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JP6274287B1 - 電流推定装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】電圧検出回路を用いて、電源電流を精度良く且つ安価に推定する。【解決手段】電圧検出回路（33）は、複数の抵抗（34a〜34c,35a〜35c）からなる分圧回路で構成され、交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する。演算部（40）は、電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）を用いてリアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、該両端電圧（VL）に基づいて電源電流（Iin）を推定する。特に、演算部（40）は、推定した電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記検出結果（Vac1,Vac2）のゲインを補正し、補正後の検出結果（Vac1,Vac2）を用いてリアクトルの両端電圧（VL）を求める。【選択図】図４

Description

本発明は、整流回路とインバータ回路との間にて該整流回路に並列にコンデンサが接続され、且つ、交流電源とコンデンサとの間にリアクトルが接続された電力変換装置において、インバータ回路を制御するための電源電流を推定する装置、に関するものである。
交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、該コンバータ回路の出力を所定周波数の交流電力に変換するインバータ回路とを備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置では、一般的に、上記コンバータ回路の出力側にコンデンサが設けられている。
このような電力変換装置としては、例えば特許文献１が知られている。特許文献１では、検出した電源電流に基づいて、電源高調波の制御を含むインバータ制御がなされる。電源電流の検出方法としては、ＣＴ（Current Transformer）と呼ばれる電流検出センサを用いる方法（特許文献１）の他、電流検出センサの代わりにシャント抵抗及びオペアンプ等によって構成される電流検出回路を用いる方法（特許文献２）が挙げられる。
しかしながら、電流検出センサを用いる場合、該センサの配置スペースを設ける必要があり、また、該センサ分コストが嵩む。
電流検出回路を用いる場合、該回路の構成部品の数は、直流電圧の検出に用いられ構成がシンプルな分圧回路に比べて多いため、コストが嵩む。更に、電流検出回路の構成部品の配置スペースをプリント基板上に設けなければならない。
これに対し、特許文献３に示すように、電源電流を検出せずに推定する方法が存在する。
特開２０１２−１６５６３１号公報 特開２０１２−１５１９７３号公報 特開２０１１−２０５７２９号公報
上記特許文献３では、コンバータ回路とインバータ回路との間に位置するリアクトルの両端電圧が検出され、その検出結果に基づいて電源電流が推定される。リアクトルの両端電圧は、上記分圧回路からなる電圧検出回路によって検出される。そのため、上記特許文献３では、特許文献１に比して構成部品の数が少なくて済み、また特許文献１，２に比して構成部品の配置スペースもさほど設けずとも良い。
しかしながら、上記特許文献３では、電圧検出回路が検出したリアクトルの両端電圧をそのまま用いて電源電流の推定が行われるため、推定した電源電流が実際の電源電流とは合致しないおそれがある。何故ならば、電圧検出回路の構成部品（例えば抵抗）には、個体差や温度特性の影響でバラツキが生じ、このバラツキが起因して電圧検出回路の検出結果に誤差が生じるからである。リアクトルの両端電圧を正確に検出できないと、推定される電源電流も不確かなものとなり、当該電源電流を用いたインバータ制御には影響が生じてしまう。
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、電圧検出回路を用いて、電源電流を精度良く且つ安価に推定することである。
第１の発明は、交流電源（91）から出力された交流電力を整流する整流回路（21）と該整流回路（21）から電力供給されるインバータ回路（27）との間にて該整流回路（21）に並列にコンデンサ（26）が接続されると共に、上記交流電源（91）と上記コンデンサ（26）との間にリアクトル（29）が接続されてなる電力変換装置（1）において、上記コンデンサ（26）の上流側の電流である電源電流（Iin）を推定する電流推定装置（10）であって、複数の抵抗（34a〜34c,35a〜35c）からなる分圧回路で構成され、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する電圧検出回路（33）と、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、該両端電圧（VL）に基づいて上記電源電流（Iin）を推定する演算部（40）とを備え、上記演算部（40）は、推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲインを補正し、ゲイン補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求めることを特徴とする電流推定装置である。
ここでは、電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）が電圧検出回路（33）で検出されるが、その検出結果（Vac1,Vac2）は、そのまま電源電流の推定に利用されるのではなく、ゲイン補正がなされた後に電源電流（Iin）の推定に利用される。特に、ゲインは、推定した電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように補正される。ここで、“平均値に相関する値”としては、電流（Iin,Iinv）の所定時間あたりの平均値そのものや、電流（Iin,Iinv）の所定時間あたりの積算値等が挙げられる。推定した電源電流（Iin）に係る値が、コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）に係る値と一致するということは、演算により求めたコンデンサ（26）を流れる電流（Ic）の所定時間あたりの平均値に相関する値がゼロに収束することを意味する。
この電流推定装置（10）では、上記のようなゲイン補正が電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に対して行われ、ゲイン補正後の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて電源電流（Iin）が推定される。これにより、この電流推定装置（10）では、電流センサや電流検出回路を用いず、構成が比較的シンプルな電圧検出回路（33）を用いて、電源電流（Iin）を精度良く算出することができる。
第２の発明は、第１の発明において、上記コンデンサ（26）は、上記整流回路（21）からの電圧変動を吸収することなく、上記インバータ回路（27）のスイッチングによる電圧変動を吸収する。
上記コンデンサ（26）は、比較的小容量であることを意味する。小容量な上記コンデンサ（26）は、整流回路（21）からの電圧変動を吸収しないため、交流電源（91）の電源周波数に起因するようなリプル電圧を平滑化できず、電源高調波が発生しやすい。それ故、電源高調波がなるべく小さくなるようにインバータ回路（27）を制御する必要があり、この制御には、電源電流が用いられる。これに対し、電流推定装置（10）は、既に述べたように、電源電流（Iin）を精度良く推定することができる。推定された精度の良い電源電流（Iin）を用いることで、電源高調波を抑制するインバータ回路（27）の制御も、より精度が高いものとなる。
第３の発明は、第１または第２の発明において、上記演算部（40）は、更に、上記リアクトル（29）の電圧降下分（VR）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。
これにより、リアクトル（29）の両端電圧（VL）は、より精度良く求められる。
第４の発明は、第１から第３の発明のうちいずれか１つにおいて、上記整流回路（21）は、複数のダイオード（D1〜D4）がブリッジ結線されたダイオードブリッジ回路で構成され、上記演算部（40）は、更に、上記ダイオード（D1〜D4）にて生じる電圧降下（Vdb）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。
これにより、リアクトル（29）の両端電圧（VL）は、より精度良く求められる。
第５の発明は、第４の発明において、上記電圧検出回路（33）は、上記交流電源（91）と上記整流回路（21）との間において、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する。
第６の発明は、第１の発明から第５の発明のうちいずれか１つにおいて、上記電圧検出回路（33）は、上記交流電源（91）の正側出力に対応する第１電圧検出部（34）と、上記交流電源（91）の負側出力に対応する第２電圧検出部（35）と、を有し、上記演算部（40）は、推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記第１電圧検出部（34）の第１検出結果（Vac1）及び上記第２電圧検出部（35）の第２検出結果（Vac2）それぞれのゲインを補正し、ゲイン補正後の上記第１検出結果（Vac1）とゲイン補正後の上記第２検出結果（Vac2）との差に基づいて、上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。
これにより、キャリアノイズの影響がキャンセルされた、精度の高いリアクトル（29）の両端電圧（VL）が求められる。
第７の発明は、第１の発明から第６の発明のうちいずれか１つにおいて、上記演算部（40）は、上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）における積分値の、上記所定時間あたりの平均値に相関する値を第１値として演算し、上記コンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）における微分値と上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）との合計値の、上記所定時間あたりの平均値に相関する値を第２値として演算し、上記第１値が上記第２値と一致することによって、推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲインを補正する。
これにより、電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲイン補正は、精度良く行われる。
第８の発明は、第７の発明において、上記所定時間は、上記交流電源（91）の半周期に設定されている。
第９の発明は、第１の発明から第８の発明のうちいずれか１つにおいて、上記演算部（40）は、上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）の積分値に基づく上記電源電流（Iin1）、を第３値として演算し、上記コンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）の微分値に基づく上記電源電流（Iin2）、を第４値として演算し、上記第３値の位相が上記第４値の位相と一致するように、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットを補正し、オフセット補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める。
これにより、電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセット補正は、精度良く行われる。更に、ゲイン補正のみならずオフセット補正がなされた電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）がより精度良く求められるため、当該両端電圧（VL）に基づいて推定される電源電流（Iin）は、より実際の値に近づくことができる。
第１０の発明は、第９の発明において、上記演算部（40）は、上記第３値及び上記第４値それぞれについて、電源周波数の所定倍の周波数成分での振幅（inn_amp1,inn_amp2）を演算し、上記振幅（inn_amp1,inn_amp2）が所定値よりも大きい場合、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットの補正を行い、上記振幅（inn_amp1,inn_amp2）が上記所定値よりも小さい場合、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットの補正を行わない。
電源周波数の周波数成分での振幅（inn_amp1,inn_amp2）が比較的小さいと、第３値及び第４値の各位相が正確に演算できない場合がある。これに対し、ここでは、上記振幅（inn_amp1,inn_amp2）が所定値よりも大きい場合に、第３値及び第４値の各位相が正確に演算できると判断し、各位相を用いたオフセット補正を行う。これにより、オフセット補正の精度が低下することを抑制することができる。
第１１の発明は、第１の発明から第８の発明のうちいずれか１つにおいて、上記演算部（40）は、上記交流電源（91）の一周期のうち、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）が支配的ではない区間における該検出結果（Vac1,Vac2）の平均値を求め、これを用いて上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットを補正し、オフセット補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める。
電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）が支配的ではない区間における該検出結果（Vac1,Vac2）の平均値は、オフセットのズレ分に相当する。このように、ここでは、電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットのズレ分を簡単に求めることができる。更に、電流推定装置（10）は、オフセット補正後の電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）を用いて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）をより精度良く求めることができる。
第１２の発明は、第１の発明から第８の発明のうちいずれか１つにおいて、上記演算部（40）は、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）を演算し、上記交流電源（91）のゼロクロス付近での上記電源電圧（Vin）の電圧値を用いて上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットを補正し、オフセット補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める。
交流電源（91）のゼロクロス付近での電源電圧（Vin）の電圧値は、オフセットのズレ分に相当する。このように、ここでは、電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットのズレ分を簡単に求めることができる。更に、電流推定装置（10）は、オフセット補正後の電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）を用いて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）をより精度良く求めることができる。
第１３の発明は、第９の発明から第１２の発明のうちいずれか１つにおいて、上記演算部（40）は、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲイン補正を行った後に、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセット補正を行う。
先にゲイン補正が行われた状態で更にオフセット補正を行うことにより、オフセット補正時、オフセット補正がし易くなる。
第１４の発明は、第９の発明から第１３の発明のうちいずれか１つにおいて、上記リアクトル（29）は、上記交流電源（91）と上記整流回路（21）との間に接続されている。
第１５の発明は、第１の発明から第１４の発明のうちいずれか１つに記載の電流推定装置（10）を備えた電力変換装置である。
第１６の発明は、交流電源（91）から出力された交流電力を整流する整流回路（21）と該整流回路（21）から電力供給されるインバータ回路（27）との間にて該整流回路（21）に並列にコンデンサ（26）が接続されると共に、上記交流電源（91）と上記コンデンサ（26）との間にリアクトル（29）が接続されてなる電力変換装置（1）において、上記コンデンサ（26）の上流側の電流である電源電流（Iin）を推定する電流推定方法であって、複数の抵抗（34a〜34c,35a〜35c）からなる分圧回路により、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する検出ステップと、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、該両端電圧（VL）に基づいて上記電源電流（Iin）を推定する第１推定ステップと、推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、検出された上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）のゲインを補正する補正ステップと、ゲイン補正後の上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、求めた上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）に基づいて上記電源電流（Iin）を推定する第２推定ステップと、を備える電流推定方法である。
ここでは、電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）が分圧回路により検出されるが、その検出結果（Vac1,Vac2）は、そのまま電源電流の推定に利用されるのではなく、ゲイン補正がなされた後に電源電流（Iin）の推定に利用される。特に、ゲインは、推定した電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように補正される。ここで、“平均値に相関する値”としては、電流（（Iin,Iinv）の所定時間あたりの平均値そのものや、電流（Iin,Iinv）の所定時間あたりの積算値等が挙げられる。推定した電源電流（Iin）に係る値が、コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）に係る値と一致するということは、演算により求めたコンデンサ（26）を流れる電流（Ic）の所定時間あたりの平均値に相関する値がゼロに収束することを意味する。
この電流推定方法では、上記のようなゲイン補正が分圧回路の検出結果（Vac1,Vac2）に対して行われ、ゲイン補正後の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいてリアクトル（29）の両端電圧（VL）が求められ、その両端電圧（VL）に基づいて電源電流（Iin）が推定される。これにより、この電流推定方法では、電流センサや電流検出回路を用いず、構成が比較的シンプルな分圧回路を電圧検出手段として用いて、電源電流（Iin）を精度良く算出することができる。
本発明によれば、電流センサや電流検出回路を用いず、構成が比較的シンプルな電圧検出回路（33）を用いて、電源電流（Iin）を精度良く算出することができる。
図１は、実施形態１に係る電力変換装置及び電流推定装置の概略構成図である。 図２は、交流電源の正側電圧及び負側電圧それぞれの電圧波形と、これらに対応する第１電圧検出部及び第２電圧検出部の各検出結果の波形とを表す図である。 図３は、制御器が行う処理の全体的な流れを表す図である。 図４は、ゲイン補正処理の流れを示す図である。 図５は、ゲイン補正処理及びオフセット補正処理が行われるタイミングを説明するための図である。 図６は、第１検出結果のゲインが設計値からプラス側にずれ、且つ第２検出結果のゲインが設計値からマイナス側にずれている場合に、図４に係るゲイン補正処理を行った際の過程を例示する図である。 図７は、制御器が行うオフセット補正処理の流れを示す図である。 図８は、オフセット補正処理の過程を説明するための図であって、ゲイン補正処理及びオフセット補正処理が開始される前の状態を例示する図である。 図９は、図８において、ゲイン補正処理が図４に従って実行された後の状態を例示する図である。 図１０は、図９において、更にオフセット補正処理が図７に従って実行された後の状態を例示する図である。 図１１は、変形例１に係るオフセット補正処理を説明するための図である。 図１２は、変形例２に係るオフセット補正処理を説明するための図である。 図１３は、実施形態２に係る電力変換装置及び電流推定装置の概略構成図である。 図１４は、実施形態３に係る電力変換装置及び電流推定装置の概略構成図である。 図１５は、実施形態４に係る電力変換装置及び電流推定装置の概略構成図である。 図１６は、実施形態５に係る電力変換装置及び電流推定装置の概略構成図である。 図１７は、実施形態１から実施形態５までの各回路パターンにおいて行うことを推奨する各補正処理の一覧表である。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
≪実施形態１≫
＜概要＞
図１に示すように、電力変換装置（1）は、例えば単相の交流電源（91）に接続されると共に、モータ（95）に接続されている。電力変換装置（1）は、交流電源（91）から交流電力を供給されると、インバータ回路（27）において当該交流電力を所定周波数の電力に変換し、モータ（95）に出力する。つまり、電力変換装置（1）は、モータ（95）を駆動するための装置である。
なお、モータ（95）は、三相交流式のモータであって、例えば、空気調和装置の冷媒回路に接続される圧縮機を駆動するためのものである。
特に、電力変換装置（1）は、インバータ回路（27）を制御するための電源電圧（Iin）を、電流センサ及び電流検出回路を用いず正確に求めることができる電流推定装置（10）を備える。電流推定装置（10）は、比較的シンプルな構成の分圧回路からなる電圧検出回路（33）を備えており、該回路（33）の検出結果等からリアクトル（29）に印加される電圧（VL）を求め、これを用いて電源電流（Iin）をできる限り精度良く推定することができる。
＜電力変換装置及び電流推定装置の構成＞
本実施形態１の電力変換装置（1）は、コンバータ回路（21）（整流回路に相当）、直流リンク部（25）、インバータ回路（27）、リアクトル（29）、及び、電流推定装置（10）を備える。電流推定装置（10）は、各種検出回路（31,32,33,36）及び制御器（40）（演算部に相当）を備える。
−コンバータ回路−
コンバータ回路（21）は、配線（2,3）を介して交流電源（91）と接続されている。コンバータ回路（21）は、複数（図１では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線された、いわゆるダイオードブリッジ回路である。
具体的には、ダイオード（D1,D2）の各カソード端子は、電源配線（4）に接続され、ダイオード（D3,D4）の各アノード端子は、ＧＮＤ配線（5）に接続されている。ダイオード（D1）のアノード端子とダイオード（D3）のカソード端子との接続ノードは配線（2）に接続され、ダイオード（D2）のアノード端子とダイオード（D4）のカソード端子との接続ノードは、配線（3）に接続されている。
コンバータ回路（21）は、交流電源（91）から出力された交流を直流に整流する。
なお、配線（2）は、交流電源（91）の正側出力端子と、ダイオード（D1,D3）同士の接続ノードとを繋ぐ配線である。配線（3）は、交流電源（91）の負側出力端子と、ダイオード（D2,D4）同士の接続ノードとを繋ぐ配線である。
−直流リンク部−
直流リンク部（25）は、コンデンサ（26）を有する。コンデンサ（26）は、コンバータ回路（21）の出力側において、コンバータ回路（21）と並列に接続されている。つまり、コンデンサ（26）は、電源配線（4）とＧＮＤ配線（5）との間に接続されている。
上記コンデンサ（26）は、例えばフィルムコンデンサによって構成される。コンデンサ（26）の容量は、インバータ回路（27）におけるスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作の周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）を平滑可能な静電容量であるが、コンバータ回路（21）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化できない静電容量であることができる。即ち、コンデンサ（26）は、コンバータ回路（21）からの電圧変動を吸収することなく、インバータ回路（27）のスイッチングによる電圧変動を吸収する。直流リンク部（25）は、コンバータ回路（21）の出力を受けて、コンデンサ（26）の両端から交流電源（91）の電源電圧（Vin）の約２倍の周波数の脈動を有する直流リンク電圧（Vdc）を出力する。即ち、直流リンク電圧（Vdc）は、コンデンサ（26）の両端電圧に相当する。直流リンク電圧（Vdc）は、最大値が最小値の約２倍以上となるような大きな脈動を有している。
−インバータ回路−
インバータ回路（27）は、コンバータ回路（21）の出力側において、直流リンク部（25）のコンデンサ（26）に並列接続されている。インバータ回路（27）は、コンバータ回路（21）から直流リンク部（25）を介して電力供給される。インバータ回路（27）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）（図１では三相交流のため６つ）がブリッジ結線されることで構成されている。
具体的には、インバータ回路（27）は、２つのスイッチング素子（SuとSx,SvとSy,SwとSz）を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを有する。各スイッチングレグにおいて、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との接続ノードが、それぞれモータ（95）の各相のコイル（図示せず）に接続されている。
更に、インバータ回路（27）は、複数の還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）（図１では６つ）を有する。各還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）は、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に逆並列接続されている。
このような構成を有するインバータ回路（27）は、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作により、直流リンク電圧（Vdc）をスイッチングして、直流リンク電圧（Vdc）を三相交流電圧に変換する。三相交流電圧は、モータ（95）に供給される。
−リアクトル−
リアクトル（29）は、交流電源（91）とコンバータ回路（21）との間の配線（2）上に設けられている。
本実施形態１では、リアクトル（29）の両端電圧（VL）が演算により求められ電源電流（Iin）の推定に利用されるが、これについては後述する。
−各種検出回路−
各種検出回路（31,32,33,36）としては、交流電源（91）の電源位相（θin）を検出する電源位相検出回路（31）、交流電源（91）の電源電圧（Vin）の周波数（fin）を検出する電源周波数検出回路（32）、電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する電圧検出回路（33）、直流リンク部（25）の直流リンク電圧（Vdc）を検出する直流電圧検出回路（36）が挙げられる。
なお、図示してはいないが、電力変換装置（1）は、コンデンサ（26）の下流側（即ち、インバータ回路（27）側）を流れる電流（Iinv）を検出する検出部も有している。
−電圧検出回路−
特に、上記電圧検出回路（33）は、図１に示すように、複数の抵抗（34a〜34c,35a〜35c）（図１では６つ）によって構成される。具体的に、電圧検出回路（33）は、電源電圧（Vin）のうち、交流電源（91）の正側出力の電圧（V1）（以下、正側電圧）に対応する第１電圧検出部（34）と、交流電源（91）の負側出力の電圧（V2）（以下、負側電圧）に対応する第２電圧検出部（35）とを有する。第１電圧検出部（34）は、抵抗（34a〜34c）によって構成され、第２電圧検出部（35）は、抵抗（35a〜35c）によって構成されている。
第１電圧検出部（34）においては、抵抗（34a）の一端は、配線（2）上のうち、交流電源（91）とリアクトル（29）との間に接続されている。抵抗（34b）の一端は、ＧＮＤに接続されている。抵抗（34a）及び抵抗（34b）の他端同士は、配線（6）を介して制御器（40）と接続されている。抵抗（34c）は、一端が電圧値（Vcc）を有する電源に接続され、他端が配線（6）に接続されている。
第２電圧検出部（35）においては、抵抗（35a）の一端は、配線（3）上に接続されている。抵抗（35b）の一端は、ＧＮＤに接続されている。抵抗（35a）及び抵抗（35b）の他端同士は、配線（7）を介して制御器（40）と接続されている。抵抗（35c）は、一端が電圧値（Vcc）を有する電源に接続され、他端が配線（7）に接続されている。
即ち、第１電圧検出部（34）及び第２電圧検出部（35）は、互いに別の分圧回路で構成されている。
このような構成により、第１電圧検出部（34）は、交流電源（91）の正側電圧（V1）が抵抗（34a〜34c）によって分圧された電圧を第１検出結果（Vac1）として検出する。第２電圧検出部（35）は、交流電源（91）の負側電圧（V2）が抵抗（35a〜35c）によって分圧された電圧を第２検出結果（Vac2）として検出する。具体的に、各抵抗（34a〜34c,35a〜35c）の抵抗値を順に“R1,R2,R3,R4,R5,R6”と定義すると、第１及び第２検出結果Vac1,Vac2それぞれは、次式にて示される。
Figure 0006274287
Figure 0006274287
但し、“RL1”“RL2”は、次式で示される。
Figure 0006274287
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上式（１）（２）で得られる第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）は、制御器（40）に入力される。制御器（40）では、基本的には、第１検出結果（Vac1）と第２検出結果（Vac2）との差が演算され、その演算結果を用いて電源電圧（Vin）が把握される。
特に、本実施形態１に係る電圧検出回路（33）は、上述したように、交流電源（91）とコンバータ回路（21）との間の位置にて、正側電圧（V1）及び負側電圧（V2）それぞれに対応する電圧（Vac1,Vac2）、つまりは交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する構成となっている。それ故、コンバータ回路（21）の各ダイオード（D1〜D4）が導通されていない状態においても、電圧検出回路（33）は、電圧（Vac1,Vac2）を検出することができる。
図２に、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）の波形と、各第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）に対応する正側電圧（V1）及び負側電圧（V2）の波形とを、並べて示す。図２から明らかなように、電源位相（θin）が０度〜１８０度の範囲では、第１検出結果（Vac1）及び正側電圧（V1）は、第２検出結果（Vac2）及び負側電圧（V2）よりも支配的と言える。逆に、電源位相（θin）が１８０度〜３６０度の範囲では、第２検出結果（Vac2）及び負側電圧（V2）は、第１検出結果（Vac1）及び正側電圧（V1）よりも支配的と言える。以下では、説明の便宜上、電源位相（θin）が０度〜１８０度の区間を「電源前半部」、電源位相（θin）が１８０度〜３６０度の区間を「電源後半部」と呼称する。
但し、電源前半部及び電源後半部の定義は、上述に限られるものではなく、例えば、電源前半部が１８０度〜３６０度、電源後半部が０度〜１８０度となってもよい。
なお、第１検出結果（Vac1）は、正側電圧（V1）を分圧した値であることから、電源後半部において、正側電圧（V1）が概ね０Ｖ付近であっても第１検出結果（Vac1）は０Vではない。同様に、第２検出結果（Vac2）は、負側電圧（V2）を分圧した値であることから、電源前半部において、負側電圧（V2）が概ね０Ｖ付近であっても第２検出結果（Vac2）は０Vではない。
−制御器−
制御器（40）は、例えばＣＰＵ及びメモリ等で構成されるマイクロコンピュータで構成されている。制御器（40）は、各種検出回路（31,32,33,36）と接続される他、図示はしていないが、インバータ回路（27）におけるスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のゲート端子と接続されている。制御器（40）は、各種検出回路（31,32,33,36）の検出結果等に基づいて、モータ（95）が所望の回転速度で回転できるように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフを制御する。
特に、本実施形態１の制御器（40）は、上記電圧検出回路（33）から入力された第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）等を用いて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を正確に求める。そして、制御器（40）は、求めたリアクトル（29）の両端電圧（VL）に基づいて、電源高調波の制御を含むインバータ制御に用いるための電源電流（Iin）を、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を用いて精度良く推定する処理を行う。
ここで、本実施形態１において、電源電流（Iin）の推定処理を何故行うのかについて説明する。上述したように、コンデンサ（26）が、インバータ回路（27）におけるスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧しか平滑かできないような小容量のコンデンサの場合、交流電源（91）の電源周波数に起因するリプル電圧を平滑化できないため、電源高調波が発生し易い。それ故、制御器（40）は、インバータ回路（27）内のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の駆動を制御して電源高調波がなるべく小さくなるようにしている。このような制御を行うためには、電源電流（Iin）が必要となり、一般的には、ＣＴ（Current Transformer）やシャント抵抗を利用した電流検出回路を利用して電源電流（Iin）が検出される。しかしながら、これらの方法では、ＣＴ自体が比較的高価であったり、電流検出回路の部品点数が多く構成が複雑化したりする等の問題がある。
これに対し、本実施形態１では、電源電圧（Vin）に相関する電圧である第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）が電圧検出回路（33）によって検出されると、当該第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）に基づいてリアクトル（29）の両端電圧（VL）が正確に演算により求められ、求められたリアクトル（29）の両端電圧（VL）に基づいて電源電流（Iin）が推定される。つまり、本実施形態１では、電源電流（Iin）を検出するためのＣＴ及び電流検出回路が不要である。それ故、本実施形態１に係る電流推定装置（10）は、ＣＴや電流検出回路により電源電流（Iin）を直接検出する方法よりも構成が簡単であり、コストの増大も抑えられる。
＜電源電流を正確に検出する方法＞
では次に、リアクトル（29）の両端電圧（VL）の演算処理及び電源電流（Iin）の推定処理について、詳述する。
図３は、制御器（40）が行う全体的な処理の流れを、簡潔に表したフロー図である。大まかな流れとしては、図３に示すように、制御器（40）は、上記電圧検出回路（33）の第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）を用いて電源電圧（Vin）の算出処理を行う（ステップS1）。その後、制御器（40）は、リアクトル（29）の両端電圧（VL）の算出処理を行う（ステップS2）。さらにその後、制御器（40）は、電源電流（Iin）の算出処理を行う（ステップS3）。このようにして得られた電源電流（Iin）が所定基準を満たせば（ステップS4のYes）、図３の一連の処理は終了し、当該電源電流（Iin）は、インバータ制御に利用される。しかし、得られた電源電流（Iin）が所定基準を満たさない場合は（ステップS4のNo）、制御器（40）は、ステップS1以降の動作を繰り返す。ステップS1以降の動作を繰り返す際、制御器（40）は、上記電圧検出回路（33）の第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）に対してゲイン補正処理及びオフセット補正処理を行う（ステップS5）。
−電源電圧（Vin）の算出処理（ステップS1）−
上式（１）の右辺の第１項のうち“RL1／（RL1+R1）”の部分は、第１検出結果（Vac1）のゲインを表し、上式（２）の右辺の第１項のうち“RL2／（RL2+R2）”の部分は、第２検出結果（Vac2）のゲインを表す。上式（１）の右辺の第２項のうち“（R1／（RL1＋R1））×（R2／（R2+R5））”の部分は、第１検出結果（Vac1）のオフセットを表し、上式（２）の右辺の第２項のうち“（R3／（RL2＋R3））×（R4／（R4+R6））”の部分は、第２検出結果（Vac2）のオフセットを表す。これらゲイン及びオフセットには、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）の構成部品（例えば抵抗）の個体差及び構成部品が有する温度特性の影響でバラツキが生じ、バラツキが起因して電圧検出回路（33）には検出誤差が生じてしまう。
−ゲイン補正処理及びオフセット補正処理（ステップS5）−
そこで、制御器（40）は、電圧検出回路（33）の第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のゲイン及びオフセットを次式（３）で補正する。
Figure 0006274287
“G1”は、第１検出結果（Vac1）のゲインを補正するためのゲイン補正係数、“G2”は、第２検出結果（Vac2）のゲインを補正するためのゲイン補正係数、“offset”はオフセット補正係数（即ちオフセットのずれ分）を表す。上式（３）のように、制御器（40）は、電圧検出回路（33）の検出結果である電圧（Vac1,Vac2）それぞれにゲイン補正係数（G1,G2）を乗算し、次いで乗算結果同士を減算する。これにより、制御器（40）は、キャリアノイズの影響がキャンセルされ且つゲイン補正がなされた電源電圧（Vin）を得ることができる。更に、制御器（40）は、上記乗算結果同士が減算されて得られた値に、オフセット補正係数（offset）を加算することにより、更にオフセット補正がなされた電源電圧（Vin）を得ることができる。
本実施形態１では、上式（３）において電源電圧（Vin）を精度良く得るために、上記式（３）で利用されるゲイン補正係数（G1,G2）、オフセット補正係数（offset）を徐々に調整していく処理を行うことで、ゲイン補正処理及びオフセット補正処理が行われていく。図３から明らかなように、ゲイン補正処理及びオフセット補正処理（ステップS5）は、電源電流（Iin）が所定基準を満たすまで、繰り返し行われるが、ゲイン補正係数（G1,G2）及びオフセット補正係数（offset）をどのように調整するかについては、“＜ゲイン補正係数の調節処理＞”“＜オフセット補正係数の調節処理＞”にて詳述する。
−リアクトル（29）の両端電圧（VL）の算出処理（ステップS2）−
制御器（40）は、ステップS１の後、上記式（３）によって求めた電源電圧（Vin）を用いて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。電圧変換装置（1）の回路構成上、電源電圧（Vin）の絶対値は、リアクトル（29）の両端電圧（VL）と直流リンク電圧（Vdc）との合計に等しい（｜Vin｜＝VL+Vdc）。そのため、リアクトル（29）の両端電圧（VL）は、上記方法によって求めた電源電圧（Vin）の絶対値から、直流電圧検出回路（36）により検出された直流リンク電圧（Vdc）を減算することにより求めることができる（VL＝｜Vin｜−Vdc）。
しかしながら、リアクトル（29）では、リアクトル（29）自身が有する抵抗成分により電圧降下が生じる。また、コンバータ回路（21）では、ブリッジ状のダイオード（D1〜D4）のうち２つのダイオード（D1,D4）による電圧降下が生じる。それ故、単に電源電圧（Vin）の絶対値から直流リンク電圧（Vdc）を減算しても、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を正確には得られ難い。
そこで、本実施形態１に係る制御器（40）は、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める際、次式（４）に示すように、電源電圧（Vin）と直流リンク電圧（Vdc）に加え、更にリアクトル（29）の電圧降下分（VR）及びコンバータ回路（21）のダイオード（D1〜D4）にて生じる電圧降下分（2Vdb）（具体的には、２つのダイオード（D1,D4）による電圧降下分）を用いる。
Figure 0006274287
この上式（４）により、制御器（40）は、より実際の値に近いリアクトル（29）の両端電圧（VL）を得ることができる。
なお、上式（４）における２つの電圧降下分（VR,2Vdb）の各値は、厳密に考慮して決定されることが好ましい。これらの各値が実際と乖離する程、リアクトル（29）の両端電圧（VL）の演算誤差が大きく現れるためである。特に、後で述べるように、電源電流（Iin）は、次式（５）に係る積分演算によって算出されるため、これらの電圧降下分（VR,2Vdb）の各値が精度良く考慮されていないと、電源電流（Iin）の算出にも大きな影響がおよぼされることになる。従って、電圧降下分（VR,2Vdb）の各値は、演算及び実際の検出動作等により、適切な値を求めることが好ましい。例えば、リアクトル（29）の電圧降下分（VR）を検出回路（図示せず）によって検出する場合、検出ゲイン及びオフセットを含む検出回路の誤差を適正に補正することにより、演算誤差できる限り最小限にとどめると良い。
−電源電流（Iin）の算出処理（ステップS3）−
次いで、制御器（40）は、ステップS2において、上式（４）によって求めたリアクトル（29）の両端電圧（VL）を用いて、電源電流（Iin）を求める。
具体的には、次式（５）に示すように、制御器（40）は、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を積分することにより、電源電流（Iin）を推定する。
Figure 0006274287
また、電源電流（Iin）を演算により求めるのであれば、上式（５）とは別途、回路構成に着目した下式（６）の方法もある。図１に係る電圧変換装置（1）の回路構成上、コンデンサ（26）の上流側の電流である電源電流（Iin）は、コンデンサ（26）の下流側の電流であるインバータ回路（27）側に流れる電流（Iinv）と、コンデンサ（26）側に流れる電流（Ic）との合計に等しい（Iin＝Iinv＋Ic）。そこで、次式（６）では、図示しない検出部によって検出されたインバータ回路（27）側に流れる電流（Iinv）に、直流リンク電圧（Vdc）の微分演算により求めたコンデンサ（26）に流れる電流（Ic）を加算することにより、電源電流（Iin）が得られることを示している。
Figure 0006274287
ここで、上式（５）及び上式（６）では、電源電流（Iin）をいずれの式で算出したかが分かるように、上式（５）で算出された電源電流を“Iin1”、上式（６）で算出された電源電流を“Iin2”と表している。
しかしながら、上式（６）は、コンデンサ電流（Ic）を微分演算により求めるため、高周波ノイズの影響を受けやすい。そのため、上式（６）で得られた電源電流（Iin2）を例えば単相コンデンサレスの高調波制御にて使用するとなると、問題がある。従って、本実施形態１では、単相コンデンサレスのインバータ制御用としての電源電流（Iin）を算出する場合には、上式（５）を用いて演算された電源電流（Iin1）を用いる。
−電源電流（Iin）が所定基準を満たすか否かの判断処理（ステップS4）−
上式（５）で電源電流（Iin1）を算出するには、上式（３）及び（４）を経由する必要がある。そのため、式（５）で得られた電源電流（Iin1）は、電圧検出回路（33）自体の検出誤差の影響を受けることになる。また、オフセット補正及びゲイン補正がなされれば、式（３）の算出結果が変化するため、これに連動して式（５）で得られた電源電流（Iin1）も変化することになる。
これに対し、上式（６）で得られた電源電流（Iin2）は、上式（６）から明らかなように、電圧検出回路（33）自体の検出誤差を受けることはない。
それ故、制御器（40）は、上式（６）で得られた電源電流（Iin2）は、式（５）で得られた電源電流（Iin1）が精度の良い値となっているか否かを判定するための所定基準として用いる。即ち、本実施形態１の制御器（40）は、ゲイン補正及びオフセット補正の際、これらの補正が適切に行われているかどうかを、上式（６）で得られた電源電流（Iin2）を基準とした時に上式（５）で得られた電源電流（Iin1）がどのような値を取るかで判断する。具体的には、後述でも行うが、制御器（40）は、上式（５）で求めた電源電流（Iin1）が上式（６）で求めた電源電流（Iin2）と一致している場合は、上式（６）の右辺の第２項に表されたコンデンサ（26）に流れる電流（Ic）の演算結果がゼロに収束することと同義であって、上式（５）で求めた電源電流（Iin1）が所定基準を満たしていると判定し、上式（５）で求めた電源電流（Iin1）をインバータ制御用として利用するパラメータとして決定する。しかし、制御器（40）は、上式（５）で求めた電源電流（Iin1）が上式（６）で求めた電源電流（Iin2）と乖離している場合は、電源電流（Iin1）が電源電流（Iin2）に一致するまでゲイン補正及びオフセット補正を繰り返す。
＜ゲイン補正係数の調整処理＞
ここでは、図３で述べたゲイン補正について詳述する。
上式（１）（２）の右辺の第１項におけるゲインの部分“RL1／（RL1+R1）”“RL2／（RL2+R3）”を補正するためのゲイン補正係数（G1,G2）が、電圧検出回路（33）の構成部品のバラツキを確実に吸収できるように、本実施形態１の制御器（40）は、ゲイン補正係数（G1,G2）を徐々に調整する処理を行う。
図４は、上記ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理の流れを詳細に示す。図５は、電圧検出回路（33）の各検出結果（Vac1,Vac2）を上下に並べて示すと共に、直前の電源半周期で電源電圧（Vin）に対し支配的であった検出結果の種類、及び、調整対象となるゲイン補正係数を、電源ゼロクロス毎に表している。
前提として、ゲイン補正係数（G1,G2）の補正前か後かに拘わらず、全ての各種検出回路（31,32,33,36）は常に検出動作を行っているものとし、制御器（40）は上式（３）〜上式（５）を用いて電源電流（Iin1）の演算を行っているものとする。更に、ゲイン補正係数（G1,G2）の補正前か後かに拘わらず、制御器（40）は、図示しない検出部により検出されたインバータ（27）側に流れる電流（Iinv）と、直流電圧検出回路（36）が検出した直流リンク電圧（Vdc）を上式（６）に用いて、電源電流（Iin2）の演算も行っているものとする。これらの演算結果は、図示しないメモリに逐次蓄積される。
図４に示すように、制御器（40）は、電源位相（θin）に基づき電源ゼロクロスのタイミングを把握する（ステップS10）。電源ゼロクロスのタイミングに至ると（ステップS10のYes）、制御器（40）は、上式（５）の演算結果、即ちリアクトル（29）の両端電圧（VL）における積分値の、所定時間あたりの平均値（即ち、電源電流（Iin1）の所定時間あたりの平均値）に相関する値を、第１値として演算する。更に、制御器（40）は、上式（６）の演算結果、即ち直流リンク電圧（Vdc）の微分値と検出されたインバータ（27）側に流れる電流（Iinv）との合計値の、所定時間あたりの平均値（即ち、電源電流（Iin2）の所定時間あたりの平均値）に相関する値を、第２値として演算する。例えば、制御器（40）は、上式（５）の演算結果（Iin1）を所定時間分積算し（iin_sum1）、これを積算回数cut_sumで除算することにより、単純平均値である第１値を算出する（iin_sum1／cut_sum）。同様に、制御器（40）は、上式（６）の演算結果（Iin2）を所定時間分積算し（iin_sum2）、これを積算回数cut_sumで除算することにより、単純平均値である第２値を算出する（iin_sum2／cut_sum）。
所定時間は、仮に図５における電源ゼロクロスのタイミング“Ａ”でのゲイン補正係数の調整処理では、その直前の電源半周期区間“Ｂ”に設定される。即ち、制御器（40）は、直前の電源半周期区間である区間Ｂにおける上式（５）の演算結果（Iin1）の単純平均値を第１値とし、同区間Ｂにおける上式（６）の演算結果（Iin2）の単純平均値を第２値として求める。
次いで、図４に示すように、制御器（40）は、第１値と第２値との差を算出する（iin_err＝（iin_sum1/cut_sum）−（iin_sum2/cut_sum））（ステップS11）。特に、本実施形態１では、微分演算の値である第２値を基準とし、第１値が第２値からどの程度プラス側またはマイナス側に乖離しているかを算出する。
なお、本実施形態１では、第１値及び第２値が単純平均値である場合を例示しているが、第１値及び第２値は、平均値に相関する値であれば良く、必ずしも平均値である必要はない。例えば、第１値は、上式（５）の演算結果（Iin1）を所定時間分積算した値そのもの（iin_sum1）であってもよく、第２値は、上式（６）の演算結果（Iin2）を所定時間分積算した値そのもの（iin_sum2）であってもよい。
次いで、制御器（40）は、現在の電源ゼロクロスの直前の電源半周期にて電源電圧（Vin）に対し支配的であった検出結果が、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のうちどちらであったのかを判定する（ステップS12）。判定結果から、制御器（40）は、現時点において調整対象とするべきゲイン補正係数（G1,G2）を決定する。
例えば、図５における電源ゼロクロス“Ａ”でのゲイン補正係数の調整処理では、その直前の電源半周期区間“Ｂ”の間に支配的であった検出結果は“Vac2”となっている。そこで、制御器（40）は、当該検出結果“Vac2”に対応するゲイン補正係数“G2”を、調整対象として決定する。
図４のステップS12において、判定結果が検出結果“Vac1”である場合（ステップS12のYes）、制御器（40）は、ステップS11で求めた第１値と第２値との差（iin_err）がプラスの値かマイナスの値か、即ち、第２値を基準として第１値がプラス側なのかマイナス側なのかを判定する（ステップS13）。
ステップS13において、当該差（iin_err）がプラスの値である場合（ステップS13のYes）、制御器（40）は、ゲイン補正係数（G1）を小さくする（ステップS14）。逆に、当該差（iin_err）がマイナスの値である場合（ステップS13のNo）、制御器（40）は、ゲイン補正係数（G1）を大きくする（ステップS15）。
また、ステップS12において、判定結果が検出結果“Vac2”である場合（ステップS12のNo）、制御器（40）は、ステップS13と同様、ステップS11で求めた第１値と第２値との差（iin_err）がプラスの値かマイナスの値かを判定する（ステップS16）。
ステップS16において、当該差（iin_err）がプラスの値である場合（ステップS16のYes）、制御器（40）は、ゲイン補正係数（G2）を小さくする（ステップS17）。逆に、当該差（iin_err）がマイナスの値である場合（ステップS16のNo）、制御器（40）は、ゲイン補正係数（G2）を大きくする（ステップS18）。
ステップS14,S15,S17,S18の後、制御器（40）は、ステップS11で求めた第１値及び第２値をクリアする（ステップS19）。
ステップS19の後、制御器（40）は、ステップS14,S15,S17,S18にて調整した後のゲイン補正係数（G1,G2）を上式（３）に当てはめることで、上式（３）を更新する。そして、制御器（40）は、更新された上式（３）に加え、上式（４）及び上式（５）を用いて、図３のステップS1〜S3で順に説明したように、電源電圧（Vin）、リアクトル（29）の両端電圧（VL）、積分方法による電源電流（Iin1）を逐次演算し続ける（S20）。
次いで、制御器（40）は、ステップS19のタイミングから電源周期が１周経過した電源ゼロクロスのタイミングにて、当該タイミング直前の電源半周期の期間における第１値及び第２値を再度求め、その差（iin_err）を演算する。制御器（40）は、当該差（iin_err）が概ねゼロであるか否か（即ち、第１値が第２値と一致したか否か）を判定する。
当該差（iin_err）が概ねゼロでない場合（即ち、第１値が第２値と一致しない場合）（ステップS21のNo）、制御器（40）は、再度ステップS10以降の動作を繰り返す。ステップS21にて、当該差（iin_err）が概ねゼロである場合（即ち、第１値が第２値と概ね一致する場合）（ステップS21のYes）、制御器（40）は、ゲイン補正係数（G1,G2）が電圧検出回路（33）のバラツキを吸収できる程度に調整が行われたものと判断し、ゲイン補正係数（G1,G2）の一連の調整動作を終了する。即ち、ステップS10からステップS21は、ゲイン補正係数（G1,G2）が電圧検出回路（33）のバラツキを吸収できる程度に調整されるまで、繰り返し行われる。ステップS21が満たされるということは、第１値が第２値と一致することによって、ゲイン補正係数（G1,G2）の合わせ込みの基準である式（６）に係るコンデンサ（26）に流れる電流（Ic）（微分演算部分）の、所定時間（ここでは電源半周期）あたりの平均値に相関する値が、ゼロに収束したことを意味する。同時にこれは、推定した電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、インバータ（27）側に流れる電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致することを意味する。
なお、ゲイン補正（詳細には、ゲイン補正係数の調節）処理を表すステップS11〜ステップS21のうち、ステップS13〜S15は、電源前半部に寄与するゲイン補正係数（G1）の調整過程を表し、ステップS16〜S18は、電源後半部に寄与するゲイン補正係数（G2）の調整過程を表す。
図６は、上述したゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理の過程を例示したものである。先ず、図６の（ａ）は、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理が実行される前の、基準である式（６）の演算結果（Iin2）と、式（５）の演算結果（Iin1）とを表す。図６の（ａ）は、第１電圧検出部（34）のゲインが設計値からプラス側にずれており、第２電圧検出部（35）のゲインが設計値からマイナス側にずれている状態を例示している。すると、第１検出結果（Vac1）が支配的である電源前半部では、電源電流（Iin1）の電流値が、基準である電源電流（Iin2）に対し全体的に高くなっている。一方、第２検出結果（Vac2）が支配的である電源後半部では、電源電流（Iin1）の電流値が、基準となる電源電流（Iin2）に対し全体的に低くなっている。
ここで、ゲインが設計値からプラス側にずれるとは、構成部品のバラツキの影響により、第１電圧検出部（34）が、実際に検出するべき電圧値よりも大きい電圧値を検出した場合を言う。ゲインが設計値からマイナス側にずれるとは、構成部品のバラツキの影響により、第２電圧検出部（35）が、実際に検出するべき電圧値よりも小さい電圧値を検出した場合を言う。
図６の（ｂ）は、図６の（ａ）の状態から、電源前半部に対して図４のステップS14が行われた場合を表す。この場合、ステップS14により、第１電圧検出部（34）のバラツキを吸収できる程度に、電源前半部に寄与するゲイン補正係数（G1）が調整されたため、再計算された式（５）による電源電流（Iin1）は、基準となる式（６）の電源電流（Iin2）と概ね一致している。しかし、図６の（ｂ）では、ステップS15〜S17は未だ行われていないため、電源後半部では依然として電源電流（Iin1）と電源電流（Iin2）が乖離している。
図６の（ｃ）は、図６の（ｂ）の状態から、電源後半部に対して図４のステップS18が行われた場合を表す。この場合、ステップS18により、第２電圧検出部（35）のバラツキを吸収できる程度に、電源後半部に寄与するゲイン補正係数（G2）が調整されたため、再計算された式（５）による電源電流（Iin1）は、基準となる式（６）の電源電流（Iin2）と、電源前半部から電源後半部にかけて概ね一致している。
従って、図６の（ｃ）では、第１及び第２電圧検出部（34,35）を含む電圧検出回路（33）のゲインの個体差が電源電流（Iin1）の推定に影響をおよぼす可能性は、低減されていると言える。
＜オフセット補正係数の調整処理＞
ここでは、図３で述べたオフセット補正について詳述する。
上式（１）（２）の右辺の第２項におけるオフセットの部分“（R1／（RL1+R1））×（R2／（R2+R5））”“（R3／（RL2+R3））×（R4／（R4+R6））”を補正するためのオフセット補正係数（offset）が、電圧検出回路（33）の構成部品のバラツキを確実に吸収できるように、本実施形態１の制御器（40）は、オフセット補正係数（offset）の調整処理を更に行う。
図７は、上記オフセット補正係数（offset）の調整処理の流れを詳細に示す。本実施形態１に係るオフセット補正処理（即ち、オフセット補正係数（offset）の調整処理）は、上述した図４のゲイン補正処理（即ち、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理）の後に行われる。
前提として、全ての各種検出回路（31,32,33,36）は、常に検出動作を行っているものとし、制御器（40）は、上式（３）〜上式（５）を用いて電源電流（Iin1）の演算を行っているものとする。更に、制御器（40）は、直流電圧検出回路（36）が検出した直流リンク電圧（Vdc）を上式（６）に用いて電源電流（Iin2）の演算も行っているものとする。これらの演算結果は、図示しないメモリに逐次蓄積される。
図７に示すように、制御器（40）は、上式（５）を用いて電源電流（Iin1）、即ちリアクトル（29）の両端電圧（VL）の積分値に基づく電源電流（Iin1）（第３値に相当）を演算し、且つ、上式（６）を用いて電源電流（Iin2）、即ちコンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）の微分値に基づく電源電流（Iin2）（第４値に相当）を演算する。制御器（40）は、これらの各電源電流（Iin1,Iin2）をフーリエ変換する。当該フーリエ変換の結果に基づいて、制御器（40）は、各電源電流（Iin1,Iin2）それぞれについて、電源周波数の２倍周波数成分と、該２倍周波数成分での振幅（iin_amp1,iin_amp2）を求める（ステップS31）。
次いで、制御器（40）は、ステップS31で求めた振幅（iin_amp1, iin_amp2）それぞれを、所定値と比較する（ステップS32）。振幅（iin_amp1,iin_amp2）の少なくとも一方が所定値よりも大きい場合、制御器（40）の処理は、ステップS33以降の動作を行う。しかし、両方の振幅（iin_amp1,iin_amp2）が所定値よりも小さい場合（ステップS32のNo）、制御器（40）は、ステップS33以降の処理（即ちオフセット補正処理）を行わず、図４の最初のステップS10の処理に移行する。
ここで、上記所定値は、各電源電流（Iin1,Iin2）の位相、及びこれらの位相差が正確に演算できる場合の、最低限の振幅（iin_amp1,iin_amp2）の大きさに設定されていることが好ましい。即ち、ステップS32は、電源周波数の２倍周波数成分の振幅（iin_amp1,iin_amp2）が小さすぎると、次ステップS33における位相及び位相差が正確に演算できないために行われる処理である。
ステップS32において、振幅（iin_amp1,iin_amp2）の少なくとも一方が所定値よりも大きい場合（ステップS32のYes）、制御器（40）は、各種検出回路（31,32,33,36）及びステップS31のフーリエ変換の結果等を適宜用いて、各電源電流（Iin1,Iin2）の位相（inn_phase1,inn_phase2）、及びこれらの差である位相差（inn_phase_err）を算出する（inn_phase_err＝iin_phase1−inn_phase2）（ステップS33）。特に、本実施形態１では、制御器（40）は、微分演算を含む上式（６）による電源電流（Iin2）を基準とし、上式（５）による電源電流（Iin1）がどの程度プラス側またはマイナス側に乖離しているかを、位相差（inn_phase_err）として算出する。
なお、上記ステップS31〜S33は、ゲイン補正係数の調整処理と同様、電源ゼロクロスのタイミングにて行われる。例えば、図５の電源ゼロクロスのタイミング“Ａ”におけるオフセット補正係数の調整処理では、制御器（40）は、その直前の電源半周期区間“Ｂ”における上式（５）の演算結果（即ち電源電流Iin1）と、当該区間Ｂにおける上式（６）の演算結果（即ち電源電流Iin2）とを求める。
次いで、制御器（40）は、現在の電源ゼロクロスの直前の電源半周期にて電源電圧（Vin）に対し支配的であった検出結果が、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のうちどちらであったのかを判定する（ステップS34）。例えば、図５の電源ゼロクロス“Ａ”でのオフセット補正係数の調整処理では、その直前の電源半周期区間“Ｂ”の間に支配的であった検出結果は“Vac2”となっている。この場合、制御器（40）は、現在の電源ゼロクロス“Ａ”の直前の電源半周期区間“Ｂ”は、電源後半部が支配的であったことが判明する。
図７のステップS34において、判定結果が第１検出結果“Vac1”である場合（ステップS34のYes）、制御器（40）は、ステップS33で求めた位相差（inn_phase_err）がマイナスの値かプラスの値か、即ち、電源電流（Iin2）（第４値）を基準として電源電流（Iin1）（第３値）がプラス側なのかマイナス側なのかを判定する（ステップS35）。
ステップS35において、当該位相差（inn_phase_err）がプラスの値である場合（ステップS35のYes）、制御器（40）は、オフセット補正係数（offset）を大きくする（ステップS36）。逆に、当該位相差（inn_phase_err）がマイナスの値である場合（ステップS35のNo）、制御器（40）は、オフセット補正係数（offset）を小さくする（ステップS37）。
また、ステップS34において、判定結果が第２検出結果“Vac2”である場合（ステップS34のNo）、制御器（40）は、ステップS35と同様、ステップS33で求めた位相差（inn_phase_err）がプラスの値であるかマイナスの値であるのかを判定する（ステップS38）。
ステップS38において、当該位相差（inn_phase_err）がプラスの値である場合（ステップS38のYes）、制御器（40）は、オフセット補正係数（offset）を小さくする（ステップS39）。逆に、当該位相差（inn_phase_err）がマイナスの値である場合（ステップS38のNo）、制御器（40）は、オフセット補正係数（offset）を大きくする（ステップS40）。
このように、電源前半部に焦点を当てたステップS35〜S37と、電源後半部に焦点を当てたステップS38〜S40とでは、位相差（inn_phase_err）がプラスの値であるのかマイナスの値であるのかの判定（即ち位相（inn_phase1, inn_phase2）の大小関係）に応じてオフセット補正係数（offset）の大小を変化させる制御内容が、真逆となっている。
ステップS36,S37,S39,S40において、オフセット補正係数（offset）の調整幅は、位相差（inn_phase_err）がゼロに収束するように、即ち第３値である電源電流（Iin1）の位相（inn_phase1）が第４値である電源電流（Iin2）の位相（inn_phase2）と概ね一致するように、位相差（inn_phase_err）に応じて決定されることが好ましい。
ステップS36,S37,S39,S40の後、制御器（40）の処理は、図４のステップS21に移行する。
なお、図７では図示していないが、ステップS36,S37,S39,S40の後、制御器（40）は、調整後のオフセット補正係数（offset）に基づいて電源電流（Iin1）の位相（inn_phase1）を再演算すると共に、当該電源電流（Iin1）の位相（inn_phase1）と基準となる電源電流（Iin2）の位相（inn_phase2）との差を比較し、これらの位相差（inn_phase_err）が概ねゼロに収束したことを確認してもよい。
次に、上述したオフセット補正係数（offset）の調整処理の過程を、図８〜図１０を用いて簡単に示す。
図８の（ａ）は、オフセット補正係数（offset）の調整処理が実行される前の、基準である式（６）による電源電流（Iin2）と、式（５）による電源電流（Iin1）とを表す。図８の（ｂ）は、図８の（ａ）の各電源電流（Iin1,Iin2）それぞれを、電源周波数の２倍周波数成分にて表したものである。図８の（ａ）及び（ｂ）の状態では、未だゲイン補正及びオフセット補正のいずれも行っていない。特に、図８の（ａ）は、電源前半部では、基準である電源電流（Iin2）に対し電源電流（Iin1）が全体的に低くなっており、電源後半部では、基準である電源電流（Iin2）に対し電源電流（Iin1）が全体的に高くなっている。図８の（ｂ）からは、基準である電源電流（Iin2）に対し電源電流（Iin1）の位相（inn_phase1）が進んでおり、電源電流（Iin2）の位相（inn_phase2）を基準とすると、電源電流（Iin1,Iin2）同士の位相差（inn_phase_err）は、マイナスの値となっているように見える。
図９は、図８の状態から、先にゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理のみが図４に従って行われた後の状態を表す。具体的に、図９の（ａ）は、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理のみが実行された後の、基準である式（６）による電源電流（Iin2）と、式（５）による電源電流（Iin1）とを表す。図９の（ｂ）は、図９の（ａ）の各電源電流（Iin1,Iin2）それぞれを、電源周波数の２倍周波数成分にて表したものである。電源前半部については、図４のステップS15により、第１電圧検出部（34）のバラツキを吸収できる程度にゲイン補正係数（G1）が調整され、電源後半部については、図４のステップS17により、第２電圧検出部（35）のバラツキを吸収できる程度にゲイン補正係数（G2）が調整された状態を、図９は表している。そのため、電源前半部から電源後半部にかけて、再計算された電源電流（Iin1）の大きさは、基準となる電源電流（Iin2）の大きさと概ね一致している。
しかし、図９では、未だオフセット補正係数（offset）の調整処理がなされていない。そのため、図９の（ｂ）から明らかなように、電源電流（Iin1,Iin2）同士の位相（inn_phase1,inn_phase2）は、一致していない。
なお、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理前の図８の（ｂ）では、電源電流（Iin2）に対し電源電流（Iin1）の位相（inn_phase1）が進んでいるように見えたが、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理後の図９の（ｂ）では、電源電流（Iin2）に対し電源電流（Iin1）の位相（inn_phase1）が進んでいるのではなく遅れていることが分かる。図９の（ｂ）では、電源電流（Iin2）の位相（inn_phase2）を基準とすると、電源電流（Iin1,Iin2）同士の位相差（inn_phase_err）は、マイナスではなくプラスの値となっている。これは、ゲイン補正がオフセット補正よりも先に行われることにより、電源電流（Iin1）の本来の位相（inn_phase1）の状態が明確になったことを表す。このように、ゲイン補正がオフセット補正よりも先に行われることより、オフセット補正係数（offset）を調整し易くなるメリットがある。
図１０は、図９の状態から、更にオフセット補正係数（offset）の調整処理が図７に従って行われた後の状態を表す。具体的に、図１０の（ａ）は、オフセット補正係数（offset）の調整処理が実行された後の、基準である式（６）による電源電流（Iin2）と、式（５）による電源電流（Iin1）とを表す。図１０の（ｂ）は、図１０の（ａ）の各電源電流（Iin1,Iin2）それぞれを、電源周波数の２倍周波数成分にて表したものである。図９の（ｂ）にて説明したように、電源電流（Iin1,Iin2）同士の位相差（inn_phase_err）がプラスの値であることから、図７のステップS36またはステップS39に従って、第１及び第２電圧検出部（34,35）のバラツキを吸収できる程度にオフセット補正係数（offset）が調整された。そのため、図１０では、再計算された式（５）による電源電流（Iin1）と基準となる式（６）による電源電流（Iin2）の電流値の一致のみならず、各電源電流（Iin1,Iin2）の位相（inn_phase1,inn_phase2）同士も、電源前半部から電源後半部にかけて概ね一致している。
従って、図１０では、第１及び第２電圧検出部（34,35）を含む電圧検出回路（33）のオフセットの個体差が電源電流（Iin1）の推定に影響をおよぼす可能性は、低減されていると言える。
＜効果＞
本実施形態１では、電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）が電圧検出回路（33）で検出されるが、その第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）は、そのまま電源電流の推定に利用されるのではなく、ゲイン補正がなされた後にリアクトル（29）の両端電圧（VL）が演算を経て電源電流（Iin）の推定に利用される。特に、ゲインは、推定した電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、インバータ（27）側に流れる電流（即ち、コンデンサ（26）の下流側の電流）（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように補正される。これにより、本実施形態１では、電流センサや電流検出回路を用いず、構成が比較的シンプルな電圧検出回路（33）を用いて、電源電流（Iin）を精度良く算出することができる。
また、本実施形態１では、コンデンサ（26）は、コンバータ回路（21）からの電圧変動を吸収することなく、インバータ回路（27）のスイッチングによる電圧変動を吸収するような、比較的小容量のものとなっている。それ故、コンデンサ（26）は、交流電源（91）の電源周波数に起因するようなリプル電圧を平滑化できず、電源高調波が発生しやすい状況にあるため、電源高調波がなるべく小さくなるように、電源電流を用いてインバータ回路（27）を制御する必要がある。これに対し、本実施形態１では、上述のように、精度の良い電源電流（Iin）が推定される。従って、電源高調波を抑制するインバータ回路（27）の制御も、より精度が高いものとなる。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、上式（４）にて示されるように、更に、リアクトル（29）の電圧降下分（VR）に基づいてリアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。これにより、リアクトル（29）の両端電圧（VL）は、より精度良く求められる。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、上式（４）にて示されるように、更に、ダイオード（D1〜D4）にて生じる電圧降下（Vdb）に基づいてリアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。これにより、リアクトル（29）の両端電圧（VL）は、より精度良く求められる。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、インバータ（27）側に流れる電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、第１電圧検出部（34）の第１検出結果（Vac1）及び第２電圧検出部（35）の第２検出結果（Vac2）それぞれのゲインを補正し、ゲイン補正後の第１検出結果（Vac1）とゲイン補正後の第２検出結果（Vac2）との差に基づいて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める。これにより、キャリアノイズの影響がキャンセルされた、精度の高いリアクトル（29）の両端電圧（VL）が求められる。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、リアクトル（29）の両端電圧（VL）における積分値に関連した第１値と、コンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）における微分値に関連した第２値とが一致することによって、推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値がインバータ（27）側に流れる電流（Iinv）の所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、電圧検出回路（33）の第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のゲインを補正する。これにより、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のゲイン補正は、精度良く行われる。
なお、上記所定時間は、交流電源（91）の半周期に設定されている。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、リアクトル（29）の両端電圧（VL）の積分値に基づく電源電流（Iin1）の位相と、コンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）の微分値に基づく電源電流（Iin2）の位相とが一致するように、電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットが補正される。これにより、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のオフセット補正は、精度良く行われる。更に、ゲイン補正のみならずオフセット補正がなされた第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）がより精度良く求められるため、当該両端電圧（VL）に基づいて推定される電源電流（Iin）は、より実際の値に近づくことができる。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、各電源電流（Iin1,Iin2）それぞれについて、電源周波数の所定倍の周波数成分での振幅（inn_amp1,inn_amp2）を演算し、振幅（inn_amp1,inn_amp2）が所定値よりも大きい場合にのみ、各電源電流（Iin1,Iin2）の位相が正確に演算できると判断し、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットの補正を行う。これにより、オフセット補正の精度が低下することを抑制することができる。
また、本実施形態１では、制御器（40）は、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のゲイン補正を行った後に、第１及び第２検出結果（Vac1,Vac2）のオフセット補正を行う。これにより、オフセット補正時、オフセット補正がし易くなる。
＜オフセット補正係数（offset）の調整処理に係る変形例＞
オフセット補正係数（offset）の調整処理は、図７に係る方法以外であってもよい。
なお、以下の変形例１，２では、オフセット補正係数（offset）の調整処理の方法が上記と異なるのみであり、電力変換装置（1）及び電流推定装置（10）の回路構成、及び、ゲイン補正処理（ゲイン補正係数G1,G2の調整処理）は、上記と同様である。
−変形例１−
本変形例１では、制御器（40）は、電圧検出回路（33）の各検出結果（Vac1,Vac2）から、本来の設計値からのオフセットのズレ分を求め、そのズレ分をオフセット補正係数（offset）とする。
図１１は、電圧検出回路（33）の各検出結果（Vac1,Vac2）それぞれに対応する正側電圧（V1）及び負側電圧（V2）を示す。既に説明したように、正側電圧（V1）は、電源電圧（Vin）の電源前半部にて支配的であるが、電源後半部では支配的ではない。それ故、正側電圧（V1）は、電源後半部では設計上電圧値は概ね“０V”で一定となるはずである。また、負側電圧（V2）は、電源電圧（Vin）の電源後半部にて支配的であるが、電源前半部では支配的ではない。それ故、負側電圧（V2）は、電源前半部では設計上電圧値は“０V”で一定となるはずである。しかしながら、正側電圧（V1）の電源後半部及びに負側電圧（V2）の電源前半部にて実際の電圧値が“０V”で一定とならないのは、電圧検出回路（33）の構成部品のバラツキ（個体差及び温度特性）が起因して、実際のオフセットの値が本来のオフセットの設計値がずれてしまうからである。
そこで、本変形例１に係る制御器（40）は、電圧検出回路（33）の第１検出結果（Vac1）に対しては、電源後半部の間（具体的には、電源位相（θin）が１８０度〜３６０度の区間）の平均値を算出することで、当該電圧検出回路（33）における第１電圧検出部（34）のオフセットを検出する。制御器（40）は、第２検出結果（Vac2）に対しては、電源前半部の間（具体的には、電源位相（θin）が０度〜１８０度の区間）の平均値を算出することで、当該電圧検出回路（33）における第２電圧検出部（35）のオフセットを検出する。そして、制御器（40）は、第１電圧検出部（34）のオフセットと第２電圧検出部（35）のオフセットとの差をオフセット補正係数（offset）として決定する。つまり、この手法では、電圧検出回路（33）の第１検出結果（Vac1）及び第２検出結果（Vac2）の両方を用いて、オフセット補正係数（offset）が求められている。
なお、制御器（40）は、電圧検出回路（33）の第１検出結果（Vac1）のみ、または、第２検出結果（Vac2）のみを用いて、オフセット補正係数（offset）を求めてもよい。また、制御器（40）は、第１検出結果（Vac1）の電源後半部と第２検出結果（Vac2）の電源前半部との平均値を求めてもよい。
また、制御器（40）は、第１電圧検出部（34）のオフセットと第２電圧検出部（35）のオフセットとの差をオフセット補正係数（offset）とするではなく、以下のような手法を用いても良い。制御器（40）は、第１電圧検出部（34）のオフセットを用いて第１検出結果（Vac1）を補正することにより、正確な第１検出結果（Vac1）を検出する。また、制御器（40）は、第２電圧検出部（35）のオフセットを用いて第２検出結果（Vac2）を補正することにより、正確な第２検出結果（Vac2）を検出する。この場合、制御器（40）は、正確な両検出結果（Vac1,Vac2）の差、即ち正確な検出結果（Vac1,Vac2）それぞれを式（３）の右辺の第１項及び第２項として利用することにより、正確な電源電圧（Vin）を算出することができる。
このように、各検出結果（Vac1,Vac2）が支配的ではない区間における該検出結果（Vac1,Vac2）の平均値は、オフセットのズレ分に相当するため、本変形例１では、オフセットのズレ分であるオフセット補正係数（offset）を、簡単に求めることができる。更に、電流推定装置（10）は、オフセット補正後の電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）を用いて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）をより精度良く求めることができる。
−変形例２−
本変形例２では、制御器（40）は、電圧検出回路（33）の各検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて電源電圧（Vin）を演算し、その演算結果（演算による電源電圧（Vin））に基づいて本来の設計値からのオフセットのズレ分を求め、そのズレ分をオフセット補正係数（offset）とする。
具体的に、制御器（40）は、電圧検出回路（33）の各検出結果（Vac1,Vac2）を上式（３）に当てはめ、電源電圧（Vin）を演算する。本変形例２では、上記実施形態１と同様、オフセット補正係数（offset）の調整処理はゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理後に行われる場合を例示しているため（図４，図７）、上式（３）では、ゲイン補正係数（G1,G2）のみが調整済みの状態であるとする。
また、制御器（40）は、電源位相検出回路（31）による交流電源（91）の電源位相（θin）に基づき、交流電源（91）の電源ゼロクロスのタイミングを把握している。
そこで、図１２に示すように、制御器（40）は、交流電源（91）の電源ゼロクロス付近での、演算によりもとめた電源電圧（Vin）の電圧値を求め、求めた電圧値に基づいて、オフセット補正係数（offset）の調整を行う。具体的には、制御器（40）は、電源ゼロクロス付近での電源電圧（Vin）の電圧値がプラスである場合、オフセット補正係数（offset）を小さくし、電源ゼロクロス付近での電源電圧（Vin）の電圧値がプラスである場合、オフセット補正係数（offset）を大きくする調整を行う。
なお、制御器（40）は、求めたオフセット補正係数（offset）を用いて電圧検出回路（33）の第１検出結果（Vac1）及び第２検出結果（Vac2）のオフセット補正を行う。
このように、交流電源（91）のゼロクロス付近での電源電圧（Vin）の電圧値は、オフセットのズレ分に相当する。このように、本変形例２では、オフセット補正係数（offset）としてのオフセットのズレ分を、簡単に求めることができる。更に、電流推定装置（10）は、オフセット補正後の電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）を用いて、リアクトル（29）の両端電圧（VL）をより精度良く求めることができる。
なお、オフセット補正係数（offset）により、再演算後の電源電圧（Vin）の電源ゼロクロス付近での電圧値がゼロに収束するまで、上記手順が繰り返されても良い。オフセット補正係数（offset）の調整の際、制御器（40）は、電源ゼロクロス付近における電源電圧（Vin）の電圧値の大きさをオフセットの設計値から減算し、減算結果をオフセット補正係数（offset）として設定してもよい。
≪実施形態２≫
本実施形態２では、上記実施形態１とは電力変換装置（1）及び電流推定装置（10）の回路構成が異なる例を示す。図１３に示す本実施形態２と図１に示す上記実施形態１とでは、リアクトル（29）の位置、及び、電圧検出回路（33）の検出位置が異なっている。
なお、説明の便宜上、図１３は、図１と対応する構成については同じ符合を付している。
リアクトル（29）は、コンバータ回路（21）と直流リンク部（25）のコンデンサ（26）との間において、電源配線（4）上に接続されている。即ち、本実施形態２に係るリアクトル（29）は、ＡＣ側ではなく、ＤＣ側に位置していると言える。
電圧検出回路（33）は、コンバータ回路（21）と直流リンク部（25）のコンデンサ（26）との間において、リアクトル（29）の入力側に設けられている。電圧検出回路（33）は、複数の抵抗（ここでは２つ）からなる分圧回路で構成され、リアクトル（29）に印加される電圧を、交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac）として検出する。即ち、本実施形態２に係る電圧検出回路（33）の検出位置は、ＡＣ側ではなく、ＤＣ側であると言える。
なお、図１３は、電源位相検出回路（31）及び電源周波数検出回路（32）が設けられていない場合を例示しているが、設けられていても良い。
リアクトル（29）及び電圧検出回路（33）以外の回路構成は、上記実施形態１と同様であるため、説明を省略する。
また、電源電流（Iin）の推定に際し、基本的には式（３）〜（６）が利用される。但し、電圧検出回路（33）の検出結果が１つであるため、上式（１）（２）のうち一方は不要となる。
更に、図１７の“回路パターンNo.2”に該当するレコードで示されるように、図１３の回路構成では、上記実施形態１で説明したコンバータ回路（21）におけるダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正と、オフセット補正係数（offset）の調整処理（オフセット補正処理）は不要となる。ダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正が不要であるのは、電圧検出回路（33）の検出位置がＤＣ側だからであり、オフセット補正係数（offset）の調整処理が不要であるのは、リアクトル（29）の位置がＤＣ側だからである。図１３の回路構成では、リアクトル（29）での電圧降下分（VR）の補正、及び、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理（ゲイン補正処理）は、上記実施形態１と同様に行われる。
≪実施形態３≫
本実施形態３では、上記実施形態１とは電力変換装置（1）及び電流推定装置（10）の回路構成が異なる例を示す。図１４に示す本実施形態３と図１に示す上記実施形態１とでは、リアクトル（29）の位置、及び、電圧検出回路（33）の回路構成が異なっている。
なお、説明の便宜上、図１４は、図１と対応する構成については同じ符合を付している。
リアクトル（29）は、コンバータ回路（21）と直流リンク部（25）のコンデンサ（26）との間において、電源配線（4）上に接続されている。即ち、本実施形態３に係るリアクトル（29）は、ＡＣ側ではなく、ＤＣ側に位置していると言える。
電圧検出回路（33）は、交流電源（91）とコンバータ回路（21）との間において、配線（2）及び配線（3）と接続されている。即ち、本実施形態３に係る電圧検出回路（33）の検出位置は、図１と同様、ＡＣ側であると言える。このような電圧検出回路（33）は、複数の抵抗（ここでは２つ）からなる分圧回路で構成される。具体的に、電圧検出回路（33）は、交流電源（91）の正側電圧（V1）及び負側電圧（V2）それぞれが、直列に接続された２つの抵抗にダイオードを介して印加される回路構成を有する。
なお、図１４は、電源位相検出回路（31）及び電源周波数検出回路（32）が設けられていない場合を例示しているが、設けられていても良い。
リアクトル（29）及び電圧検出回路（33）以外の回路構成は、上記実施形態１と同様であるため、説明を省略する。
また、電源電流（Iin）の推定に際し、基本的には式（３）〜（６）が利用される。但し、電圧検出回路（33）の検出結果が１つであるため、上式（１）（２）のうち一方は不要となる。
更に、図１７の“回路パターンNo.3”に該当するレコードで示されるように、図１４の回路構成では、上記実施形態１で説明したオフセット補正係数（offset）の調整処理（オフセット補正処理）のみが不要となる。オフセット補正係数（offset）の調整処理が不要であるのは、リアクトル（29）の位置がＤＣ側だからである。図１４の回路構成では、コンバータ回路（21）におけるダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正、リアクトル（29）での電圧降下分（VR）の補正、及び、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理（ゲイン補正処理）は、上記実施形態１と同様に行われる。ダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正を行うのは、電圧検出回路（33）の検出位置がＡＣ側だからである。
≪実施形態４≫
本実施形態４では、上記実施形態１とは電力変換装置（1）及び電流推定装置（10）の回路構成が異なる例を示す。図１５に示す本実施形態４と図１に示す上記実施形態１とでは、電圧検出回路（33）の回路構成のみが異なっている。
なお、説明の便宜上、図１５は、図１と対応する構成については同じ符合を付している。
電圧検出回路（33）は、交流電源（91）とコンバータ回路（21）との間において、配線（2）及び配線（3）と接続されている。即ち、本実施形態４に係る電圧検出回路（33）の検出位置は、図１と同様、ＡＣ側であると言える。このような電圧検出回路（33）は、複数の抵抗（ここでは２つ）からなる分圧回路で構成される。具体的に、電圧検出回路（33）は、交流電源（91）の正側電圧（V1）及び負側電圧（V2）それぞれが、直列に接続された２つの抵抗にダイオードを介して印加される回路構成を有する。更に、２つの抵抗の接続ノードは、配線（6）を介して制御器（40）に接続されている。配線（6）と電源との間には、別の抵抗が接続されている。
電圧検出回路（33）以外の回路構成は、上記実施形態１と同様であるため、説明を省略する。
また、電源電流（Iin）の推定に際し、基本的には式（３）〜（６）が利用される。但し、電圧検出回路（33）の検出結果が１つであるため、上式（１）（２）のうち一方は不要となる。
更に、図１７の“回路パターンNo.4”に該当するレコードで示されるように、図１４の回路構成では、コンバータ回路（21）におけるダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正、リアクトル（29）での電圧降下分（VR）の補正、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理（ゲイン補正処理）、及び、オフセット補正係数（offset）の調整処理（オフセット補正処理）の全てが、上記実施形態１と同様に行われる。ダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正を行うのは、電圧検出回路（33）の検出位置がＡＣ側だからであり、オフセット補正係数（offset）の調整処理を行うのは、リアクトル（29）の位置がＡＣ側だからである。
≪実施形態５≫
本実施形態５では、上記実施形態１とは電力変換装置（1）及び電流推定装置（10）の回路構成が異なる例を示す。図１６に示す本実施形態５と図１に示す上記実施形態１とでは、リアクトル（29）の位置のみが異なっている。
なお、説明の便宜上、図１６は、図１と対応する構成については同じ符合を付している。
リアクトル（29）は、コンバータ回路（21）と直流リンク部（25）のコンデンサ（26）との間において、電源配線（4）上に接続されている。即ち、本実施形態５に係るリアクトル（29）は、ＡＣ側ではなく、ＤＣ側に位置していると言える。
なお、図１６は、電源位相検出回路（31）及び電源周波数検出回路（32）が設けられていない場合を例示しているが、設けられていても良い。
リアクトル（29）以外の回路構成は、上記実施形態１と同様であるため、説明を省略する。
また、電源電流Iinの推定に際し、基本的には式（３）〜（６）が利用される。
更に、図１７の“回路パターンNo.5”に該当するレコードで示されるように、図１６の回路構成では、リアクトル（29）の位置がＤＣ側であるため、上記実施形態１で説明したオフセット補正係数（offset）の調整処理（オフセット補正処理）のみが不要となる。図１６の回路構成では、コンバータ回路（21）におけるダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正、リアクトル（29）での電圧降下分（VR）の補正、及び、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理（ゲイン補正処理）は、上記実施形態１と同様に行われる。ダイオード（D1,D4）の電圧降下分（2Vdb）の補正を行うのは、電圧検出回路（33）の検出位置が図１と同様、ＡＣ側だからである。
≪その他の実施形態≫
オフセット補正係数（offset）の調整処理の流れを表した図７では、ステップS32は必須ではない。つまり、電源周波数の２倍周波数成分の振幅（inn_amp1,inn_amp2）と所定値との大小に拘わらず、ステップS33移行の処理が実行されてもよい。
また、上記振幅（inn_amp1,inn_amp2）は、電源周波数の所定倍の周波数成分にて計算されればよく、電源周波数の２倍に限定されずともよい。
図４及び図７のフローでは、ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理を行った後に、オフセット補正係数（offset）の調整処理が行われているが、この順番に限定されずとも良い。ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理とオフセット補正係数offsetの調整処理とが、同時に行われても良い。
ゲイン補正係数（G1,G2）の調整処理は必須だが、その詳細処理は、実施形態１で詳述した内容そのもの限定されずとも良い。ゲイン補正係数（G1,G2）が適切に調整される目的を満たせば、その具体的な内容は、実施形態１で詳述した内容と若干異なっていても良い。
また、オフセット補正係数（offset）の調整処理、リアクトル（29）の電圧降下分（VR）の補正、ダイオード（D1〜D4）での電圧降下分（2Vdb）の補正は、少なくとも１つが実施されずとも良い。
制御器（40）は、図３，図４，図７に示した処理を行うと共に、インバータ制御も行うものとして説明したが、図３，図４，図７に示した処理のみを行うものであってもよい。この場合、インバータ制御を行う制御器は、制御器（40）とは別途設けられる。
図１及び図１５では、交流電源（91）の電源位相（θin）及び電源電圧（Vin）の周波数（fin）それぞれが、検出回路（31,32）によってハードウェア的に検出される場合を例示した。しかし、交流電源（91）の電源位相（θin）及び電源電圧（Vin）の周波数（fin）は、検出回路（31,32）により検出されるのではなく、上式（３）により算出された電源電圧（Vin）に基づいて、演算及び推定されてもよい。即ち、交流電源（91）の電源位相（θin）及び電源電圧（Vin）の周波数（fin）は、ソフトウェア的に求められても良い。例えば、算出された電源電圧（Vin）が閾値（例えば０Ｖ）以下の場合にはLowの値となり、算出された電源電圧（Vin）が上記閾値を超える場合Highの値となる信号を、制御器（40）がゼロクロス信号として生成する。当該ゼロクロス信号により、制御器（40）は、交流電源（91）の電源位相（θin）及び電源電圧（Vin）の周波数（fin）を演算することが可能となる。
コンデンサ（26）は、コンバータ回路（21）からの電圧変動を吸収することなく、インバータ回路（27）のスイッチングによる電圧変動を吸収するような比較的小容量のものでなくてもよい。
推定された電源電流（Iin1）は、インバータ回路（27）の制御のみならず、コンバータ回路（21）の制御等、電力変換装置（1）の幅広い制御に利用されてもよい。
以上説明したように、本発明は、電流センサや電流検出回路を用いず、構成がシンプルな電圧検出回路（33）を用いて、電源電流Iinを精度良く算出する装置について有用である。
1 電力変換装置
10 電流推定装置
29 リアクトル
21 コンバータ回路（整流回路）
26 コンデンサ
27 インバータ回路
33 電圧検出回路
34 第１電圧検出部
35 第２電圧検出部
40 制御器（演算部）
91 交流電源

Claims (16)

  1. 交流電源（91）から出力された交流電力を整流する整流回路（21）と該整流回路（21）から電力供給されるインバータ回路（27）との間にて該整流回路（21）に並列にコンデンサ（26）が接続されると共に、上記交流電源（91）と上記コンデンサ（26）との間にリアクトル（29）が接続されてなる電力変換装置（1）において、上記コンデンサ（26）の上流側の電流である電源電流（Iin）を推定する電流推定装置（10）であって、
    複数の抵抗（34a〜34c,35a〜35c）からなる分圧回路で構成され、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する電圧検出回路（33）と、
    上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、該両端電圧（VL）に基づいて上記電源電流（Iin）を推定する演算部（40）と
    を備え、
    上記演算部（40）は、
    推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の上記所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲインを補正し、
    ゲイン補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  2. 請求項１において、
    上記コンデンサ（26）は、上記整流回路（21）からの電圧変動を吸収することなく、上記インバータ回路（27）のスイッチングによる電圧変動を吸収する
    ことを特徴とする電流推定装置。
  3. 請求項１または請求項２において、
    上記演算部（40）は、更に、上記リアクトル（29）の電圧降下分（VR）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  4. 請求項１から請求項３のうちいずれか１つにおいて、
    上記整流回路（21）は、複数のダイオード（D1〜D4）がブリッジ結線されたダイオードブリッジ回路で構成され、
    上記演算部（40）は、更に、上記ダイオード（D1〜D4）にて生じる電圧降下（Vdb）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  5. 請求項４において、
    上記電圧検出回路（33）は、上記交流電源（91）と上記整流回路（21）との間において、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する
    ことを特徴とする電流推定装置。
  6. 請求項１から請求項５のうちいずれか１つにおいて、
    上記電圧検出回路（33）は、上記交流電源（91）の正側出力に対応する第１電圧検出部（34）と、上記交流電源（91）の負側出力に対応する第２電圧検出部（35）と、を有し、
    上記演算部（40）は、
    推定した上記電源電流（Iin）の上記所定時間あたりの平均値に相関する値が、上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の上記所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記第１電圧検出部（34）の第１検出結果（Vac1）及び上記第２電圧検出部（35）の第２検出結果（Vac2）それぞれのゲインを補正し、
    ゲイン補正後の上記第１検出結果（Vac1）とゲイン補正後の上記第２検出結果（Vac2）との差に基づいて、上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  7. 請求項１から請求項６のうちいずれか１つにおいて、
    上記演算部（40）は、
    上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）における積分値の、上記所定時間あたりの平均値に相関する値を第１値として演算し、
    上記コンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）における微分値と上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）との合計値の、上記所定時間あたりの平均値に相関する値を第２値として演算し、
    上記第１値が上記第２値と一致することによって、推定した上記電源電流（Iin）の上記所定時間あたりの平均値に相関する値が上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の上記所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲインを補正する
    ことを特徴とする電流推定装置。
  8. 請求項７において、
    上記所定時間は、上記交流電源（91）の半周期に設定されている
    ことを特徴とする電源演算装置。
  9. 請求項１から請求項８のうちいずれか１つにおいて、
    上記演算部（40）は、
    上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）の積分値に基づく上記電源電流（Iin1）、を第３値として演算し、
    上記コンデンサ（26）の両端電圧（Vdc）の微分値に基づく上記電源電流（Iin2）、を第４値として演算し、
    上記第３値の位相が上記第４値の位相と一致するように、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットを補正し、
    オフセット補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  10. 請求項９において、
    上記演算部（40）は、
    上記第３値及び上記第４値それぞれについて、電源周波数の所定倍の周波数成分での振幅（inn_amp1,inn_amp2）を演算し、
    上記振幅（inn_amp1,inn_amp2）が所定値よりも大きい場合、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットの補正を行い、
    上記振幅（inn_amp1,inn_amp2）が上記所定値よりも小さい場合、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットの補正を行わない
    ことを特徴とする電流推定装置。
  11. 請求項１から請求項８のうちいずれか１つにおいて、
    上記演算部（40）は、
    上記交流電源（91）の一周期のうち、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）が支配的ではない区間における該検出結果（Vac1,Vac2）の平均値を求め、これを用いて上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットを補正し、
    オフセット補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  12. 請求項１から請求項８のうちいずれか１つにおいて、
    上記演算部（40）は、
    上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）を演算し、
    上記交流電源（91）のゼロクロス付近での上記電源電圧（Vin）の電圧値を用いて上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセットを補正し、
    オフセット補正後の上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトルの両端電圧（VL）を求める
    ことを特徴とする電流推定装置。
  13. 請求項９から請求項１２のうちいずれか１つにおいて、
    上記演算部（40）は、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のゲイン補正を行った後に、上記電圧検出回路（33）の検出結果（Vac1,Vac2）のオフセット補正を行う
    ことを特徴とする電流推定装置。
  14. 請求項９から請求項１３のうちいずれか１つにおいて、
    上記リアクトル（29）は、上記交流電源（91）と上記整流回路（21）との間に接続されている
    ことを特徴とする電流推定装置。
  15. 請求項１から請求項１４のいずれか１つに記載の電流推定装置（10）を備えた電力変換装置。
  16. 交流電源（91）から出力された交流電力を整流する整流回路（21）と該整流回路（21）から電力供給されるインバータ回路（27）との間にて該整流回路（21）に並列にコンデンサ（26）が接続されると共に、上記交流電源（91）と上記コンデンサ（26）との間にリアクトル（29）が接続されてなる電力変換装置（1）において、上記コンデンサ（26）の上流側の電流である電源電流（Iin）を推定する電流推定方法であって、
    複数の抵抗（34a〜34c,35a〜35c）からなる分圧回路により、上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）を検出する検出ステップと、
    上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、該両端電圧（VL）に基づいて上記電源電流（Iin）を推定する第１推定ステップと、
    推定した上記電源電流（Iin）の所定時間あたりの平均値に相関する値が、上記コンデンサ（26）の下流側の電流（Iinv）の上記所定時間あたりの平均値に相関する値と一致するように、検出された上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）のゲインを補正する補正ステップと、
    ゲイン補正後の上記交流電源（91）の電源電圧（Vin）に相関する電圧（Vac1,Vac2）に基づいて上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）を求め、求めた上記リアクトル（29）の両端電圧（VL）に基づいて上記電源電流（Iin）を推定する第２推定ステップと、
    を備える、電流推定方法。
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