JP6077213B2 - ピーク低減装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア伝送におけるピーク電力対平均電力の低減方式に係り、特にＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア伝送におけるピーク低減のための装置に関するものである。

近年、地上デジタル放送や無線ＬＡＮなどにおける無線変調方式の一方式として、複数のキャリアを用い、それらキャリアの振幅、位相に情報を乗せて伝送するというＯＦＤＭ方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式)が広く用いられている。
ところで、このＯＦＤＭ方式では、扱っている信号において複数のキャリアの位相が一致した場合、キャリアに大きな振幅のピーク(瞬時ピーク)が現われてしまうという性質がある。

一方、一般的な電力増幅器の場合、入力レベルが上昇し出力電力が飽和状態に近付くと、どうしても非線形歪みが発生するようになってしまう。
そして、このことは、伝送系の送信側でキャリアの増幅に使用される電力増幅器においても例外ではなく、従って、上記したＯＦＤＭ方式の場合のように、入力信号の時間波形に大きな振幅のピークが含まれていたとすると、電力増幅器の非線形歪みによりＥＶＭ(Error Vector Magnitude：変調精度)劣化が生じてビット誤り率を増加させてしまう。
しかも、この場合、帯域外への電力漏洩が発生するという問題も併発してしまう。

この非線形歪みによる問題は、電力増幅器のバックオフを大きくすることにより、一応は解決できるが、しかし、この場合、電力効率の低下を伴ってしまうので、問題のすり替えにしかならない。
そこで、この瞬時ピークを低減する手法として、閾値を超えるピークに対してフィルタ処理を行い、帯域外漏洩を制限しつつピーク低減を図るという手法が従来から提案されている(例えば特許文献１など参照。)。

特表２００９−５４３４３４号公報

しかしながら、上記従来技術は、ピーク低減用の信号を無線信号帯域内全体に挿入する必要があるので、ＥＶＭ劣化が避けられない。
このとき、瞬時電力対平均電力比(Peak to Average Power Ratio)を小さくしてピーク低減を図ることもできるが、しかし、この場合もＥＶＭの劣化は避けられない。
このため、従来技術は、マルチキャリア伝送において、ピーク低減を図るとＥＶＭの低下が伴ってしまうという課題がある。
そこで、本発明の目的は、ＥＶＭの低下を伴うことなく、充分にピーク低減が図れるようにしたピーク低減装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、マルチキャリア信号が無線帯域で複数のサブキャリアをそれぞれ区別されるように散在させた構成を持つと共に、当該マルチキャリア信号のフーリェ変換のポイント数がＮの複素マッピング信号を伝送するマルチキャリア伝送装置におけるピーク低減装置において、前記複素マッピング信号をＬ×Ｎポイント（Ｌは１以上の整数）の時間領域の信号に変換する変換手段と、前記変換手段の変換結果を時間領域信号として記憶するメモリ手段と、前記時間領域信号からピーク低減信号を減算する減算器と、前記時間領域信号若しくは前記減算器の出力の振幅に所定閾値を超えるピーク値が存在した場合、当該ピーク値から予め設定してある所定の閾値を複素減算し、差分時間信号を算出する第１の手段と、前記差分時間信号を周波数領域信号に変換した周波数領域差分信号の情報キャリアと予備キャリア及び帯域外キャリアとの夫々に対して、予め設定してある各々異なった更新ゲインを乗算する第２の手段と、前記更新ゲインが乗算された前記情報キャリアと前記予備キャリア及び前記帯域外キャリアとの夫々に対して予め各々異なった所定の周波数閾値を設定し、当該周波数閾値を超える場合には、当該周波数閾値でクリップして周波数領域ピーク低減信号を算出する第３の手段と、前記周波数領域ピーク低減信号が得られた以降は、前記変換手段に当該周波数領域ピーク低減信号を前記ピーク低減信号に変換させ、前記第１の手段に前記減算器の出力を入力して当該第１の手段、前記第２の手段、及び前記第３の手段に一連の処理を実行させて新たなピーク低減信号を得ることで前記複素マッピング信号から当該ピーク低減信号がＭ(＝整数の変数)回反復して減算されるように制御するピーク低減制御手段と、を設け、ピーク低減された前記複素マッピング信号を出力することを特徴とする。

以上の処理をＭ回反復処理することで、ピーク低減性能を向上させることを特徴としたピーク低減装置を提供することができる。

本発明によれば、マルチキャリア伝送で発生する大きな振幅の瞬時ピークを低減する処理に際して、情報キャリアへの干渉と帯域外漏洩電力をそれぞれサブキャリア単位で高精度に制限することが可能となり、ビット誤り率の増加とスペクトルマスクの逸脱を同時に避けることが可能となる。

本発明に係るピーク低減装置の第１の実施形態を示すブロック構成図である。 マルチキャリア信号のサブキャリア配置を説明する図である。 振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)と時間閾値の関係を表す説明図である。 差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を複素平面で表した説明図である。 差分信号算出部の詳細ブロック構成図である。 周波数差分信号Ｅ⁽ⁱ⁾(t)を反復回数ｉ毎に示した説明図である。 飽和積分制御部の詳細ブロック構成図である。 本発明に係るピーク低減装置の第２の実施形態を示すブロック構成図である。 本発明に係るピーク低減装置の第３の実施形態を示すブロック構成図である。 第３の実施形態における飽和判定積分制御部の詳細ブロック構成図である。

以下、本発明に係るピーク低減装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明に係るピーク低減装置の第１の実施形態で、これは、例えばＯＦＤＭ方式の無線伝送システムの送信側にあるキャリア増幅用電力増幅器の入力信号に現われるピークを低減するため、当該電力増幅器の入力側に設けられるもので、このため、図示の通りゼロパッディング部１と切り替えスイッチ部２、ＬＮポイントＩＦＦＴ部３、メモリ部４、減算器５、切り替えスイッチ部６、ピーク検出部７、差分信号算出部８、ＬＮポイントＩＦＦＴ部９、更新ゲイン制御部１０、飽和積分制御部１１、それに出力制御部１２が備えられている。

このとき、図示されていないが、この実施形態では、予め所望のプログラムを格納させ、所望の周波数のクロックにより動作するＣＰＵからなるピーク低減制御部を設け、これにより上記した各部の動作を個別に制御し、その上でピーク低減装置に必要な機能が全体として発揮されるように制御するようになっている。
ここで、この実施形態に係るピーク低減装置は、上記したように、ＯＦＤＭ方式の無線伝送システムのキャリア増幅用電力増幅器の入力側に設けられる。
従って、この場合、上記した入力信号として複素マッピング信号Ｘ(ω)がゼロパッディング部１に入力され、出力制御部１２の出力が上記キャリア増幅用電力増幅器に入力されることになる。

始めに、パッディング部１に入力される複素マッピング信号Ｘ(ω)について説明する。
まず、この実施形態が対象とするマルチキャリア信号は、図２に示す通り、伝送帯域内にあるサブキャリアの数がＫで、ＦＦＴ(フーリェ変換)ポイント数がＮのＯＦＤＭ方式のマルチキャリア信号であり、そして、このとき伝送帯域内にあるサブキャリアは、情報を伝送するＤＡＴＡキャリア(情報キャリア)と、ＡＣキャリア(予備キャリア)で構成されている。
ここで、まず、ＤＡＴＡキャリアは、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調方式)などの変調方式によりマッピングされたもので、次に、ＡＣキャリアは、無変調の０レベルにあるサブキャリアであり、このとき帯域外の(Ｎ−Ｋ)本のサブキャリア(帯域外キャリア)も同様に０レベルにあるものとする。

そして、このマルチキャリア信号の周波数領域における複素マッピング信号が上記した複素マッピング信号Ｘ(ω)であり、従って、上記実施形態のゼロパッディング部１には、この複素マッピング信号Ｘ(ω)が入力されることになる。
ここで符号ωは、サブキャリアの周波数インデックスを表すもので、−Ｎ／２≦ω≦Ｎ／２−１の範囲の整数をとる。
そこで、ゼロパッディング部１は、Ｎポイントの複素マッピング信号を順次入力し、それに(Ｌ−１)×Ｎポイントの振幅が０の信号を順次挿入して信号Ｘ0(ω)とし、それを切り替えスイッチ部２の０入力接点端子に供給する。

このとき切り替えスイッチ部２の１入力接点端子には飽和積分制御部１１の出力信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)が接続され、当該切り替えスイッチ部２の出力接点端子はＬＮポイントＩＦＦＴ部３に接続されている。ここで符号ｉは反復回数を表すが、詳しくは後述する。
従って、切り替えスイッチ部２が０入力接点端子に切り替えられると、ゼロパッディング部１から出力されている信号Ｘ0(ω)がＬＮポイントＩＦＦＴ部３に入力され、１接点入力端子に切り替えられたときは、飽和積分制御部１１の出力である信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)がＬＮポイントＩＦＦＴ部３に入力される。
ＬＮポイントＩＦＦＴ部３では、入力された信号Ｘ0(ω)又は信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)のＬ×Ｎポイントについて逆フーリェ変換を施す。

この結果、ＬＮポイントＩＦＦＴ部３では、周波数ωにより表されている信号Ｘ0(ω)又は信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)から、時間ｔで表される信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)に変換され、それが順次出力されることになる。ここで、符号ｔはサンプル時刻を示し、これは「０≦ｔ≦Ｌ×Ｎ−１」の範囲の整数である。
このときＬＮポイントＩＦＦＴ部３の出力は、メモリ部４と減算器５の減算入力及び切り替えスイッチ部６の０入力接点端子のそれぞれに接続されている。
そして、このＬＮポイントＩＦＦＴ部３から出力された信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)は、メモリ部４の入力と減算器５の減算入力−及び切り替えスイッチ部６の０入力接点端子にそれぞれ供給される。

このときメモリ部４の出力は減算器５の加算入力＋に接続され、減算器５の減算出力は切り替えスイッチ部６の１入力接点端子に接続されている。
そこで、減算器５の出力には、サンプル時刻ｔ前にメモリ部４に記憶された信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)から現在のサンプル時刻ｔにおいてＬＮポイントＩＦＦＴ部３から出力されてくる信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)を順次減算した信号(信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)の減算信号)が入力されることになる。
そして、切り替えスイッチ部６の出力接点端子は出力制御部１２とピーク検出部７に接続されている。

ここで、出力制御部１２についての説明は後述することにし、ピーク検出部７では、切り替えスイッチ部６から供給される信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)、すなわち上記した減算信号である信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)の振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)と位相角θ⁽ⁱ⁾(t)、及び時間閾値thr (後で詳述)を超えるサンプル時刻ｔP を出力し、それぞれを差分信号算出部８に供給する。
そこで、差分信号算出部８は、サンプル時刻ｔP ＝１の時刻において、ピークを低減するための差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を算出し、それをＬＮポイントＩＦＦＴ部９に供給する。
そして、ＬＮポイントＩＦＦＴ部９は、時間信号である差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を周波数信号である周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)に変換し、それを更新ゲイン制御部１０に供給する。

このとき更新ゲイン制御部１０には、入力された周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)に応じてサブキャリア毎に、すなわち情報キャリアと予備キャリア及び帯域外キャリアの各々毎に異なっている更新ゲイン係数Ｇ(ω)が予め設定してある。
そこで、更新ゲイン制御部１０は、当該更新ゲイン係数Ｇ(ω)を用い、それを入力された周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)にキャリア毎に乗算し、乗算結果ＥG⁽ⁱ⁾(ω)を算出して飽和積分制御部１１に供給する。
従って、飽和積分制御部１１は、入力された周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)に飽和積分処理を逐次施して出力信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)を生成し、それを切り替えスイッチ部２の１入力接点端子に供給する。なお、この飽和積分制御部１１については後で詳述する。

ここで、上記した反復回数ｉについて説明する。
まず、この実施形態においては、ピーク電力の低減を複数回の反復演算処理により実現する。
そこで、この反復演算処理の回数を表したのが反復回数ｉであり、従って、この反復回数ｉは０から始まる整数であるが、このとき最大値をＭとする。
そして、まず、反復回数ｉ＝０ではピーク低減前の元信号の生成処理を行い、以後、反復回数ｉ≧１でピーク低減のための処理に移行し、Ｍ回まで処理を繰り返す。
以下、説明の順序として、最初、反復回数ｉ＝０の場合について説明し、次いで反復回数ｉ＝１の場合について説明し、以後、反復回数ｉ≧２の場合について説明する。

最初、反復回数ｉ＝０の処理について説明する。
まず、処理対象である複素マッピング信号Ｘ(ω)はゼロパッディング部１に取り込まれ、ここで入力されたマッピング信号のＮポイント毎に、(Ｌ−１)×Ｎポイントの振幅が０の信号を挿入し、それを信号Ｘ0(ω)として出力する。
従って、この実施形態においては、処理対象である複素マッピング信号Ｘ(ω)が順次、Ｎポイント毎に処理されるという一種のバッチ処理となる。
このとき、符号Ｌはオーバーサンプリング比を表す１以上の整数であり、従ってサブキャリアの周波数インデックスωは、−Ｌ×Ｎ／２≦ω≦Ｌ×Ｎ／２−１の範囲の整数に拡張されることになる。

上述の通り、ゼロパディング部１の出力Ｘ0(ω)は切り替えスイッチ部２の０入力接点端子に接続され、１入力接点端子には飽和積分制御部１１の出力信号が接続されている。そして、この切り替えスイッチ部２の出力接点端子はＬＮポイントＩＦＦＴ部３に接続される。
そして、ピーク低減制御部は、反復回数ｉ＝０の演算処理の場合、切り替えスイッチ部２の出力接点端子を０入力接点端子に切り替え、同じく切り替えスイッチ部６も、その出力接点端子を０入力接点端子に切り替える。
そこで、このｉ＝０のときは、ゼロパディング部１の出力信号Ｘ0(ω)がＬＮポイントＩＦＦＴ部３に入力され、ここで周波数信号から時間信号に変換された信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)が出力され、メモリ４に順次ＬＮポイント分入力されると共に、減算器５の−端子と切り替えスイッチ部６の０入力接点端子にも供給される。

このときメモリ４は、反復回数ｉ＝０のときだけ入力信号ｘ0(t)が入力され、それが後の反復回数ｉ＝１のとき読み出され、ピーク低減前の時間元信号となる。この場合、メモリ４は、入力信号ｘ0(t)を記憶して保持するだけであり、従って、その出力信号も同じく信号ｘ0(t)、つまり入力信号ｘ0(t)と同じである。
メモリ４の出力信号ｘ0(t)は減算器５の＋端子に供給される。
この減算器５は、メモリ４に最初に記憶されていた瞬時ピークを有する時間信号(信号ｘ0(t))から、−端子に入力されるピーク低減用の差分信号が減算処理され、これによりピークを低減させる働きが得られるようになっている。

しかし、ここで反復回数ｉ＝０のときは、メモリ４には、まだ何も信号が記憶されていないので、減算器５は機能せず、しかも、このとき切り替えスイッチ部６の出力接点端子が０入力接点端子に切り替えられているので、ＬＮポイントＩＦＦＴ部３の出力信号ｘ0(t)はメモリ４に入力されて記憶され、これと並行して、そのまま切り替えスイッチ部６から出力される。
以上が反復回数ｉ＝０のときの処理についての説明であり、従って、この反復回数ｉ＝０の場合は、瞬時ピークを有する元の時間の信号ｘ0(t)をメモリ４に記憶するだけの処理となる。

そして、この実施形態においては、この反復回数ｉ＝０の処理を実行した後、反復回数ｉ＝１以降の処理に進み、これにより所期のピーク低減を得るように構成されている点が特徴である。
反復回数ｉ＝１の場合、切り替えスイッチ部２と切り替えスイッチ部６の１入力接点端子をそれぞれ出力接点端子に切り替える。
従って、この場合、ＬＮポイントＩＦＦＴ部３には、飽和積分制御部１１から出力される信号ＥC^(t)(ω)が供給され、切り替えスイッチ部６の出力接点端子に現われる信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)は出力制御部１２とピーク検出部７に供給されることになる。
このときの信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)は、極座標係で表現することができ、この場合、次の式(1)により表される。

式(1)

ここで、まず、ｒ⁽ⁱ⁾(t)は振幅で、これは次の式(2)で表されるところの、いわゆるユークリッド距離であり、次に、θ⁽ⁱ⁾(t)は位相角で、次の式(3)で表されるものである。

式(2)

式(3)

ピーク検出部７では、入力された信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)の振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)を算出する。
このときのピーク検出部７による振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)の算出には、ＣＯＲＤＩＣ(C０rdinate Rotation DIgital Computer)等のアルゴリズムにより式(2)を直接計算する方法を用いれば良いが、他の算出手法として、式(1)の近似演算を用いて算出するようにしても良く、この場合の近似演算としては、次の式(4)がある。

式(4)

この式(4)において、α、βは信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)の位相角θ⁽ⁱ⁾(t)に基づいて決定される所定の係数である。
ここで、このピーク検出部７の他の実現手法としては、予め式(2)の演算結果を算出しておき、それをＲＯＭ(Read Only Memory)やＬＵＴ(Look Up Table)に記憶させ、信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)と振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)を対応付けてＲＯＭやＬＵＴから導出する方法があり、この方法で実現してもよい。
この場合、記憶容量を削減するため、後述するように、時間閾値thr 以上の振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)のみを記憶させるようにしても良い。

こうして振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)を算出したら、次にピーク検出部７は、それを図３に示すピーク低減目標となる時間閾値thrと比較し、比較結果ｔP(t)として、時間閾値thr を超えるサンプル時刻には、例えば“１”となり、それ以外の時刻には、例えば“０”となる信号を出力する。
そして、ピーク検出部７は、振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)と位相角θ⁽ⁱ⁾(t)及び時間閾値thr を超えるサンプル時刻ｔP を差分信号算出部８に入力する。
そこで、差分信号算出部８では、比較結果ｔP(t)＝１になっている時刻において、ピーク低減用の差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を算出する。
この差分信号算出部８による差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)の算出について、図４を用いて説明する。

この図４は複素平面を表した図で、このとき横軸Ｉが実数部を表し、縦軸Ｑが虚数部を表している。
そして、この図４において、まず、離散信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)は、小さな○印の点で示されている。
そこで、これら○印の点を結んだ細い実線が、理想的な連続アナログ信号に変換した離散信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)を表していることになる。
また、ここで差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)の振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)は矢印で表され、このとき時間閾値thr は、破線の円で表されている。
従って、矢印の破線で示されている振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)が時間閾値thr を超え、実線で示されている部分がピークの低減を要する差分信号成分となる。

このとき振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)が時間閾値thr を超えない場合には差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)の値を０とすることは、前述した通りである。
この差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を数式で表現すると、次の式(5)に示すようになり、従って、離散信号ｘ⁽ⁱ⁾(t))から差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を減算した結果の振幅値が時間閾値thr を超えることはない。

式(5)

ここで、図５は、差分信号算出部８の一例で、この場合、除算器８０と乗算器８１、それに加算器８２で構成されている。
そして、まず、除算器８１には時間閾値thr と振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)が入力され、ここで時間閾値thr が振幅ｒ⁽ⁱ⁾(t)により除算される。
この除算結果thr／ｒ⁽ⁱ⁾(t)は乗算器８１に入力され、時間信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)と乗算される。
そこで乗算結果を加算器８２の−端子に入力し、加算器８２の＋端子に入力されている時間信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)から減算することにより、式(5)の計算と同様の結果を得ることができる。
そして、この差分信号算出部８の出力である差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)は、ＬＮポイントＦＦＴ部９に入力される。

ＬＮポイントＦＦＴ部９では、時間信号である信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)を周波数信号に変換する。そこで、この変換結果である周波数信号をＥ⁽ⁱ⁾(ω)とする。
このときの差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)は時間的に鋭い信号で、図６は、その周波数信号特性Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)の一例を示したものであるが、ここで、反復回数ｉ＝１の場合の周波数信号特性Ｅ⁽¹⁾(ω)の帯域は、図示の通り、無線帯域幅Ｋよりも広い。
従って、時間波形ｘ0(t)から単純に差分信号ｅ⁽¹⁾(t)を減算したとすると、減算結果においては、その周波数特性が帯域外に広く漏洩してしまうことを意味している。

ここで、この図６においては、反復回数ｉ＝１〜４の各場合における周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)の特性について、それぞれ周波数信号特性Ｅ⁽¹⁾(ω)、周波数信号特性Ｅ⁽²⁾(ω)、周波数特性Ｅ⁽³⁾(ω)、それに周波数信号特性Ｅ⁽⁴⁾(ω)として示されている。そして、この特性から、反復回数を増加するにつれピークが低く抑えられていて、その分、差分信号成分が少なくなっていることが分かる。
ＬＮポイントＦＦＴ部９から出力された周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)は、更新ゲイン制御部１０に入力される。
そして、この更新ゲイン制御部１０では、入力された周波数信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)に対してキャリア毎に異なる更新ゲイン係数Ｇ(ω)を乗算する。
ここで乗算結果をＥG⁽ⁱ⁾(ω)とすると、これは、式(6)に示す通りになる。

式(6)

ここで更新ゲイン係数Ｇ(ω)の数値(大きさ)について説明する。
まず、この更新ゲイン係数Ｇ(ω)を乗じた差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)は、より良いピーク低減性能を得るという点からすれば、更新ゲイン係数Ｇ(ω)を乗じる前の差分信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)のレベルになるべく近いレベルの値に設定した方が有利であるが、しかし、この場合、帯域外漏洩が生じたり、帯域内のサブキャリアに干渉が生じたりしてしまう。
そこで、この実施形態では、更新ゲイン係数Ｇ(ω)として、次の式(7)に示すように、３種の更新ゲイン係数Ｇ(ω)を設定し、予備キャリア領域と情報キャリア領域及び帯域外領域に対して夫々異なった更新ゲインが与えられるようにしてある。

式(7)

しかして、各サブキャリアに割り当てた変調方式の多値数が異なるような場合には、その所要Ｃ／Ｎに関連付けて更に多くの更新ゲインが用いられるようにしても良い。
ここで差分信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)は、既に図６に示したように、帯域外への電力の漏洩が生じている。
しかし、この実施形態の場合、更新ゲイン制御部１０が備えられている。そこで、帯域外領域の場合には、更新ゲイン係数Ｇ(ω)としてＧEXT＝０を乗算することで、帯域外への漏洩を完全に抑えることが可能になる。
このときＧEXT として、無線伝送規格で定められたスペクトルマスクを逸脱しない範囲で微小な値を設定するようにしても良い。

情報キャリア領域については、例えば情報キャリアが６４ＱＡＭのような多値数の多い変調を施されているような場合には、所要Ｃ／Ｎが大きい。そこで、この場合には更新ゲインＧDATA を小さな値に設定し、差分信号Ｅ⁽ⁱ⁾(ω)による干渉量を制限することができる。
また、ＱＰＳＫのように多値数が少ない変調を施している場合、その所要Ｃ／Ｎはそれほどではなく、低くてもよい。そこで、この場合、更新ゲインＧDATA に大きな値を設定してやれば良く、この場合、ピーク低減処理(後述)に必要な反復回数を少なくすることができる。

一方、予備キャリア領域の場合、情報を伝送しない無変調領域であるため、更新ゲインＧAC として、大きな値を設定することができ、この場合もピーク低減処理に必要な反復回数を少なくすることができる。
このときピーク低減処理の反復回数を更に少なくすることを目的として、更新ゲインＧAC に１よりも大きな値に設定することもできるが、しかし、更新ゲインＧAC 値が大きくなると発振の可能性も大きくなるので、発振が生じない範囲で妥当な値に設定する必要があるのはいうまでもない。
更新ゲイン制御部１０の出力である信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)は飽和積分制御部１１に入力される。

ここで、図７は、飽和積分制御部１１の詳細で、この場合、ゲイン制御差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)は加算器１１０の一方の入力端子に供給される。このとき加算器１１０の他方の入力端子には切り替えスイッチ１１３の出力信号が供給される。
そして、この加算器１１０の出力が飽和処理部１１１に入力される。
このとき切り替えスイッチ１１３の０入力接点端子にはレベル０を表すデータ“０”が０出力器１１４から供給され、１入力接点端子にはメモリ１１２から読み出されたデータが供給されている。
そして、この切り替えスイッチ１１３は、反復回数ｉ＝１のとき０入力接点端子に切り替わり、反復回数ｉ＜１のときには１入力接点端子に切り替わる。

このため、反復回数ｉ＝１のとき、加算器１１０は実質的には動作せず、従って、このときは、当該切り替えスイッチ１１３に入力されたゲイン制御差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)がそのまま加算器１１０を通って飽和処理部１１１に入力される。
このとき飽和処理部１１１には、サブキャリアω毎に、すなわち情報キャリアωと予備キャリアω及び帯域外キャリアωの各々毎に異なっている周波数閾値THR(ω)が予め設定してある。そして、ゲイン制御差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)の振幅が周波数閾値THR(ω)を超えていた場合には、当該周波数閾値THR(ω)にクリップして飽和処理する。
そこで、このときの飽和処理部１１１による飽和処理について説明する。
始めにゲイン制御差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)を極座標系により表現すると、次の式(8)の通りになる。

式(8)

次に、飽和処理後の信号をＥC⁽ⁱ⁾(ω)とすると、この場合の飽和処理は、例えば次式(9)により表される処理となる。

式(9)

この飽和処理において、サブキャリアω毎の周波数閾値THR(ω)は、更新ゲイン制御部１０と同様、差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)によるサブキャリアωへの影響度を制限することを目的として設けられる。
このとき、帯域外のサブキャリアωについては、周波数閾値THR(ω)を０、或いは無線伝送規格で定められたスペクトルマスクを逸脱しない範囲の微小値に設定することができる。
情報キャリア領域についても、更新ゲインと同様に所要Ｃ／Ｎの高い変調方式の場合には、周波数閾値THR(ω)は小さな値に設定し、多値数の少ない変調方式の場合には周波数閾値THR(ω)を大きな値に設定する。

例えば、６４ＱＡＭ方式で符号化率５／６のときの所要Ｃ／Ｎを２２ｄＢ程度とし、許容Ｃ／Ｎ劣化を０．１ｄＢとした場合には、周波数閾値THR(ω)を情報キャリアの平均振幅値よりも３０ｄＢ程度低下した値に設定すれば良い。
一方、この場合は、予備キャリア領域が情報を伝送しない無変調領域になるから、周波数閾値THR(ω)を更に大きな値に設定しても良い。
ここで予備キャリア領域の周波数閾値THR(ω)は、大きなスペクトルピークが発生しないように、情報キャリアと同程度の大きさに設定するのが望ましい。このことは、更新ゲイン部１０で予備キャリアの更新ゲインを大きく設定した場合での発振を抑えるという点でも同じである。

ところで、この飽和処理の他の例としては、例えば次式(10)に示すように、直交座標系における実数部と虚数部のそれぞれを周波数閾値THR(ω)と比較する方法がある。
但し、この場合、直交座標系から極座標系への変換に必要な演算が、一般的にはかなり大きな規模の演算になってしまう。
しかし、この式(10)によれは、少ない演算量により簡易的に実現できる。

式(10)

こうして飽和処理部１１１から出力された信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)は、一方ではメモリ１１２に入力され、他方では飽和積分演算部１１の出力信号として、切り替えスイッチ部２の接点１入力端子に供給される。
そこで、メモリ１１２には出力信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)の値が保持され、それが切り替えスイッチ部１１３の１入力接点端子に供給される。
ここで、反復回数ｉ≧１のとき、切り替えスイッチ部２は、その出力接点端子が１入力接点端子に切り替えられ、従って、このときは、飽和積分演算部１１の出力信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)がＬＮポイントＩＦＦＴ部３に入力される。
そこで、ＬＮポイントＩＦＦＴ部３では、反復回数ｉ＝０のときと同様にＬＮポイントの逆フーリェ変換を行い、周波数領域から時間領域の信号ｅc⁽ⁱ⁾(t)に変換する。

この結果、ＬＮポイントＩＦＦＴ部３は、反復回数ｉ＝０のとき、入力マッピング信号Ｘ0(ω)の変換を行い、反復回数ｉ≧１のときは誤差信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)の変換を行なうことになり、従って、同じ論理回路を異なる目的で使用することになる。
このときのＬＮポイントＩＦＦＴ部３の出力信号ｅC⁽ⁱ⁾(t)は減算器５の−端子に入力されるが、このとき減算器５の＋端子には、反復回数ｉ＝０のときメモリ４に記憶した信号ｘ⁽⁰⁾(t)が、ピークを有する時間元信号ｘ⁽⁰⁾(t)として入力されている。
そこで、減算器５では、＋端子のピークを有する時間元信号ｘ⁽⁰⁾(t)から−端子の信号ｅC⁽ⁱ⁾(t)が減算され、これにより、ピークの低減が実現できることになる。

以上で反復回数ｉ＝１の処理の説明を終わり、次に反復回数ｉ≧２の処理について説明する。
この反復回数ｉ＝１のとき、差分信号として使用した信号ｅC⁽ⁱ⁾(t)は、上記したように、本来の差分信号となるべく差分信号算出部８から出力された差分信号ｅ⁽ⁱ⁾(t)ではなく、それに対して帯域外漏洩や情報キャリアへの干渉の軽減のための制限が、更新ゲイン制御部１０と飽和積分制御部１１により施されている信号になっている。
そのため、反復回数ｉ＝１の処理だけではピーク低減効果が少なく、ピークが低減しきれず残留してしまうことがある。しかも、このとき上記制限が施されたことに起因して新たなピークが発生してしまうこともある。

そこで、本願発明においては、上記の残留ピークに対応するため、複数回の反復演算を行ない、これにより、ピークが更に低減できるようにし、このため反復回数ｉ＝１の処理に続き、反復回数ｉ≧２の処理として、以下の処理を繰り返し反復実行するようになっている。
そして、この場合、反復処理１回当りのピーク低減量が少なく抑えられているので、制限が施されたことに起因して新たなピークが発生してしまうなどの障害発生が抑えられ、従って、最終的には、必要とするピーク低減量が確実に得られることになり、これが本願発明の特徴である。

反復回数ｉ≧１のとき、減算器５の出力信号は切り替えスイッチ部６の１入力接点端子に入力されている。
従って、反復回数ｉ≧１のとき、切り替えスイッチ部６からは減算器５からのピーク低減後の時間信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)が出力されている。
そして、このことを前提として、反復回数ｉ≧２の処理を実行する。

ここで、まず、この反復回数ｉ≧２の処理においても、ピーク検出部７から更新ゲイン制御部１０までの処理は、反復回数ｉ＝１のときの処理と同じであり、従って、飽和積分制御部１１には、減算器５から出力されたピーク低減後の時間信号ｘ⁽ⁱ⁾(t)に対応した差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)が入力されることになる。
一方、図７に示す飽和積分制御部１１の切り替えスイッチ１１３は、反復回数ｉ＝１のとき０入力接点端子に切り替わり、反復回数ｉ＜１のときには１入力接点端子に切り替わる。
従って、この反復回数ｉ≧２とき、図７に示す加算器１１０の他方の入力にはメモリ１１２の出力信号が供給されている。

このとき、当該メモリ１１２には、１回前の反復演算によって得られた飽和処理差分信号ＥC^(i-1)(ω)が記憶されている。
そこで、メモリ１１２からは、この信号ＥC^(i-1)(ω)が出力され、それが加算器１１０の他方の入力に供給される。
従って、この反復回数ｉ≧２の処理においては、次の式(11)に示すように、メモリ１１２からの出力信号ＥC^(i-1)(ω)が、加算器１１０により、このとき飽和積分制御部１１に入力されている差分信号ＥG⁽ⁱ⁾(ω)に対して加算されることになる。

式(11)

従って、この反復回数ｉ≧２の処理により、飽和処理差分信号ＥC⁽ⁱ⁾(ω)は、図６に示すように、反復回数の増加毎に逐次更新され、反復回数ｉが最大値Ｍになるまでピーク低減の収束値に漸近してゆくようになる。
そこで、反復回数ｉが最大値Ｍになったら、ここで反復処理を終え、この最後の反復演算(ｉ＝Ｍ)によって最終的にピーク低減が与えられ、その上で切り替えスイッチ部６から出力されてくる時間信号ｘ^(M)(t)を出力制御部１２に入力させる。
このとき出力制御部１２では、入力された時間信号ｘ^(M)(t)を所望のフォーマット、例えばゼロパッディング部１に入力されている複素マッピング信号Ｘ(ω)と同じフォーマットに変換する。

そして、このフォーマットを変換した複素マッピング信号Ｘ(ω)が、出力制御部１２からＯＦＤＭ方式の無線伝送システムの送信側にあるキャリア増幅用電力増幅器の入力に供給される。
そこで、この実施形態によれば、マルチキャリア伝送において大きな振幅の瞬時ピークが発生した際、情報キャリアへの干渉と帯域外漏洩電力をそれぞれサブキャリア単位で高精度に制限しながら容易にピーク低減が得られるようになり、この結果、ビット誤り率の増加を伴うことなくスペクトルマスクの逸脱を避けることができる。

ところで、この実施形態の場合、上記した反復演算によるピーク低減処理は、処理対象である複素マッピング信号Ｘ(ω)が順次、ピーク低減制御部のクロックによりＮポイント毎に処理されるという一種のバッチ処理になっている。
そこで、装置の入力側と出力側にそれぞれ所望の記憶容量を備えたバッファを設け、必要に応じて予めバッチ処理した上で出力側のバッファに記憶しておき、必要なとき出力側のバッファから、必要な周波数のクロックにより読み出して上記したキャリア増幅用電力増幅器の入力に供給してやればよい。

一方、実時間による処理が要求された場合、制御部のクロック周波数を最大反復回数であるＭ倍に設定し、出力制御部１２として、出力レートを元の１倍のレートに変換するのに必要なレート変換機能を備えたものを設けてやれば、実時間による処理が可能なピーク低減装置を容易に得ることができる。

従って、上記実施形態によれば、帯域外漏洩や情報キャリアへの干渉量を最低限に抑えながら、大きな瞬時ピークを有する時間信号のピークも容易に低減させることができる。
また、この実施形態においては、ピーク低減処理に必要な演算を同一の論理回路の反復使用により得るようになっているので、回路規模の増大が抑えられ、回路リソースの削減によるコスト低減が図れ、ピーク低減装置をローコストで提供することができる。

次に、本願発明の他の実施形態について説明する。
まず、図８は、本願発明の第２の実施形態で、この場合、図１に示した第１の実施形態におけるＬＮポイントＩＦＦＴ部３に代え、それをＮポイントＩＦＦＴ部２１と内挿補間部２２に置き換え、ＬＮポイントＦＦＴ部９に代え、それを間引き部２３とＮポイントＦＦＴ部２４に置き換えたものであり、これら以外の部分は、第１の実施形態の場合と同じである。

次に、図９は、本願発明の第３の実施形態で、この場合、図１に示した第１の実施形態において、その飽和積分制御部１１に代えて飽和判定積分制御部３１を設けたもので、これ以外の構成は、第１の実施形態と同じである。
ここで、図１０は、この飽和判定積分制御部３１の詳細で、図７に示した飽和積分制御部１１において、その加算器１１０と飽和処理部１１１の間に判定部１１５と切り替えスイッチ部１１６を挿入したものである。
ここで、既に図８により説明した第２の実施形態においても、その飽和積分制御部１１に代え、飽和判定積分制御部３１を設けるようにしても良い。

１ ゼロパディング部
２ 切り替えスイッチ部
３ ＬＮポイントＩＦＦＴ部
４ メモリ
５ 加算器
６ 切り替えスイッチ部
７ ピーク検出部
８ 差分信号算出部
９ ＬＮポイントＦＦＴ部
１０ 更新ゲイン制御部
１１ 飽和積分制御部
１２ 出力制御部
２１ ＮポイントＩＦＦＴ部
２２ 内挿補間部
２３ 間引き部
３１ 飽和判定積分制御部
８０ 除算器
８１ 乗算器
８２ 加算器
１１０ 加算器
１１１ 飽和処理部
１１２ メモリ
１１３ 切り替えスイッチ部
１１４ ０出力器

Claims (5)

1. マルチキャリア信号が無線帯域で複数のサブキャリアをそれぞれ区別されるように散在させた構成を持つと共に、当該マルチキャリア信号のフーリェ変換のポイント数がＮの複素マッピング信号を伝送するマルチキャリア伝送装置におけるピーク低減装置において、
   前記複素マッピング信号をＬ×Ｎポイント（Ｌは１以上の整数）の時間領域の信号に変換する変換手段と、
   前記変換手段の変換結果を時間領域信号として記憶するメモリ手段と、
   前記時間領域信号からピーク低減信号を減算する減算器と、
   前記時間領域信号若しくは前記減算器の出力の振幅に所定閾値を超えるピーク値が存在した場合、当該ピーク値から予め設定してある所定の閾値を複素減算し、差分時間信号を算出する第１の手段と、
   前記差分時間信号を周波数領域信号に変換した周波数領域差分信号の情報キャリアと予備キャリア及び帯域外キャリアとの夫々に対して、予め設定してある各々異なった更新ゲインを乗算する第２の手段と、
   前記更新ゲインが乗算された前記情報キャリアと前記予備キャリア及び前記帯域外キャリアとの夫々に対して予め各々異なった所定の周波数閾値を設定し、当該周波数閾値を超える場合には、当該周波数閾値でクリップして周波数領域ピーク低減信号を算出する第３の手段と、
   前記周波数領域ピーク低減信号が得られた以降は、前記変換手段に当該周波数領域ピーク低減信号を前記ピーク低減信号に変換させ、前記第１の手段に前記減算器の出力を入力して当該第１の手段、前記第２の手段、及び前記第３の手段に一連の処理を実行させて新たなピーク低減信号を得ることで前記複素マッピング信号から当該ピーク低減信号がＭ（＝整数の変数）回反復して減算されるように制御するピーク低減制御手段と、を設け、
   ピーク低減された前記複素マッピング信号を出力することを特徴とするピーク低減装置。
2. 請求項１記載のピーク低減装置において、
   前記第３の手段は、出力する前記周波数領域ピーク低減信号をメモリに保持して、次回の反復時に前記第２の手段から入力される差分信号に加算することで、当該差分信号の飽和積分を行うものであり、
   前記ピーク低減制御手段は、
   ０回目の反復のとき、パディングされた前記複素マッピング信号の前記時間領域信号を前記メモリ手段にＮ×Ｌポイント分記憶させ、当該時間領域信号を１回目の反復の前記第１の手段への入力とし、
   １回目の反復のとき、前記第１の手段、前記第２の手段、及び前記第３の手段により順次処理させ、前記変換手段に前記周波数領域ピーク低減信号を前記ピーク低減信号に変換させると共に、前記減算器に前記メモリ手段から読み出した前記時間領域信号から当該ピーク低減信号を減算させて得た前記ピーク低減された前記複素マッピング信号を次回の反復の当該第１の手段への入力とすることを特徴とするピーク低減装置。
3. 請求項１又は２記載のピーク低減装置において、
   前記変換手段は、ＮポイントＩＦＦＴ部と内挿補間部とを備え、
   前記第２の手段における前記差分時間信号を前記周波数領域信号に変換する手段は、間引き部とＮポイントＦＦＴ部とを備えたことを特徴とするピーク低減装置。
4. 請求項１又は２記載のピーク低減装置において、
   前記複素マッピング信号に零をパディングし、Ｌ×Ｎポイント（Ｌは１以上の整数）の離散信号を生成するパディング手段を備え、
   前記変換手段は、Ｌ×ＮポイントＩＦＦＴ部で構成され、
   前記第２の手段における前記差分時間信号を前記周波数領域信号に変換する手段は、Ｌ×ＮポイントＦＦＴ部で構成されたことを特徴とするピーク低減装置。
5. 請求項２〜４の何れか１項記載のピーク低減装置において、
   前記第３の手段は、判定部と切り替えスイッチ部とを備え、当該判定部で前記情報キャリアと前記予備キャリアとを判別してから前記クリップを行うことを特徴とするピーク低減装置。