JP5939630B2 - 充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧または電流を測定するための測定装置および該測定装置を備えた充電装置に関する。

一般に、電力（パワー）系と制御系とからなる充電装置のような電力制御機器では、電力系が高電圧になる一方、制御系が低電圧になる。
このため、電力系内の電流または電圧の真値を測定して制御系に伝達する場合、絶縁アンプを備えた測定装置が使用される。

かかる測定装置に備えられた絶縁アンプとしては、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。図７に示すように、この絶縁アンプ３０は、測定対象である電流の電流値（真値）に応じたアナログ入力信号Ｓ_iが入力されると、該アナログ入力信号Ｓ_iに基づいてアナログ出力信号Ｓ_oを出力するものであり、アナログ入力信号増幅回路３１と、三角波信号生成回路３２と、ＰＷＭ信号生成回路３３と、フィルタ回路３４とを有している。

アナログ入力信号増幅回路３１は、オペアンプを２個用いた差動増幅回路から構成されている。アナログ入力信号増幅回路３１では、アナログ入力信号Ｓ_iが所定の増幅率で増幅されて、アナログ増幅信号が生成される。生成されたアナログ増幅信号は、ＰＷＭ信号生成回路３３に出力される。

三角波信号生成回路３２は、ヒステリシスコンパレータ３２ａと積分器３２ｂから構成されている。三角波信号生成回路３２では、所定周波数の三角波信号が生成される。生成された三角波信号は、ＰＷＭ信号生成回路３３に出力される。

ＰＷＭ信号生成回路３３は、主に、コンパレータ３３ａとフォトカプラ３３ｂから構成されている。アナログ入力信号増幅回路３１から出力されたアナログ増幅信号と、三角波信号生成回路３２から出力された三角波信号は、ともにコンパレータ３３ａに入力される。
コンパレータ３３ａでは、アナログ増幅信号および三角波信号の加算信号が、０Ｖと比較されるため、アナログ増幅信号および三角波信号との大小関係に基づいてＰＷＭ信号が生成される。生成されたＰＷＭ信号は、フォトカプラ３３ｂを介してフィルタ回路３４に出力される。

フィルタ回路３４は、オペアンプ、コンデンサおよび抵抗から構成されている。フィルタ回路３４では、フォトカプラ３３ｂから出力されたＰＷＭ信号が平均化処理されて、アナログ出力信号Ｓ_oに変換される。

かかる絶縁アンプ３０を備えた測定装置では、フィルタ回路３４から出力されたアナログ出力信号Ｓ_oの信号値に基づいて、測定対象である電流の真値が決定される。

特開平０９−１６２８０４号公報

ところで、三角波信号生成回路３２では、図８に示すように、ヒステリシスコンパレータ３２ａから矩形波信号（信号ａ）が出力され、積分器３２ｂから三角波信号（信号ｂ）が出力される。
より具体的には、ヒステリシスコンパレータ３２ａから出力される信号ａは、フィードバックされた信号ａおよび信号ｂの加算値が０Ｖより大きくなるとプラス側に反転し、上記加算値が０Ｖより小さくなるとマイナス側に反転する。
積分器３２ｂから出力される信号ｂは、ヒステリシスコンパレータ３２ａから出力される信号ａがプラスの場合に減少し、ヒステリシスコンパレータ３２ａから出力される信号ａがマイナスの場合に増加する。

信号ａの反転時間には、ヒステリシスコンパレータ３２ａのスルーレート値（Ｖ／μｓ）によって決定される遅延時間が含まれている。このため、経年変化等によりスルーレート値が変動すると、遅延時間が変動し、信号ａが反転するタイミングが変動してしまう。その結果、信号ｂが反転するタイミングも変動し、信号ｂのピーク値が変動してしまう。
また、ヒステリシスコンパレータ３２ａや積分器３２ｂの電源電圧が変動した場合も、信号ｂのピーク値は変動してしまう。

信号ｂのピーク値が変動してしまうと、ＰＷＭ信号生成回路３３で生成されるＰＷＭ信号のデューティ比に誤差が生じ、フィルタ回路３４から出力されるアナログ出力信号Ｓ_oに誤差が生じてしまう。

従来の測定装置では、アナログ出力信号Ｓ_oの信号値から一義的に真値が決定されるので、信号ｂのピーク値の変動によりアナログ出力信号Ｓ_oに誤差が生じると、誤差を含むアナログ出力信号Ｓ_oの信号値に応じた真値が決定されてしまう。
すなわち、従来の測定装置では、絶縁アンプ３０から出力されたアナログ出力信号Ｓ_oに誤差が生じた場合、決定された電流の真値と実際に流れている電流の真値とが一致しないという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、
外部から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路と、前記直流入力電圧をスイッチ手段でスイッチングして直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、前記直流出力電圧でバッテリーを充電する充電装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路で生成された直流出力電流または前記直流出力電圧の真値に応じたアナログ入力信号され、かつ入力された前記アナログ入力信号に基づいてアナログ出力信号を出力するアンプ部と、該アンプ部から出力された前記アナログ出力信号の信号値に基づいて前記直流出力電流または直流出力電圧の真値を算出する真値算出部とを備えた測定装置をさらに備え、
前記アンプ部は、
前記アナログ入力信号に基づいてアナログ増幅信号を生成するために、一方の入力端子に所定のオフセット電圧を印加し、かつ他方の入力端子に前記アナログ増幅信号を帰還させた差動増幅回路からなるアナログ入力信号増幅回路と、
所定周波数の三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、
前記アナログ増幅信号および前記三角波信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
前記ＰＷＭ信号を前記アナログ出力信号に変換するフィルタ回路と、
を有し、
前記真値算出部は、
前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す初期関係データとして、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す一次関数の傾きαおよび切片βが予め格納されている記憶回路と、
前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データとして、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す一次関数の傾きα’および切片β’を生成するために、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値がゼロになる充電開始前に前記アナログ出力信号の現在の信号値から前記切片β’を算出し、算出した前記切片β’および式β／α＝β’／α’から前記傾きα’を算出する関係データ生成回路と、
前記現関係データと現在出力されている前記アナログ出力信号の信号値に基づいて、前記直流出力電流または直流出力電圧の現在の真値を算出する演算回路と、
を有し、
前記制御回路は、前記真値算出部から出力された前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と、前記直流出力電流または直流出力電圧の目標値とに基づくフィードバック制御により前記デューティ比を制御することを特徴とする。

この構成によれば、アナログ出力信号の信号値に誤差が生じた場合であっても、測定装置により測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができるので、制御回路は、正確に測定された真値に基づいてフィードバック制御を行うことができる。したがって、バッテリーに安定した直流出力電圧を供給することができる。

この構成によれば、充電開始前に現関係データが生成されるので、充電中は現関係データに基づいて真値を正確に測定することができ、バッテリーに安定した直流出力電圧を供給し続けることができる。

この構成によれば、アナログ増幅信号の信号値をオフセット電圧に応じて増加させることにより、ＰＷＭ信号生成回路において、アナログ増幅信号の信号値が三角波信号の０Ｖ近傍の信号値と比較されるのを防ぐことができるので、ＰＷＭ信号のデューティ比の直線性を確保することができる。

上記充電装置では、
前記バッテリーは、車載バッテリーであり、
前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記アナログ増幅信号と前記三角波信号との大小関係に基づいてＰＷＭ信号を生成する比較手段と、該比較手段により生成された前記ＰＷＭ信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段とを含む。

この構成によれば、ＰＷＭ信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段が含まれているので、高電圧側のＤＣ／ＤＣコンバータ回路から低電圧側の制御回路に、安全に信号を伝達することができる。

上記充電装置は、
前記直流出力電流の真値に応じた電圧降下を発生させるシャント抵抗をさらに備え、
前記シャント抵抗は、前記電圧降下に応じた信号を前記アナログ入力信号として出力し、
前記真値算出部は、前記シャント抵抗に流れる前記直流出力電流の真値を算出する。

本発明によれば、測定対象である電流または電圧の真値を正確に測定することができる測定装置および該測定装置を備えた充電装置を提供することができる。

本発明に係る測定装置のブロック図である。 本発明におけるアンプ部の回路図である。 本発明のアンプ部における三角波信号のピーク値の変動要因を説明するための図である。 ＰＷＭ信号の生成方法を説明するための図である。 初期関係データおよび現関係データを説明するための図である。 本発明に係る充電装置のブロック図である。 従来の絶縁アンプの回路図である。 従来の絶縁アンプにおける三角波信号のピーク値の変動要因を説明するための図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係る測定装置および該測定装置を備えた充電装置の好ましい実施形態について説明する。なお、以下では、測定対象が直流電流の場合について説明する。

［測定装置］
図１に、本発明の一実施形態に係る測定装置を示す。
同図に示すように、本実施形態に係る測定装置１は、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流の真値に応じたアナログ入力信号Ｓ_iが入力され、かつ入力されたアナログ入力信号Ｓ_iに基づいてアナログ出力信号Ｓ_oを出力するアンプ部２と、該アンプ部２から出力されたアナログ出力信号Ｓ_oの信号値に基づいて上記直流電流の真値を算出する真値算出部３とを備えている。

アンプ部２は、アナログ入力信号Ｓ_iに基づいてアナログ増幅信号Ｓ_hを生成するアナログ入力信号増幅回路４と、所定周波数の鋸歯状の三角波信号Ｓ_cを生成する三角波信号生成回路５と、アナログ増幅信号Ｓ_hおよび三角波信号Ｓ_cに基づいてＰＷＭ信号Ｓ_kを生成するＰＷＭ信号生成回路６と、ＰＷＭ信号Ｓ_kをアナログ出力信号Ｓ_oに変換するフィルタ回路７とから構成されている。

図２に、アンプ部２を構成する各回路４〜７の回路図を示す。
同図に示すように、アナログ入力信号増幅回路４は、オペアンプＯＰ₁と抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄とからなる差動増幅回路により構成されている。抵抗Ｒ₁は、オペアンプＯＰ₁のマイナス端子（反転入力端子）とシャント抵抗Ｒ_Sの一端との間に接続されている。抵抗Ｒ₂は、オペアンプＯＰ₁の出力端子とオペアンプＯＰ₁のマイナス端子との間に接続されている。抵抗Ｒ₃は、オペアンプＯＰ₁のプラス端子（非反転入力端子）とシャント抵抗Ｒ_Sの他端との間に接続されている。抵抗Ｒ₄は、オペアンプＯＰ₁のプラス端子と該プラス端子にオフセット電圧を印加するための外部電源との間に接続されている。
また、抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄は、増幅率が２０倍程度になるように抵抗値が設定されている。

アナログ入力信号増幅回路４では、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流の真値に応じた電圧信号がアナログ入力信号Ｓ_iとしてオペアンプＯＰ₁に入力されると、オペアンプＯＰ₁のプラス端子とマイナス端子との電圧差が増幅されて、アナログ増幅信号Ｓ_hとして出力される。
なお、アナログ入力信号増幅回路４では、オペアンプＯＰ₁のプラス端子とマイナス端子との電圧差をオフセット電圧に応じて増加させているので、ＰＷＭ信号生成回路６において、アナログ増幅信号Ｓ_hの信号値が三角波信号Ｓ_cの０Ｖ近傍の信号値と比較されるのを防ぐことができ、ＰＷＭ信号Ｓ_kのデューティ比の直線性を確保することができる。

三角波信号生成回路５は、定電流回路５ａと、定電流回路５ａから出力される定電流Ｉ₁により充電されるコンデンサＣ₁と、コンデンサＣ₁の電圧と所定の閾値電圧とを比較するヒステリシスコンパレータ５ｂと、コンデンサＣ₁を放電する放電回路５ｃとから構成されている。

定電流回路５ａでは、外部電源から供給された所定の電源電圧Ｖ_cc1（例えば、５Ｖ）を抵抗Ｒ₅、Ｒ₆で分圧した電圧（ａ点電圧）が、オペアンプＯＰ₂のプラス端子に入力され、オペアンプＯＰ₂の出力端子にベース接続されたＰＮＰ型トランジスタＴＲ₁のエミッタ電圧（ｂ点電圧）が、オペアンプＯＰ₂のマイナス端子に入力される。オペアンプＯＰ₂は、ａ点電圧とｂ点電圧が等しくなるようにＰＮＰ型トランジスタＴＲ₁のベース電圧を制御するので、抵抗Ｒ₇には、次式で示す定電流Ｉ₁が流れる。

コンデンサＣ₁は、定電流Ｉ₁によって充電されるので、コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_cは、次式で示すように時間ｔに比例して増加する。

ここで、上記（２）式におけるＣ₁は、コンデンサＣ₁の容量である。

ヒステリシスコンパレータ５ｂは、オペアンプＯＰ₃と抵抗Ｒ₈〜Ｒ₁₀とから構成されている。コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_c（ｃ点電圧）に応じた電圧信号は、オペアンプＯＰ₃のマイナス端子に入力される。
オペアンプＯＰ₃のマイナス端子に入力される電圧値（ｃ点電圧）が、オペアンプＯＰ₃のプラス端子に入力される電圧値（ｄ点電圧）以上の場合、オペアンプＯＰ₃の出力（ｅ点電圧）はＬｏｗになる。一方、オペアンプＯＰ₃のマイナス端子に入力される電圧値が、オペアンプＯＰ₃のプラス端子に入力される電圧値よりも低い場合、オペアンプＯＰ₃の出力はＨｉｇｈになる。
なお、オペアンプＯＰ₃のプラス端子には、抵抗Ｒ₁₀を介してオペアンプＯＰ₃の出力がフィードバックされるため、オペアンプＯＰ₃のプラス端子に入力される電圧は、オペアンプＯＰ₃の出力（ＨｉｇｈまたはＬｏｗ）に応じて、異なる値（閾値電圧Ｖ_Hまたは閾値電圧Ｖ_L）になる（図３参照）。

放電回路５ｃでは、インバータＩＣ₁により反転されたオペアンプＯＰ₃の出力が、抵抗Ｒ₁₁を介してＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂のベースに入力される。
このため、オペアンプＯＰ₃の出力がＬｏｗの場合に、ＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂のベース電圧がＨｉｇｈになる。これにより、ＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂が導通状態になり、ＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂のコレクタ・エミッタ間を介してコンデンサＣ₁が放電されて、コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_Cがゼロになる。

コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_Cがゼロになると、オペアンプＯＰ₃のマイナス端子に入力される電圧値がゼロになり、オペアンプＯＰ₃のプラス端子に入力されている電圧値（閾値電圧Ｖ_L）よりも低くなるので、オペアンプＯＰ₃の出力はＨｉｇｈになり、ＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂のベース電圧がＬｏｗになる。これにより、ＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂が遮断状態になり、コンデンサＣ₁が定電流Ｉ₁によって充電されて、コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_Cが再び上昇する。
このように、三角波信号生成回路５では、コンデンサＣ₁が充放電を繰り返すことで、コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_cが三角波形となり、該電圧Ｖ_cが三角波信号Ｓ_cとしてＰＷＭ信号生成回路６に出力される。

ここで、図３を参照して、三角波信号Ｓ_cのピーク値Ｖ_Pの変動要因について説明する。
コンデンサＣ₁が充電を開始してから所定時間ｔ₁経過し、コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_CがオペアンプＯＰ₃のプラス端子に入力されている電圧値（閾値電圧Ｖ_H）まで上昇すると、オペアンプＯＰ₃の出力はＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わろうとするが、オペアンプＯＰ₃のスルーレート値によって決定される遅延時間が生じるため、すぐには切り替わらない。
また、インバータＩＣ₁においても遅延時間が生じるので、結局、コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_Cが閾値電圧Ｖ_Hまで上昇してから所定時間ｔ₂経過時に、ＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂のベース電圧がＨｉｇｈになる。
したがって、三角波信号Ｓ_cの信号値は、コンデンサＣ₁が充電を開始してから所定時間ｔ₁＋ｔ₂経過時にピーク値Ｖ_Pに達する。換言すれば、所定時間ｔ₁およびｔ₂が変動すると、ピーク値Ｖ_Pも変動してしまう。
このため、所定時間ｔ₁の変動要因である電源電圧Ｖ_cc1の変動（閾値電圧Ｖ_Hの変動）や、所定時間ｔ₂の変動要因であるオペアンプＯＰ₃、インバータＩＣ₁およびＮＰＮ型トランジスタＴＲ₂の遅延時間の変動が、ピーク値Ｖ_Pの変動要因になる。
なお、ピーク値Ｖ_Pの変動は、ＰＷＭ信号Ｓ_kのデューティ比や、アナログ出力信号Ｓ_oの変動要因になる。

再び図２を参照して、ＰＷＭ信号生成回路６は、主に、コンパレータＣＰ₁（本発明の「比較手段」に相当）と、フォトカプラＰＣ₁（本発明の「信号伝達手段」に相当）とから構成されている。

コンパレータＣＰ₁は、図４（Ａ）に示すように、アナログ増幅信号Ｓ_hと三角波信号Ｓ_cとの大小関係に基づいてＰＷＭ信号Ｓ_jを生成する。ＰＷＭ信号Ｓ_jは、アナログ増幅信号Ｓ_hの信号値が三角波信号Ｓ_cの信号値よりも大きい場合にＨｉｇｈになり、アナログ増幅信号Ｓ_hの信号値が三角波信号Ｓ_cの信号値よりも小さい場合にＬｏｗになる。

ＰＷＭ信号Ｓ_jのデューティ比Ｄは、次式で表わされる。

上記（３）式から分かるように、ＰＷＭ信号Ｓ_jのデューティ比Ｄは、アナログ増幅信号Ｓ_hの信号値に比例し、三角波信号Ｓ_cのピーク値Ｖ_Pに反比例する。
例えば、アナログ増幅信号Ｓ_hの信号値が増加すると、ＰＷＭ信号Ｓ_jのデューティ比Ｄも増加する（図４（Ｂ）参照）。

フォトカプラＰＣ₁は、図２に示すように、抵抗Ｒ₁₂を介して外部電源から電源電圧Ｖ_cc1が印加された発光素子と、抵抗Ｒ₁₃を介して別の外部電源から電源電圧Ｖ_cc2が印加された受光素子とからなり、発光素子に流れる電流に応じて発光素子の発光量が変化し、該発光量の変化に応じて受光素子が出力する電流量が変化する。フォトカプラＰＣ₁では、受光素子が出力する電流量の変化を電圧信号に変換することで、ＰＷＭ信号Ｓ_kを出力している。
なお、フォトカプラＰＣ₁では、立ち上がり時間と立ち下がり時間に時間差があるため、ＰＷＭ信号Ｓ_kのパルス幅がわずかに変化してしまうが、この時間差はＰＷＭ信号Ｓ_kの周期に対して十分に小さいので、ＰＷＭ信号Ｓ_kのデューティ比Ｄに与える影響は無視することができる。

フィルタ回路７は、抵抗Ｒ₁₄およびコンデンサＣ₃から構成されている。フィルタ回路７では、フォトカプラＰＣ₁から出力されたＰＷＭ信号Ｓ_kが平均化処理されて、アナログ出力信号Ｓ_oが生成される。
アナログ出力信号Ｓ_oの信号値は、次式で表される。

上記（４）式から、受光素子に印加される電源電圧Ｖ_cc2が変動すると、アナログ出力信号Ｓ_oの信号値も変動することが分かる。
かかるアナログ出力信号Ｓ_oは、真値算出部３に出力される。

真値算出部３は、図１に示すように、記憶回路８と、関係データ生成回路９と、演算回路１０とから構成されている。

記憶回路８には、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流の真値と、アナログ出力信号Ｓ_oの初期の信号値との関係を示す初期関係データが予め格納されている。
上記真値と初期の信号値との関係は、図５に示すように、傾きα、切片βの一次関数（初期の信号値＝α×真値＋β）で表わすことができる。
本実施形態では、初期関係データとして、上記一次関数の傾きαおよび切片βが記憶回路８に格納されている。

傾きαおよび切片βは、例えば、本実施形態に係る測定装置１の出荷前に算出される。
具体的には、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流を変化させて、変化の前後（図５のＡ点およびＢ点）におけるアナログ出力信号Ｓ_oの信号値と直流電流の真値とを測定し、測定した信号値および真値から傾きαおよび切片βを算出する。
信号値の測定は、演算回路１０により行われ、真値の測定は、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流を直接測定できる校正されたパワーメータ（電流計）により行われる。
なお、図５において、真値がゼロのときに信号値がβとなっているのは、アナログ入力信号増幅回路４を構成するオペアンプＯＰ₁のプラス端子にオフセット電圧が印加されているためである。

上述したように、アナログ出力信号Ｓ_oは、電源電圧Ｖ_cc1の変動、オペアンプＯＰ₃等の遅延時間の変動、および電源電圧Ｖ_cc2の変動によって、信号値に誤差が生じる。
関係データ生成回路９では、上記信号値の誤差を補正すべく、図５に示すように、真値と現在の信号値との関係を示す一次関数（現在の信号値＝α’×真値＋β’）の傾きα’および切片β’が、現関係データとして新たに生成（算出）される。

具体的には、傾きα’および切片β’は、初期関係データとして記憶回路８に予め格納されている傾きαおよび切片βと、真値が既知のときに出力されているアナログ出力信号Ｓ_oの信号値とに基づいて算出される。

例えば、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流がゼロのときには、真値がゼロになり、現在の信号値＝β’となるので、切片β’を算出することができる。
ここで、初期の関係式（初期の信号値＝α×真値＋β）および現在の関係式（現在の信号値＝α’×真値＋β’）から、傾きαおよび切片βと、傾きα’および切片β’との関係は、次式で表される。

したがって、上記（５）式および算出した切片β’から、傾きα’を算出することができる。
算出された傾きα’および切片β’は、現関係データとして記憶回路８に格納される。

演算回路１０では、フィルタ回路７から出力されたアナログ出力信号Ｓ_oが入力されると、記憶回路８に格納されている現関係データと、入力されたアナログ出力信号Ｓ_oの信号値とに基づいて、現在シャント抵抗Ｒ_Sに流れている直流電流の真値が算出される。

本実施形態に係る測定装置１によれば、記憶回路８に予め格納されている初期関係データ（傾きαおよび切片β）に基づいて現関係データ（傾きα’および切片β’）が生成されるので、アナログ出力信号Ｓ_oの信号値に誤差が生じた場合であっても、現関係データに基づいて、現在シャント抵抗Ｒ_Sに流れている直流電流の真値を正確に算出することができる。
したがって、本実施形態に係る測定装置１によれば、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流の真値を正確に測定することができる。

［充電装置］
図６に、上記測定装置１を備えた本発明の一実施形態に係る充電装置を示す。
同図に示すように、本実施形態に係る充電装置１００は、電気自動車に搭載される車載型の充電装置であり、商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）等の交流電源１０１から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路１１と、直流入力電圧をスイッチ手段１７ａ〜１７ｄでスイッチングして車載バッテリー（以下、バッテリー）１０２に供給すべき直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路１２と、直流出力電圧とバッテリー１０２に供給される直流出力電流との積（直流出力電力）が所定の目標電力値となるようにスイッチ手段１７ａ〜１７ｄのデューティ比を制御する制御回路１３と、直流出力電力の目標電力値を設定する目標電力値設定回路１４と、直流出力電流の真値を測定する測定装置１とを備えている。

整流平滑回路１１は、ダイオードブリッジ１５と、静電容量が数１００μＦ〜数１０００μＦの電解コンデンサ（平滑コンデンサ）１６を有している。なお、整流平滑回路１１は、不図示の力率改善部を含んでいることが好ましい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１２は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の４つのスイッチ手段１７ａ〜１７ｄからなるインバータ部１７と、インバータ部１７に１次側が接続されたトランス１８と、トランス１８の２次側に接続された出力部１９とを有している。出力部１９は、ダイオードブリッジ２０と、コイル２１および平滑コンデンサ２２からなるＬＣローパスフィルタと、数ｍΩのシャント抵抗Ｒ_Sとを有している。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１２では、インバータ部１７で直流入力電圧から１次側交流電圧が生成され、トランス１８で１次側交流電圧が昇圧されて２次側交流電圧に変換され、出力部１９で２次側交流電圧から直流出力電圧が生成される。

制御回路１３は、マイクロコンピュータとその上で実行されるプログラムとからなり、デューティ比算出手段１３ａと、ＰＷＭ信号生成手段１３ｂとを有している。

デューティ比算出手段１３ａでは、目標電力値設定回路１４で設定された目標電力値および直流出力電圧の電圧値から直流出力電流の目標電流値が算出され、算出された目標電流値と測定装置１から出力された真値とに基づくＰＩＤ制御等のフィードバック制御により、スイッチ手段１７ａ〜１７ｄのデューティ比が算出される。

ＰＷＭ信号生成手段１３ｂでは、デューティ比算出手段１３ａで算出されたデューティ比に基づいてＰＷＭ信号が生成される。生成されたＰＷＭ信号は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１２のインバータ部１７に出力される。

測定装置１では、外部から電源電圧Ｖ_cc1および電源電圧Ｖ_cc2が供給され、アナログ入力信号増幅回路４を構成するオペアンプＯＰ₁にオフセット電圧が印加されると、充電開始前（真値がゼロのとき）に、初期関係データ（傾きαおよび切片β）に基づいて現関係データ（傾きα’および切片β’）が生成される。
そして、充電開始後は、充電開始前に生成された現関係データに基づいて真値が算出される。算出された真値は、デューティ比算出手段１３ａに出力される。

本実施形態に係る充電装置１００によれば、測定装置１では、現関係データに基づいて真値が正確に測定され、制御回路１３では、測定装置１によって正確に測定された真値に基づいてフィードバック制御が行われるので、アナログ出力信号Ｓ_oの信号値に誤差が生じた場合であっても、バッテリー１０２に安定した直流出力電圧を供給することができる。

また、本実施形態に係る充電装置１００によれば、測定装置１に、絶縁した状態で信号を伝達できるフォトカプラＰＣ₁が含まれているので、高電圧側のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１２から低電圧側の制御回路１３に、安全に信号を伝達することができる。

以上、本発明に係る測定装置および該測定装置を備えた充電装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

例えば、上記実施形態では、シャント抵抗Ｒ_Sを流れる直流電流を測定対象としているが、本発明に係る測定装置は、直流電圧を測定対象とすることもできる。また、例えば、アナログ入力信号増幅回路４の前段にＡＣ／ＤＣコンバータ回路等を設けることで、交流電流または交流電圧を測定対象とすることもできる。

また、上記実施形態では、高圧側から低圧側に信号を伝達するために、フォトカプラＰＣ₁を備えたＰＷＭ信号生成回路６を使用しているが、入出力間の電圧差が小さい場合には、フォトカプラＰＣ₁等の信号伝達手段を備えていないＰＷＭ信号生成回路を使用してもよい。

また、上記（５）式は、三角波信号Ｓ_cとアナログ増幅信号Ｓ_hとを比較してＰＷＭ信号Ｓ_kを生成し、該ＰＷＭ信号Ｓ_kからアナログ出力信号Ｓ_oを生成するアンプ部であれば成立する。
このため、上記実施形態におけるアンプ部２の回路構成は、上記（５）式が成立する範囲で、任意に変更できる。

さらに、上記実施形態に係る充電装置１００では、測定装置１の真値算出部３を制御回路１３とは別に設けているが、真値算出部３を制御回路１３内に設けてもよいし、真値算出部３を構成する一部の回路だけを制御回路１３内に設けてもよい。

１ 測定装置
２ アンプ部
３ 真値算出部
４ アナログ入力信号増幅回路
５ 三角波信号生成回路
５ａ 定電流回路
５ｂ ヒステリシスコンパレータ
５ｃ 放電回路
６ ＰＷＭ信号生成回路
７ フィルタ回路
８ 記憶回路
９ 関係データ生成回路
１０ 演算回路
１１ 整流平滑回路
１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
１３ 制御回路
１３ａ デューティ比算出手段
１３ｂ ＰＷＭ信号生成手段
１４ 目標電力値設定回路
１５ ダイオードブリッジ
１６ 電解コンデンサ
１７ インバータ部
１７ａ〜１７ｄ スイッチ手段
１８ トランス
１９ 出力部
２０ ダイオードブリッジ
２１ コイル
２２ 平滑コンデンサ
１００ 充電装置
１０１ 交流電源
１０２ バッテリー

Claims (3)

1. 外部から供給された交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑回路と、前記直流入力電圧をスイッチ手段でスイッチングして直流出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、前記直流出力電圧でバッテリーを充電する充電装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路で生成された直流出力電流または前記直流出力電圧の真値に応じたアナログ入力信号され、かつ入力された前記アナログ入力信号に基づいてアナログ出力信号を出力するアンプ部と、該アンプ部から出力された前記アナログ出力信号の信号値に基づいて前記直流出力電流または直流出力電圧の真値を算出する真値算出部とを備えた測定装置をさらに備え、
   前記アンプ部は、
   前記アナログ入力信号に基づいてアナログ増幅信号を生成するために、一方の入力端子に所定のオフセット電圧を印加し、かつ他方の入力端子に前記アナログ増幅信号を帰還させた差動増幅回路からなるアナログ入力信号増幅回路と、
   所定周波数の三角波信号を生成する三角波信号生成回路と、
   前記アナログ増幅信号および前記三角波信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
   前記ＰＷＭ信号を前記アナログ出力信号に変換するフィルタ回路と、
   を有し、
   前記真値算出部は、
   前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す初期関係データとして、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の初期の信号値との関係を示す一次関数の傾きαおよび切片βが予め格納されている記憶回路と、
   前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す現関係データとして、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と前記アナログ出力信号の現在の信号値との関係を示す一次関数の傾きα’および切片β’を生成するために、前記直流出力電流または直流出力電圧の真値がゼロになる充電開始前に前記アナログ出力信号の現在の信号値から前記切片β’を算出し、算出した前記切片β’および式β／α＝β’／α’から前記傾きα’を算出する関係データ生成回路と、
   前記現関係データと現在出力されている前記アナログ出力信号の信号値に基づいて、前記直流出力電流または直流出力電圧の現在の真値を算出する演算回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、前記真値算出部から出力された前記直流出力電流または直流出力電圧の真値と、前記直流出力電流または直流出力電圧の目標値とに基づくフィードバック制御により前記デューティ比を制御することを特徴とする充電装置。
2. 前記バッテリーは、車載バッテリーであり、
   前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記アナログ増幅信号と前記三角波信号との大小関係に基づいてＰＷＭ信号を生成する比較手段と、該比較手段により生成された前記ＰＷＭ信号を電気的に絶縁した状態で伝達する信号伝達手段とを含むことを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
3. 前記直流出力電流の真値に応じた電圧降下を発生させるシャント抵抗をさらに備え、
   前記シャント抵抗は、前記電圧降下に応じた信号を前記アナログ入力信号として出力し、
   前記真値算出部は、前記シャント抵抗に流れる前記直流出力電流の真値を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の充電装置。

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