）、（２）より、次式（３）が得られる。

但しＪ_mは第一種ベッセル関数である。

式（３）に表される通り、出力信号Ｅ_MZM（ｔ）はＢ／２の奇数倍の周波数成分のみを含み、キャリア成分（直流成分）を含まないパルス波形となっているので、一般にＣａｒｒｉｅｒ−ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ ＲＺ（ＣＳＲＺ）パルスと呼ばれる。シンボルタイミングはｔ＝（ｋ＋１／２）／Ｂ（ｋは整数）であり、隣接シンボル間でパルスの光位相がπ異なることが特徴である。

パルス発生部１１１によって生成されたＣＳＲＺパルスは１入力２出力光カプラ１３１によって２分岐され、夫々データ変調部１２１，１２２において変調された後、光合波部１３２において合波され、出力用光ポート１０２から出力される。
１入力２出力光カプラ１３１の一方の出力とデータ変調部１２２との間には、群遅延１／（２Ｂ）を与える光遅延部１４１が配置されている。従って、データ変調部１２１，１２２の直前における光電界波形Ｅ₁（ｔ）および光電界波形Ｅ₂（ｔ）は以下の式（４−１），（４−２）で表される。

振幅の係数が式（３）に対し１／２^1/2になっているが、これは１入力２出力カプラ１３１に対応している。Ｅ₁（ｔ）のシンボルタイミングはｔ＝（ｋ＋１／２）／Ｂ、Ｅ₂（ｔ）のシンボルタイミングはｔ＝ｋ／Ｂ（ｋは整数）である。

データ変調部１２１，１２２としては、図７に示す光直交変調部７００を用いる。光直交変調部７００は、マッハツェンダ変調回路７６１，７６２を光カプラ７３１，７３２により並列に接続し、両アーム間に光位相差π／２を与える光位相調整部７５１を設けた一般的な構成である。
なお一般に用いられるように、出力側の光カプラ７３２を２入力２出力とし、出力の一方をメイン出力、他方をモニタ出力とする構成としてもよい。このような光直交変調部７００の構成は、市販のＱＰＳＫ変調器の構成と同等であり、広く知られているため詳細な説明は省く。
なお図７において、７０１は入力用光ポート、７０２は出力用光ポートである。

なおデータ変調部１２１，１２２としては、図８に示す偏波多重光直交変調部８００を用いることもできる。偏波多重光直交変調部８００は、入力用光ポート８０１と、１入力２出力光カプラ８３１と、その各出力ポートに接続された光直交変調部８８１，８８２と、一方の光直交変調部８８２の後段に接続された偏波変換部８５３と、他方の光直交変調部８８１の出力および偏波変換部８５３の出力に接続された偏波合成部８３５と、偏波合成部８３５の出力に接続された出力用光ポート８０２からなる構成である。
光直交変調部８８１，８８２は、図７の光直交変調部７００と同等の構成を用いることができる。
このような偏波多重光直交変調部８００の構成は、市販の偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成と同等であり、広く知られているため詳細な説明は省く。

データ変調部１２１，１２２の駆動シンボルレートはＢ（ｓｐｓ：ｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃｏｎｄ）である。変調方式としては任意の方式を用いることができるが、例えば図７に示すマッハツェンダ変調回路７６１，７６２を夫々独立な２値データ信号によって駆動すればシンボルレートＢの４値位相変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ， ＱＰＳＫ）を行うことができ、また４値データ信号によって駆動すればシンボルレートＢの１６値直交位相変調（１６−ｌｅｖｅｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ， １６ＱＡＭ）を行うことができる。

図２は、ＣＳＲＺパルスを用いる本光変調器１００の動作（上段）を、従来のＲＺパルスを用いる構成の動作（下段）と比較しながら模式的に説明する図である。

まず本光変調器１００の動作（上段）を説明する。ここでは簡単のため式（４−１），（４−２）の高次の項を無視し、ｎ＝０の項のみを考えると、パルス発生部１１１の出力光電界は直流成分を含まない周波数Ｂ／２のＳｉｎ波形となる。データ変調部１２１が配置されたアーム１側の波形に対し、データ変調部１２２が配置されたアーム２側の波形は光遅延部１４１によって１／（２Ｂ）すなわち１／４周期の群遅延が与えられている。このため、各アームのデータ変調部１２１，１２２の直前におけるパルス時間波形を比べると、図２上段左列において▽で示したタイミングにおいては光電界強度｜Ｅ｜²がアーム１側で最大、アーム２側でゼロとなり、また△で示したタイミングにおいては光電界強度がアーム２側で最大、アーム１側でゼロとなる。
このためデータ変調部１２１，１２２におけるシンボルタイミングをそれぞれ▽および△に合せれば、各データ変調部１２１，１２２の出力を合波した後もシンボルタイミングにおいて互いに干渉が生じることはなく、ＯＴＤＭ信号を得ることが可能となる。▽および△はそれぞれ１／Ｂ周期で現れ、これは各データ変調部１２１，１２２の駆動シンボルレートＢと合致している。

光信号スペクトルについて考えると、両アームともデータ変調前のＣＳＲＺパルス波形は高次成分を無視すれば式（４−１），（４−２）の時間シフトで表されるため、そのスペクトルは図２上段中列に示す通りキャリア周波数±Ｂ／２の成分からなる形となる。駆動データ信号をＮＲＺ信号とすると、本光変調器１００におけるデータ変調部１２１，１２２の直後のＣＳＲＺ光信号スペクトルは図２上段右列に示す通りＣＳＲＺパルスのスペクトルにＮＲＺ信号のスペクトルを重畳した形となる。ＮＲＺ信号のスペクトルはキャリア周波数±Ｂに１ｓｔ ｎｕｌｌ点を有するため、ＣＳＲＺ信号のスペクトルの１ｓｔ ｎｕｌｌ点間隔で定義したスペクトル幅は３Ｂ程度となる。アーム１，２の信号を合波した後もスペクトルの形状は変わらないため、最終的な出力光信号のスペクトル幅は３Ｂ程度であり、これは最終的な出力光信号のシンボルレート２Ｂの１．５倍程度である。
このように、最終的な出力光信号のスペクトル幅を３Ｂ程度と狭くすることができることが、本参考例の大きな特徴の一つである。

一方、特許文献１、特許文献２、および非特許文献３に示される従来法（図１１）においては、パルス発生部（第１の光変調手段２）を周波数Ｂのクロック信号で駆動して生成したＲＺパルスを用いている。この場合、各データ変調部（第２及び第３の光変調手段３，４）直前における光電界波形は図２下段左列に示す通り直流成分を含む周波数ＢのＳｉｎ波形となる。このためパルスのスペクトル（高次成分を無視）は図２下段中列に示す通りキャリア成分及びキャリア周波数±Ｂの成分からなる形となり、データ変調後の最終的な出力光信号のスペクトル幅は図２下段右列に示す通り４Ｂ程度となる。これは最終的な光出力信号のシンボルレートの２倍程度である。

なお上記従来法の変調器構成にはいくつかのバリエーションが示されているが、いずれもＲＺパルスを用いているため上記の議論は共通して成り立つ。また従来法においてパルス発生部としてマッハツェンダ変調回路を用いる場合は、ＣＳＲＺモードとは異なるバイアス条件で用いるため、式（１）、（２）、（３）、（４−１）、（４−２）は成立しない。

なお光遅延部１４１について、その配置はデータ変調部１２２と光合波部１３２の間としても良い。その場合図２においてデータ変調部直前のパルス波形は両アーム間で一致し、▽と△のタイミングは時間的に重なるが、データ変調後に１／（２Ｂ）の群遅延差が与えられるため、図２と同等の動作が得られる。
同様に、光遅延部を変調部１２２の前後に分割して配置しても、トータルでの群遅延が１／（２Ｂ）であれば同等の動作が得られる。

また、群遅延量を駆動シンボル間隔１／Ｂの整数倍だけ増減させても、合波後のＯＴＤＭ信号において両アームからの信号がシンボルタイミングにおいて干渉しないという条件は保たれるので、群遅延量はｐを整数として（ｐ＋１／２）／Ｂすなわち１／Ｂの半整数倍であればよい。さらに、シンボルレートＢに対して群遅延量が（ｐ＋１／２）／Ｂとなるように設計された光遅延部は、ｑを整数として、次式５−１，式５−２が成り立つようなシンボルレートＢ′においても用いることができる。

以上説明の通り、本光変調器１００を用いることで、駆動シンボルレートＢに対し２倍のシンボルレート２Ｂを有し、かつスペクトル幅は従来法の３／４である３ＢとなるようなＯＴＤＭ信号（出力光信号）を得ることができる。
本光変調器１００はＣＷ光の入力によって動作し、その動作特性は原理的に入力光波長には依存しない。本光変調器１００は、一般的なプッシュプル型マッハツェンダ変調回路と光直交変調回路から構成されており、外部にパルス整形装置等も必要としないため、構成は簡易といえる。
シンボルレートの変更に対する柔軟性については、パルス発生部１１１は駆動クロック周波数の変更によりシンボルレート変更に対応でき、光遅延部１４１は式（５−１），（５−２）に示した条件の範囲内でシンボルレート変更に対応できる。

なお本参考例では光カプラ１３１および光合部１３２として、一般に動作波長が広く分岐比ズレが小さいことからＹ字型カプラを用いたが、他の構造のカプラ、例えば方向性結合器や多モード干渉（Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ， ＭＭＩ）カプラなどを用いても良い。

（第２の参考例）
図３に、本発明の第２の参考例に係る光変調器３００を示す。光変調器３００は、入力用光ポート３０１、１入力２出力光カプラ３３１、パルス発生部３１１，３１２、データ変調部３２１，３２２、光合波部３３２、及び出力用光ポート３０２を備える。光カプラ３３１および光合波部３３２としてはＹ字型カプラを用いている。

図１に示した光変調器１００と異なり、本光変調器３００では１入力２出力光カプラ３３１の各出力にそれぞれパルス発生部３１１，３１２が接続され、更にその後段にデータ変調部３２１，３２２が接続されている。また本光変調器３００は光遅延部を含まず、代わりにクロック源３５１とパルス発生部３１２の間に電気遅延部３６１を設けている。クロック周波数、パルス発生部の構造およびバイアス条件、データ変調部の構造および駆動シンボルレートについては第１の参考例と同様である。

クロック源３５１は、クロック周波数がＢ／２のクロック信号を発生し、このクロック信号は、パルス発生部３１１に直接入力されると共に、電気遅延部３６１を介してパルス発生部３１２に入力される。
電気遅延部３６１ではクロック位相遅延π／２が与えられる。クロック周波数はＢ／２なので、このクロック位相遅延は時間遅延に換算すると１／（２Ｂ）となる。このためパルス発生部３１２からの出力ＣＳＲＺパルスの光電界波形は、パルス発生部３１１からの出力に対し時間軸上で１／（２Ｂ）すなわち１／４周期遅れるので、結局図２に示した第１の参考例の動作と同等の動作を得ることができる。

本光変調器３００は光遅延部を含まないため、図１に示した光変調器１００に比べシンボルレート変更に対する柔軟性が向上している。すなわち、シンボルレートの変更に対しては、クロック源３５１の動作周波数と電気遅延部３６１の遅延量を変更すればよく、光回路側は原理的にあらゆるシンボルレートに対応できる（電気−光周波数応答特性の限界によって決まる周波数範囲内において）。
通常、異なるシンボルレートに対しては異なる設計の電子回路基板を用いるため、シンボルレートの変更に対して光変調器側の設計変更が不要となる点は柔軟性の観点からメリットと言える。その他の従来法に対するメリット（スペクトル＝最終シンボルレート×１．５、簡易な構成、波長無依存動作）は前記第１の参考例の場合と同様に得られる。

なお本光変調器３００では、１入力２出力の光カプラ３３１の出力の一方からデータ変調部３２１，３２２の一方を経て光合波部３３２に至る光路の群遅延と、１入力２出力の光カプラ３３１の出力の他方からデータ変調部３２１，３２３の他方を経て光合波部３３２に至る光路の群遅延とを等しくしている。

（第１の実施例）
図４に、本発明の第１の実施例に係る光変調器４００を示す。光変調器４００は、入力用光ポート４０１、１入力２出力光カプラ４３１、パルス発生部４１１，４１２、光位相調整部４４１、２入力２出力光カプラ４３３、データ変調部４２１，４２２、光合波部４３２、及び出力用光ポート４０２を備える。光カプラ４３１および光合波部４３２としてはＹ字型カプラを用いている。２入力２出力光カプラ４３３としては方向性結合器を用いている。なお４５１はクロック源、４６１は電気遅延部である。

図３に示した光変調器３００と異なり、本光変調器４００ではパルス発生部４１１，４１２の出力が夫々２入力２出力光カプラ４３３の２本の入力に接続され、２入力２出力光カプラ４３３の２本の出力がデータ変調部４２１，４２２に接続され、またパルス発生部４１２と２入力２出力光カプラ４３３との間に光位相調整部４４１が設けられている点が異なる。その他の条件、即ちクロック周波数、パルス発生部の構造およびバイアス条件、データ変調部の構造および駆動シンボルレートについては第１の参考例および第２の参考例と同様である。

本例の光変調器４００においては、２入力２出力光カプラ４３３の各出力から互いに１／４周期シフトしたＣＳＲＺパルスが出力され、図２に示した第１の参考例の動作とほぼ同等の動作を得ることができる。まずこのことを数式で示す。

電気遅延部４６１によって与えられるクロック位相遅延はπ／２であり、この遅延は時間遅延１／（２Ｂ）に相当する。
また、入力光ポート４０１から２入力２出力光カプラ４３３のアーム２側の出力に至る光路長が、パルス発生部４１１を経由する場合とパルス発生部４１２を経由する場合において入力波長の整数倍（ゼロを含む）だけ異なるよう、すなわち光位相差が２πの整数倍（ゼロを含む）となるよう調整する。このとき入力光ポート４０１から２入力２出力光カプラ４３３のアーム１側の出力に至る光路長は、パルス発生部４１１を経由する場合とパルス発生部４１２を経由する場合において入力波長の半整数倍だけ異なる（すなわち光位相差はπの奇数倍となる）。従って、データ変調部４１１，４１２の直前における光電界波形Ｅ₁（ｔ）およびＥ₂（ｔ）は夫々以下の式で表すことができる。

高次（ｎ≧１）の項を無視すれば、式（４−１），（４−２）の場合と同様、Ｅ₁（ｔ）およびＥ₂（ｔ）は互いに１／４周期異なる周波数Ｂ／２のＳｉｎ波形となっていることがわかる。Ｅ₁（ｔ）のシンボルタイミングはｔ＝（ｋ＋３／４）／Ｂ、Ｅ₂（ｔ）のシンボルタイミングはｔ＝（ｋ＋１／４）／Ｂ（ｋは整数）である。

図３に示した第２の参考例と同様、本実施例では光遅延部を含まないため、シンボルレートの変更にも柔軟に対応できる。その他の従来法に対するメリット（スペクトル＝最終シンボルレート×１．５、簡易な構成、波長無依存動作）は前記第１の参考例の場合と同様に得られる。

さらに本例においては、第１の参考例および第２の参考例と比べ、出力光信号スペクトルのサイドローブ強度を抑制できるというメリットがある。このことは、基本波（ｎ＝０の項）に対する高調波（ｎ≧１の項）の相対位相が式（６−１），（６−２）と式（３）で異なることに起因している。サイドローブ強度を抑制することで、波長多重伝送時における隣接波長チャネル間のクロストークを抑制することができる。

図５に、図３に示した第２の参考例における出力光信号スペクトル（点線）と図４に示した第１の実施例における出力光信号スペクトル（実線）を示す。これらのスペクトルは理論曲線であり、横軸を規格化周波数（変調器からの入力光周波数に対する相対光周波数を駆動シンボルレートＢで割ったもの）、縦軸を規格化強度（ピーク値を０ｄＢとしたｄＢスケールで表示）で示している。また、スペクトル形状はＶｐｐに依存して変化するため、ＶｐｐをＶπの０．５、１．０、１．５、２．０倍とした場合についてそれぞれ示している。スペクトル形状はデータ変調部の応答波形にも依存するが、ここでは簡単のためデータ変調部の応答波形は自乗余弦パルス波形であると仮定した。すなわち、最終的に出力ポート４０２から出力される光電界波形Ｅ_out（ｔ）は

で表されるものと仮定した。但しｃ_1,kおよびｃ_2,kは夫々データ変調部４１１，４１２によって与えられる複素シンボル値であり、例えばＱＰＳＫであれば±１±ｊの４値のいずれかをとる。シンボル列｛ｃ_1,k｝と｛ｃ_2,k｝は互いに相関しない。また、ｔ₀はシンボルタイミングを表すパラメータであり、Ｅ₁（ｔ）とＥ₂（ｔ）が式（３）で表される第１の参考例および第２の参考例においてはｔ₀＝１／（２Ｂ）、式（６−１），（６−２）で表される第１の実施例においてはｔ₀＝３／（４Ｂ）である。

図５において、実線のスペクトルは点線のスペクトルに対し僅かに幅が広がっているものの、規格化周波数＞１．５に現れるサイドローブの強度が点線のスペクトルに比べ抑制されていることがわかる。但しＶｐｐが１．５Ｖπ以上の場合においては、規格化周波数１．５付近の１ｓｔ ｎｕｌｌ点が明瞭に観察されない。
このため、スペクトル幅の定義をピーク強度に対し−２０ｄＢとなる全幅で定義し、Ｖｐｐ／Ｖπに対してプロットすると図６を得る。図６に示すように、図３に示した第２の参考例の場合（点線）はＶｐｐの増加と共にスペクトル幅が緩やかに減少するのに対し、図４に示した第１の実施例の場合（実線）はＶｐｐの増加と共にスペクトル幅が増加する。目安となる駆動シンボルレートの３倍（３Ｂ）以下のスペクトル幅とするためには、本例の場合はＶｐｐ＜１．８Ｖπとすればよいことがわかる。

なお本実施例では２入力２出力光カプラ４３３として、一般に低損失な方向性結合器を用いたが、他の構造の２入力２出力光カプラ、例えば２入力２出力のＭＭＩカプラを用いても良い。ＭＭＩカプラは方向性結合器に比べ一般に損失はやや大きくなるが、波長依存性は小さくなる。

また本光変調器４００では、２入力２出力の光カプラ４３３の出力の一方からデータ変調部４２１，４２２の一方を経て光合波部４３２に至る光路の群遅延と、２入力２出力の光カプラ４３３の出力の他方からデータ変調部４２１，４２２の他方を経て光合波部４３２に至る光路の群遅延とを等しくしている。

（第２の実施例）
図９に、本発明の第２の実施例に係る光変調器９００を示す。光変調器９００は、入力用光ポート９０１、１入力２出力光カプラ９３１、パルス発生部９１１，９１２、データ変調部９２１，９２２、光合波部９３２、及び出力用光ポート９０２を備える。パルス発生部９１１，９１２はクロック源９５１から出力される周波数Ｂ／２のクロックにより駆動され、パルス発生部９１２の駆動クロックには電気遅延部９６１によってクロック位相遅延π／２が与えられる。光カプラ９３１、パルス発生部９１１，９１２の構成及び駆動条件は図３に示した第２の参考例と同等である。

データ変調部９２１，９２２としては、それぞれ２連光直交変調部を用いている。データ変調部９２１は、１入力２出力光カプラ９３５と、その各出力に接続された光直交変調部９８１，９８２からなる。データ変調部９２２は、１入力２出力光カプラ９３６と、その各出力に接続された光直交変調部９８３，９８４からなる。光直交変調部９８１〜９８４としてはそれぞれ図７に示した構成と同等の構成を用いることができる。各光直交変調部９８１〜９８４はそれぞれシンボルレートＢで駆動される。

光合波部９３２は、光直交変調部９８１，９８３の出力に接続された２入力１出力光カプラ９３７、光直交変調部９８２，９８４の出力に接続された２入力１出力光カプラ９３８、２入力１出力光カプラ９３８の出力に接続された偏波変換部９５２、２入力１出力光カプラ９３７および偏波変換部９５２の出力に接続された偏波合成部９３４からなる。

本構成の機能は、図３に示した第２の参考例において、データ変調部３２１，３２２として図８に示した偏波多重光直交変調部８００をそれぞれ用いた構成と基本的に同等だが、第２の参考例で偏波多重光直交変調部を用いる構成では偏波変換部及び偏波合成部が全体で２個ずつ必要であったのに対し、本例では１個ずつで済むため、構成としてはやや簡易である。

（第３の実施例）
図１０に、本発明の第３の実施例に係る光変調器１０００を示す。本例は、図９に示した第２の実施例の構成に対し、データ変調部１０２１，１０２２として用いる２連光直交変調部を構成する光直交変調部１０８１〜１０８４の空間配置を入れ子になるように配置したものであり、機能としては図９に示した第２の実施例と同等である。

即ち光変調器１０００は、入力用光ポート１００１、１入力２出力光カプラ１０３１、パルス発生部１０１１，１０１２、データ変調部１０２１，１０２２、光合波部１０３２、及び出力用光ポート１００２を備える。パルス発生部１０１１，１０１２はクロック源１０５１から出力される周波数Ｂ／２のクロックにより駆動され、パルス発生部１０１２の駆動クロックには電気遅延部１０６１によってクロック位相遅延π／２が与えられる。

データ変調部１０２１，１０２２としては、それぞれ２連光直交変調部を用いている。データ変調部１０２１は、１入力２出力光カプラ１０３５と、その各出力に接続された光直交変調部１０８１，１０８３からなる。データ変調部１０２２は、１入力２出力光カプラ１０３６と、その各出力に接続された光直交変調部１０８２，１０８４からなる。

光合波部１０３２は、光直交変調部１０８１，１０８２の出力に接続された２入力１出力光カプラ１０３７、光直交変調部１０８３，１０８４の出力に接続された２入力１出力光カプラ１０３８、２入力１出力光カプラ１０３８の出力に接続された偏波変換部１０５２、２入力１出力光カプラ１０３７および偏波変換部１０５２の出力に接続された偏波合成部１０３４からなる。

なお、本例および第２の実施例においては、データ変調部と光合波部を除く部分の構成を図３に示した第２の参考例と同等の構成としたため、得られる効果も第２の参考例と同等である。
当然ながら、本例および第２の実施例において、データ変調部と光合波部を除く部分の構成を図１に示した第１の参考例と同等の構成とすれば第１の参考例と同等の効果を、同部分を図４に示した第１の実施例と同等の構成とすれば第１の実施例と同等の効果を夫々得ることができる。
また、「周期波形の信号」としてはｓｉｎ波形の信号の他に、周期的な方形波形の信号や、周期的は三角波形の信号などがある。

本発明は、ＯＴＤＭ方式の光変調器に利用可能である。

１００、３００、４００、９００、１０００ 光変調器
１０１、３０１、４０１、９０１、１００１ 入力用光ポート
１０２、３０２、４０２、９０２、１００２ 出力用光ポート
１１１、３１１、３１２、４１１、４１２、９１１、９１２、１０１１、１０１２ パルス発生部
１２１、１２２、３２１、３２２、４２１、４２２、９２１、９２２、１０２１、１０２２ データ変調部
１３１、３３１、４３１、４３３、９３１、１０３１ 光カプラ
１３２、３３２、４３２、９３２、１０３２ 光合波部
１４１ 光遅延部
１５１、３５１、４５１、９５１、１０５１ クロック源
３６１、４６１、９６１、１０６１ 電気遅延部
４４１ 光位相調整部
７００ 光直交変調部
８００ 偏波多重光直交変調部

Claims (4)

1. １本の入力用光ポートと、
   前記１本の入力用光ポートに光学的に接続された１入力２出力の光カプラと、
   前記１入力２出力の光カプラの２本の出力に光学的に夫々接続された２つのパルス発生部と、
   前記２つのパルス発生部の夫々の出力に光学的に接続された２入力２出力の光カプラと、
   前記２入力２出力の光カプラの２本の出力に光学的に夫々接続された２つのデータ変調部と、
   前記２つのデータ変調部の夫々の出力に光学的に接続された光合波部とを備え、
   前記２つのデータ変調部がそれぞれシンボルレートＢのデータ信号によって駆動され、 前記２つのパルス発生部が互いに位相がπ／２だけ異なる周波数Ｂ／２の周期波形の信号によって夫々駆動され、
   前記入力用光ポートから前記２入力２出力の光カプラの出力の一方に至る光路長が、前記パルス発生部の一方を経由する場合と前記パルス発生部の他方を経由する場合とにおいて互いに入力光波長の整数倍だけ異なり、
   前記入力用光ポートから前記２入力２出力の光カプラの出力の他方に至る光路長が、前記パルス発生部の一方を経由する場合と前記パルス発生部の他方を経由する場合とにおいて互いに入力光波長の半整数倍だけ異なり、
   前記２入力２出力の光カプラの出力の一方から前記データ変調部の一方を経て前記光合波部に至る光路の群遅延が、前記２入力２出力の光カプラの出力の他方から前記データ変調部の他方を経て前記光合波部に至る光路の群遅延と等しいことを特徴とする光変調器。
2. 前記パルス発生部の各々が、無駆動時に出力光強度最小となるようにバイアス調整されたプッシュプル駆動型マッハツェンダ変調回路であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記データ変調部の各々が、光直交変調部または偏波多重光直交変調部であり、前記光合波部が２入力１出力光カプラであることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
4. 前記２つのデータ変調部の各々が、１入力２出力の光カプラと該１入力２出力の光カプラの２つの出力に夫々光学的に接続された２つの光直交変調部とからなる２連光直交変調部であり、
   前記光合波部が、前記２つの２連光直交変調部の夫々一方の出力を合波する第１の２入力１出力光カプラと、前記２つの２連光直交変調部の夫々他方の出力を合波する第２の２入力１出力光カプラと、前記第１の２入力１出力光カプラの出力と前記第２の２入力１出力光カプラの出力とを偏波合成する偏波合成部から構成されており、
   前記第１の２入力１出力光カプラの出力あるいは前記第２の２入力１出力光カプラの出力のいずれか一方と前記偏波合波器との間に偏波変換部が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。

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