JP5938190B2 - 位相調整装置、系統対抗分生成装置、系統連系インバータシステム、および、位相調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、位相の遅延分をあらかじめ調整するための位相調整装置、当該位相調整装置を備えた系統対抗分生成装置、当該系統対抗分生成装置を備えた系統連系インバータシステム、および、位相調整方法に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図１７は、従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した直流電力を交流電力に変換して三相の電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を電力系統Ｂの系統電圧に昇圧（または降圧）する。制御回路７００は、電流センサ５および電圧センサ６などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、制御回路７００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

制御回路７００は、電流制御部７１、系統対抗分生成部８００、およびＰＷＭ信号生成部７２を備えている。電流制御部７１は、電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成して出力する。系統対抗分生成部８００は、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に基づいて、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成して出力する。系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗと補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとをそれぞれ加算した指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗがＰＷＭ信号生成部７２に入力される。ＰＷＭ信号生成部７２は、入力される指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗに基づいてＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成して、インバータ回路２に出力する。

フィルタ回路３などのフィルタや電圧検出などの処理では、位相の遅れが生じる。この位相の遅れによる不都合を解消するための処理が、系統対抗分生成部８００で行われる。例えば、位相の遅れによる電圧の変化分をあらかじめ増減させた系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成する方法や、位相の遅れ分だけ系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗの位相をあらかじめ進めておく方法などが提案されている。

特開平９−２７１１７６号公報

しかしながら、電力系統Ｂには基本波の正相分の交流信号の他に逆相分の交流信号が含まれているので、上記の位相調整方法の場合、適切に位相の調整を行うことができない。すなわち、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖに基づく系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗにも逆相分の信号が含まれている。系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗの正相分の信号の位相を進める処理を行うと、正相分の信号とは相順が逆になっている逆相分の信号は、位相が遅れることになる。これにより、逆相分の信号は、フィルタなどで位相が遅れる上に更に位相が遅れるので、大幅に位相が遅れることになる。この場合、系統対抗分生成部８００から出力される系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを電力系統Ｂの系統電圧に精度よく追従させることが困難になる。

特に、瞬低などの系統擾乱によって電力系統Ｂの逆相分が増加した場合、追従の精度がより悪くなる。この結果、系統電圧と系統連系インバータシステムの出力電圧とに差が生じて過電流が流れる。過電流が流れると系統連系インバータシステムは停止され電力系統Ｂから切り離される。これにより、電力系統Ｂの系統擾乱が拡大されてしまう。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、信号に逆相分が重畳されている場合でも、当該信号の位相を適切に調整することができる位相調整装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される位相調整装置は、三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整装置であって、前記３つの信号に基づく正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出された正相分の信号の位相を調整する正相分位相調整手段と、前記抽出手段によって抽出された逆相分の信号の位相を、前記正相分位相調整手段で用いた値の負の値を用いて調整する逆相分位相調整手段と、位相調整後の正相分の信号および逆相分の信号から、３つの調整後信号を生成する合成手段とを備えていることを特徴とする。なお、「正相分の信号」とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が同じ信号であり、「逆相分の信号」とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が逆の信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記抽出手段は、前記３つの信号を第１の信号および第２の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第１の信号に含まれる正相分の信号である第１の正相分信号と、前記第１の信号に含まれる逆相分の信号である第１の逆相分信号と、前記第２の信号に含まれる正相分の信号である第２の正相分信号と、前記第２の信号に含まれる逆相分の信号である第２の逆相分信号とをそれぞれ抽出する信号抽出手段とを備え、前記合成手段は、位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する加算手段と、前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を前記３つの調整後信号に変換する二相三相変換手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記信号抽出手段は、前記第１の信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の正相分信号を抽出する第１正相分抽出手段と、前記第１の信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の正相分信号を抽出する第２正相分抽出手段と、前記第１の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の逆相分信号を抽出する第１逆相分抽出手段と、前記第１の信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の逆相分信号を抽出する第２逆相分抽出手段とを備えており、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、Ｇ₁（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝であり、前記第２の伝達関数は、Ｇ₂（ｓ）＝−Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝であり、前記第３の伝達関数は、Ｇ₃（ｓ）＝Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記信号抽出手段は、前記第１の信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の正相分信号を抽出する第１正相分抽出手段と、前記第１の信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の正相分信号を抽出する第２正相分抽出手段と、前記第１の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の逆相分信号を抽出する第１逆相分抽出手段と、前記第１の信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の逆相分信号を抽出する第２逆相分抽出手段とを備えており、前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、時定数をＴとした場合、前記第１の伝達関数は、Ｇ₁（ｓ）＝（Ｔ²・ｓ²＋Ｔ・ｓ＋Ｔ²・ω₀ ²）／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝であり、前記第２の伝達関数は、Ｇ₂（ｓ）＝−Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝であり、前記第３の伝達関数は、Ｇ₃（ｓ）＝Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記信号抽出手段は、前記第１の信号および前記第２の信号に、基準とする正弦波信号の位相である基準位相に基づいた回転座標変換処理を行うことで、正相ｄ軸信号および正相ｑ軸信号を生成する正相回転座標変換手段と、前記第１の信号および前記第２の信号に、前記基準位相の負の値である負の基準位相に基づいた回転座標変換処理を行うことで、逆相ｄ軸信号および逆相ｑ軸信号を生成する逆相回転座標変換手段と、前記正相ｄ軸信号、前記正相ｑ軸信号、前記逆相ｄ軸信号、および前記逆相ｑ軸信号の直流成分のみを通過させるフィルタ手段と、前記フィルタ手段を通過した前記正相ｄ軸信号の直流成分と前記正相ｑ軸信号の直流成分とに、前記基準位相に基づいた静止座標変換処理を行うことで、前記第１の正相分信号および前記第２の正相分信号を生成する正相静止座標変換手段と、前記フィルタ手段を通過した前記逆相ｄ軸信号の直流成分と前記逆相ｑ軸信号の直流成分とに、前記負の基準位相に基づいた静止座標変換処理を行うことで、前記第１の逆相分信号および前記第２の逆相分信号を生成する逆相静止座標変換手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記信号抽出手段は、前記第１の信号をＸα、前記第２の信号をＸβとすると、前記第１の正相分信号Ｘαｐおよび前記第２の正相分信号Ｘβｐを下記（１ａ）式に示す行列式によって算出し、前記第１の逆相分信号Ｘαｎおよび前記第１の逆相分信号Ｘβｎを下記（１ｂ）式に示す行列式によって算出する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記抽出手段は、前記３つの信号に含まれる正相分の信号および逆相分の信号をそれぞれ抽出する信号抽出手段と、前記信号抽出手段によって抽出された３つの正相分の信号を第１の正相分信号および第２の正相分信号に変換し、抽出された３つの逆相分の信号を第１の逆相分信号および第２の逆相分信号に変換する三相二相変換手段とを備えており、前記合成手段は、位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する加算手段と、前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を前記３つの調整後信号に変換する二相三相変換手段とを備えており、前記信号抽出手段は、前記３つの信号をＸｕ，Ｘｖ，Ｘｗとすると、３つの正相分の信号Ｘｕｐ，Ｘｖｐ，Ｘｗｐを、下記（２ａ）式に示す行列式によって抽出し、３つの逆相分の信号Ｘｕｎ，Ｘｖｎ，Ｘｗｎを、下記（２ｂ）式に示す行列式によって抽出する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分位相調整手段は、前記第１の正相分信号をＸαｐ、前記第２の正相分信号をＸβｐ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の正相分信号Ｘ’αｐおよび第２の正相分信号Ｘ’βｐを、下記（３）式に示す行列式によって算出し、前記逆相分位相調整手段は、前記第１の逆相分信号をＸαｎ、前記第２の逆相分信号をＸβｎ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の逆相分信号Ｘ’αｎおよび第２の逆相分信号Ｘ’βｎを、下記（４）式に示す行列式によって算出する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号の振幅を調整する振幅調整手段をさらに備えている。

本発明の第２の側面によって提供される系統対抗分生成装置は、本発明の第１の側面によって提供される位相調整装置によって、電圧検出手段により検出された三相電力系統の各相の電圧信号の位相を調整して出力することを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第２の側面によって提供される系統対抗分生成装置から出力される位相調整後の各相の電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する制御回路と、前記制御回路から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される位相調整方法は、三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整方法であって、前記３つの信号に基づく正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出する第１の工程と、前記第１の工程によって抽出された正相分の信号の位相を調整する第２の工程と、前記第１の工程によって抽出された逆相分の信号の位相を、前記第２の工程で用いた値の負の値を用いて調整する第３の工程と、位相調整後の正相分の信号および逆相分の信号から、３つの調整後信号を生成する第４の工程とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、正相分の信号と逆相分の信号とがそれぞれ抽出され、正相分の信号は正相分位相調整手段で位相を調整され、逆相分の信号は逆相分位相調整手段で位相を調整される。そして、位相を調整された各信号から、３つの調整後信号が生成される。正相分の信号と逆相分の信号とを、それぞれに適した方法を用いて位相調整するので、三相交流に基づく信号に逆相分が重畳されている場合でも、当該信号の位相を適切に調整することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 第１実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図である。 第１実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 第１実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 第１実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。 行列の計算を説明するためのブロック線図である。 回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 行列Ｇ_LPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。 第２実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図である。 回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 行列Ｇ_HPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 第３実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図である。 第４実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図である。 従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る位相調整装置を系統連系インバータシステムの系統対抗分生成部に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、電流センサ５、電圧センサ６、および制御回路７を備えている。

直流電源１は、インバータ回路２に接続している。インバータ回路２、フィルタ回路３、および変圧回路４は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインに直列に接続されて、三相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ５および電圧センサ６は、変圧回路４の出力側に設置されている。制御回路７は、インバータ回路２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して電力系統Ｂに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、電流センサ５および電圧センサ６を変圧回路４の入力側に設けてもよいし、インバータ回路２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。また、変圧回路４をフィルタ回路３の入力側に設けるようにしてもよいし、変圧回路４を設けない、いわゆるトランスレス方式にしてもよい。また、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、フィルタ回路３に出力するものである。インバータ回路２は、三相インバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。なお、インバータ回路２はこれに限定されず、例えば、マルチレベルインバータであってもよい。

フィルタ回路３は、インバータ回路２から入力される交流電圧から、スイッチングによる高周波成分を除去するものである。フィルタ回路３は、リアクトルとコンデンサとからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路３で高周波成分を除去された交流電圧は、変圧回路４に出力される。なお、フィルタ回路３の構成はこれに限定されず、高周波成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

電流センサ５は、変圧回路４から出力される各相の交流電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、電力系統Ｂの各相の系統電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、制御回路７に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧は、系統電圧とほぼ一致している。

制御回路７は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路７は、電流センサ５から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。制御回路７は、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を各センサから入力される検出信号に基づいて生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。制御回路７は、指令値信号の波形を変化させて系統連系インバータシステムＡの出力電圧の波形を変化させることで、出力電流を制御している。これにより、制御回路７は、各種フィードバック制御を行っている。指令値信号は、電圧センサ６が検出した電圧信号Ｖを基にした信号に、電流制御のための補償信号を加算することで生成される。

図１においては、出力電流制御を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。実際には、制御回路７は、直流電圧制御（入力直流電圧が予め設定された電圧目標値となるように行うフィードバック制御）や無効電力制御（出力無効電力が予め設定された無効電力目標値となるように行うフィードバック制御）なども行っている。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、出力電圧制御や有効電力制御を行うようにしてもよい。

制御回路７は、電流制御部７１、ＰＷＭ信号生成部７２、および系統対抗分生成部８を備えている。

電流制御部７１は、電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを生成するものである。電流制御部７１は、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをそれぞれの目標値に一致させるためのフィードバック制御を行うためのものであり、当該制御のための補償信号として補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを出力する。後述する系統対抗分生成部８が出力する系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗと、電流制御部７１が出力する補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとがそれぞれ加算されて、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗが算出され、ＰＷＭ信号生成部７２に入力される。

ＰＷＭ信号生成部７２は、入力される指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗと、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。三角波比較法では、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗとキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号Ｘ’ｕがキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｕとして生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、インバータ回路２に出力される。

系統対抗分生成部８は、電圧センサ６から電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を入力されて、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成して出力する。系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗは系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗの基準となるものであり、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗが補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗで補正されることにより指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗが生成される。系統対抗分生成部８は、フィルタ回路３等で遅延する位相の遅れ分を進めて、系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを生成する。系統対抗分生成部８は、電圧信号Ｖに含まれる正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出し、別々に位相を進める処理を行う。正相分の信号と逆相分の信号とは、それぞれ位相を進められてから加算される。

図２は、系統対抗分生成部８の内部構成を説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統対抗分生成部８は、三相/二相変換部８１、正相分抽出部８２、逆相分抽出部８３、正相分位相調整部８４、逆相分位相調整部８５、振幅調整部８６、および二相/三相変換部８７を備えている。

三相/二相変換部８１は、電圧センサ６より入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換するものである。三相/二相変換部８１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを生成する。

三相/二相変換部８１で行われる変換処理は、下記（５）式に示す行列式で表される。

正相分抽出部８２は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の正相分信号を抽出するものである。抽出された正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐは、正相分位相調整部８４に出力される。正相分抽出部８２は、回転座標変換部８２ａ、ＬＰＦ８２ｂ、および静止座標変換部８２ｃを備えている。

回転座標変換部８２ａは、三相/二相変換部８１から入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを、回転座標系のｄ軸電圧信号Ｖｄｐおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｐに変換するものである。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の方向に回転する直交座標系である。回転座標系の反対概念として、回転しない座標系を静止座標系とする。回転座標変換部８２ａは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを、図示しない位相検出部が検出した系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧信号Ｖｄｐおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｐに変換する。

回転座標変換部８２ａで行われる変換処理は、下記（６）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ８２ｂは、ローパスフィルタであり、ｄ軸電圧信号Ｖｄｐおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｐの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβの基本波の正相分が、それぞれｄ軸電圧信号Ｖｄｐおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｐの直流成分に変換されている。ＬＰＦ８２ｂは、直流成分だけを通過させ交流成分を遮断することで、基本波の正相分信号を通過させその他の成分の信号（逆相分信号や高調波信号）を遮断する。ｄ軸電圧信号Ｖｄｐの直流成分信号Ｙｄｐおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｐの直流成分信号Ｙｑｐが、静止座標変換部８２ｃに出力される。

静止座標変換部８２ｃは、ＬＰＦ８２ｂから入力される直流成分信号Ｙｄｐ，Ｙｑｐを、静止座標系の２つの正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐに変換するものであり、回転座標変換部８２ａとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部８２ｃは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の直流成分信号Ｙｄｐ，Ｙｑｐを、位相θに基づいて、静止座標系の正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐに変換する。

静止座標変換部８２ｃで行われる変換処理は、下記（７）式に示す行列式で表される。

逆相分抽出部８３は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の逆相分信号を抽出するものである。抽出された逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎは、逆相分位相調整部８５に出力される。逆相分抽出部８３は、回転座標変換部８３ａ、ＬＰＦ８３ｂ、および静止座標変換部８３ｃを備えている。

回転座標変換部８３ａは、三相/二相変換部８１から入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを、逆相分の回転座標系のｄ軸電圧信号Ｖｄｎおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｎに変換するものである。逆相分の回転座標系は、電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で逆の方向に回転する直交座標系である。回転座標変換部８３ａは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを、系統電圧の基本波の位相θの負の値である位相（−θ）に基づいて、逆相分の回転座標系のｄ軸電圧信号Ｖｄｎおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｎに変換する。

回転座標変換部８３ａで行われる変換処理は、下記（８）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ８３ｂは、ローパスフィルタであり、ｄ軸電圧信号Ｖｄｎおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｎの直流成分だけを通過させる。逆相分の回転座標変換処理によって、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβの基本波の逆相分が、それぞれｄ軸電圧信号Ｖｄｎおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｎの直流成分に変換されている。ＬＰＦ８３ｂは、直流成分だけを通過させ交流成分を遮断することで、基本波の逆相分を通過させその他の成分の信号（正相分信号や高調波信号）を遮断する。ｄ軸電圧信号Ｖｄｎの直流成分信号Ｙｄｎおよびｑ軸電圧信号Ｖｑｎの直流成分信号Ｙｑｎが、静止座標変換部８３ｃに出力される。

静止座標変換部８３ｃは、ＬＰＦ８３ｂから入力される直流成分信号Ｙｄｎ，Ｙｑｎを、静止座標系の２つの逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎに変換するものであり、回転座標変換部８３ａとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部８３ｃは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の直流成分信号Ｙｄｎ，Ｙｑｎを、位相（−θ）に基づいて、静止座標系の逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎに変換する。

静止座標変換部８３ｃで行われる変換処理は、下記（９）式に示す行列式で表される。

正相分位相調整部８４は、遅延する位相をあらかじめ進めておくように、位相を調整するものである。遅延する位相は、実験によってあらかじめ取得されており、これを調整するための位相調整量θ₀が設定されている。つまり、フィルタ等で位相がθ₀だけ遅延する場合、正相分位相調整部８４は、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相を位相調整量θ₀だけ進める処理をして、位相調整後の正相分信号Ｙ’αｐ，Ｙ’βｐを出力する。

正相分位相調整部８４で行われる位相調整処理は、下記（１０）式に示す行列式で表される。

なお、静止座標変換部８２ｃで行われる処理と正相分位相調整部８４で行われる処理を、１つの処理で行うようにしてもよい。すなわち、静止座標変換部８２ｃで静止座標変換を行う際に、合わせて位相を位相調整量θ₀だけ進める処理を行うようにしてもよい。

静止座標変換処理と位相調整処理とを一度に行う場合の処理は、上記（７）式および（１０）式から、下記（１１）式に示す行列式で表される。

逆相分位相調整部８５は、遅延する位相をあらかじめ進めておくように、位相を調整するものである。フィルタ等で位相がθ₀だけ遅延する場合、逆相分位相調整部８５は、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相を位相調整量θ₀だけ進める処理をして、位相調整後の逆相分信号Ｙ’αｎ，Ｙ’βｎを出力する。

逆相分の信号の位相を位相調整量θ₀だけ進める場合、上記（１０）式に示す行列において、θ₀を（−θ₀）とした行列を用いる。すなわち、逆相分位相調整部８５で行われる位相調整処理は、下記（１２）式に示す行列式で表される。

なお、静止座標変換部８３ｃで行われる処理と逆相分位相調整部８５で行われる処理を、１つの処理で行うようにしてもよい。すなわち、静止座標変換部８３ｃで静止座標変換を行う際に、合わせて位相を位相調整量θ₀だけ進める処理を行うようにしてもよい。

静止座標変換処理と位相調整処理とを一度に行う場合の処理は、上記（９）式および（１２）式から、下記（１３）式に示す行列式で表される。

正相分位相調整部８４が出力した正相分信号Ｙ’αｐと逆相分位相調整部８５が出力した逆相分信号Ｙ’αｎとが加算された信号Ｙ’αと、正相分信号Ｙ’βｐと逆相分信号Ｙ’βｎとが加算された信号Ｙ’βとが、振幅調整部８６に入力される。振幅調整部８６は、信号Ｙ’α，Ｙ’βの振幅を調整するものであり、フィルタで減衰する分を増幅する処理を行い、振幅調整後の信号Ｙα，Ｙβを出力する。

二相/三相変換部８７は、振幅調整部８６から出力される信号Ｙα，Ｙβを、３つの系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに変換するものである。二相/三相変換部８７は、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部８１とは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部８７で行われる変換処理は、下記（１４）式に示す行列式で表される。

本実施形態において、系統対抗分生成部８は、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換し、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとをそれぞれ抽出する。そして、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相を正相分位相調整部８４で調整し、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相を逆相分位相調整部８５で調整する。位相を調整された各信号をそれぞれ加算し、振幅調整を行ってから、二相/三相変換によって３つの系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに変換する。位相の調整方法が異なる正相分信号と逆相分信号がそれぞれ抽出され、それぞれに適した方法で位相調整されるので、系統電圧に逆相分が重畳されている場合でも、系統対抗分生成部８は、位相が適切に調整された系統指令値信号を出力することができる。

図３〜５は、本実施形態において行ったシミュレーション結果を説明するための図である。

まず、系統対抗分生成部８が出力する系統指令値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗを、電力系統Ｂの系統電圧に精度よく追従させることができるかの検証を行った。そのため、位相調整量θ₀＝０としてシミュレーションを行っている。図３は、このシミュレーションにおける連系点電圧（系統電圧に相当する。）と系統対抗分（系統指令値信号に相当する。）の波形を、相毎に示している。同図（ａ）はＵ相のものであり、同図（ｂ）はＶ相のものであり、同図（ｃ）はＷ相のものである。シミュレーション開始から０．２秒後に瞬低をおこし、更に逆相分を印加した。同図（ａ）〜（ｃ）に示すように、各相とも系統対抗分が連系点電圧に高速に精度よく追従している。

次に、位相を調整できるかを検証した。図４は、位相を進めた場合のシミュレーションにおける連系点電圧と系統対抗分の波形を、相毎に示している。当該シミュレーションは、位相調整量θ₀＝３０度とした以外は上記シミュレーションと同じ条件で行っている。また、図５は、位相を遅らせた場合のシミュレーションにおける連系点電圧と系統対抗分の波形を、相毎に示している。当該シミュレーションは、位相調整量θ₀＝−３０度とした以外は上記シミュレーションと同じ条件で行っている。図４および図５に示すように、系統対抗分が連系点電圧に高速に精度よく追従し、かつ、位相の調整を適切に行っている。つまり、系統電圧に逆相分が重畳された状態でも、系統指令値信号の位相を適切に調整することができる。

上記第１実施形態においては、ローパスフィルタを用いた場合について説明したが、ハイパスフィルタを用いて構成するようにしてもよい。

この場合、図２に示す正相分抽出部８２がハイパスフィルタを用いて逆相分を除去するようにし、逆相分抽出部８３がハイパスフィルタを用いて正相分を除去するようにすればよい。すなわち、回転座標変換部８２ａが位相（−θ）に基づいて逆相分の回転座標変換を行い、ＬＰＦ８２ｂに代えてハイパスフィルタで直流成分（逆相分）を遮断し、静止座標変換部８２ｃが位相（−θ）に基づいて静止座標変換を行うようにする。また、回転座標変換部８３ａが位相θに基づいて回転座標変換を行い、ＬＰＦ８３ｂに代えてハイパスフィルタで直流成分（正相分）を遮断し、静止座標変換部８３ｃが位相θに基づいて静止座標変換を行うようにする。この場合でも、正相分抽出部８２が基本波の正相分信号を抽出し、逆相分抽出部８３が基本波の逆相分信号を抽出することができる。

上記第１実施形態においては、回転座標変換部８２ａ，８３ａおよび静止座標変換部８２ｃ，８３ｃが非線形時変処理を行うために、線形制御理論を用いて制御系を設計することができず、また、システム解析もできなかった。線形制御理論を用いることができるように、回転座標変換部８２ａ，８３ａおよび静止座標変換部８２ｃ，８３ｃを備えず、これに代わる構成を採用した場合を、第２実施形態として説明する。

まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。

図６（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図６（ａ）に示す非線形時変の処理を、図６（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。

図６（ａ）に示す回転座標変換は下記（１５）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（１６）式の行列式で表される。

したがって、図６（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図７（ａ）のように表すことができる。図７（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図６（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。

回転座標変換の行列は、下記（１７）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

また、静止座標変換の行列は、下記（１８）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

上記（１７）式および（１８）式を用いて、図７（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（１９）式のように計算される。

上記（１９）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図８に示すブロック線図になる。図８に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である 。

ここで、θ（ｔ）＝ω₀ｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ω₀ｔ−ω₀τ＝ω₀（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図８に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω₀）が得られる。また、図８に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω₀）の入出力特性になる。

したがって、上記（１９）式からさらに計算を進めると、
と計算される。

これにより、図７（ａ）に示す処理を、図７（ｂ）に示す処理に変換することができる。図７（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。

ローパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝１／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図９に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_LPFは、上記（２０）式を用いて、下記（２１）式のように算出される。

図１０は、行列Ｇ_LPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_LPFの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、系統電圧の基本波の周波数（以下では、「中心周波数」とする。また、中心周波数に対応する角周波数を「中心角周波数」とする。）が６０Ｈｚの場合（すなわち、角周波数ω₀＝１２０πの場合）のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_LPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。以下に、三相/二相変換後の２つの信号に対する伝達関数の行列Ｇ_LPFに示す処理を、図１１を参照して検討する。

図１１は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図（ａ）は正相分の信号を示しており、同図（ｂ）は逆相分の信号を示している。

同図（ａ）において、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本波の正相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。前記正相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が進んでいる。α軸信号に行列Ｇ_LPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない（図１０（ａ）参照）。また、β軸信号に行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図１０（ｂ）参照）。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる（図１０（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列Ｇ_LPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。

逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図１１（ｂ）において、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本波の逆相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。前記逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、反時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が遅れている。α軸信号に行列Ｇ_LPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号に行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号にＧ_LPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる。また、β軸信号に行列Ｇ_LPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。つまり、伝達関数の行列Ｇ_LPFは、基本波の正相分信号を通過させ、逆相分信号を遮断する。また、基本波以外の周波数の信号（高調波など）は基本波より減衰されるので、伝達関数の行列Ｇ_LPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号を抽出するフィルタ処理であることが確認できる。

伝達関数の行列Ｇ_LPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分信号を遮断し、逆相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号を抽出する場合には、伝達関数の行列Ｇ_LPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

図１２は、第２実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するためのブロック図である。同図において、図２に示す系統対抗分生成部８と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１２に示す系統対抗分生成部８’は、正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３に代えて、正相分抽出部８２’および逆相分抽出部８３’を備えている点で、第１実施形態に係る系統対抗分生成部８（図２参照）と異なる。

正相分抽出部８２’は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の正相分信号を抽出するものである。抽出された正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐは、正相分位相調整部８４に出力される。正相分抽出部８２’は、上記（２１）式に示す、基本波の正相分信号を抽出するための伝達関数の行列Ｇ_LPFに表される処理を行う。つまり、下記（２２）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。

本実施形態において、正相分抽出部８２’は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。伝達関数の行列Ｇ_LPFは、回転座標変換を行ってからフィルタリング処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。したがって、伝達関数の行列Ｇ_LPFで表される処理を行う正相分抽出部８２’は、図２に示す回転座標変換部８２ａ、静止座標変換部８２ｃ、およびＬＰＦ８２ｂと等価の処理、すなわち、正相分抽出部８２と等価の処理を行っている。

また、正相分抽出部８２’で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_LPFで示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。このように、上記（２１）式に示す伝達関数の行列Ｇ_LPFを用いることで、回転座標変換を行ってからフィルタリング処理を行った後に静止座標変換を行う非線形の処理を、線形時不変の多入出力系へ帰着させることができ、これによりシステム解析や制御系設計が容易になる。

逆相分抽出部８３’は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の逆相分信号を抽出するものである。抽出された逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎは、逆相分位相調整部８５に出力される。逆相分抽出部８３’は、上記（２１）式に示す伝達関数の行列Ｇ_LPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、基本波の逆相分信号を抽出するための処理を行っており、下記（２３）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。

逆相分抽出部８３’は、図２に示す回転座標変換部８３ａ、静止座標変換部８３ｃ、およびＬＰＦ８３ｂと等価の処理、すなわち、逆相分抽出部８３と等価の処理を行っている。また、逆相分抽出部８３’で行われる処理も線形時不変の処理であり、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

正相分抽出部８２’および逆相分抽出部８３’は、第１実施形態に係る正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３（図２参照）とそれぞれ等価の処理を行っている。つまり、正相分抽出部８２’はα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐを抽出し、逆相分抽出部８３’はα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎを抽出する。そして、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相は正相分位相調整部８４で調整され、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相は逆相分位相調整部８５で調整される。したがって、第２実施形態に係る系統対抗分生成部８’も、第１実施形態に係る系統対抗分生成部８と同様の効果を奏することができる。さらに、第２実施形態に係る系統対抗分生成部８’は、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能であるという効果も奏することができる。

なお、本実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の時定数が同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。

また、本実施形態においては、正相分抽出部８２’および逆相分抽出部８３’をそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。時定数Ｔを共通にするようにして、正相分抽出部８２’および逆相分抽出部８３’を一度に設計するようにしてもよい。

また、本実施形態においては、正相分抽出部８２’および逆相分抽出部８３’で用いられる角周波数ω₀をあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を角周波数ω₀として用いるようにしてもよい。

本実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を行う場合について説明したが、ハイパスフィルタに代わる処理を行う構成としてもよい。

ハイパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｔｓ／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図１３に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_HPFは、上記（２０）式を用いて、下記（２４）式のように算出される。

図１４は、行列Ｇ_HPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_HPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数近辺で減衰しており、中心周波数での振幅特性は−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、遮断帯域が小さくなっている。同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは−６ｄＢ（＝１／２）である。また、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_HPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。以下に、三相/二相変換後の２つの信号に対する伝達関数の行列Ｇ_HPFに示す処理を、図１１を参照して検討する。

図１１（ａ）において、基本波の正相分信号を三相/二相変換したα軸信号（ベクトルα）に行列Ｇ_HPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない（図１４（ａ）参照）。また、β軸信号（ベクトルβ）に行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる（図１４（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号に行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図１４（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列Ｇ_HPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。

同図（ｂ）において、基本波の逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号（ベクトルα）に行列Ｇ_HPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号（ベクトルβ）に行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度遅れる。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が９０度進む（図１４（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列Ｇ_HPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。

つまり、伝達関数の行列Ｇ_HPFは、基本波の逆相分信号を通過させ、正相分信号を遮断する。また、基本波以外の周波数の信号（高調波など）は、行列Ｇ_HPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行った場合はそのまま通過し（図１４（ａ）参照）、（１，２）要素および（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行った場合は減衰するので（図１４（ｂ）、（ｃ）参照）、ほぼそのまま通過する。したがって、伝達関数の行列Ｇ_HPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号だけを除去するノッチフィルタ処理であることが確認できる。

伝達関数の行列Ｇ_HPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、逆相分信号を遮断し、正相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号だけを除去する場合には、伝達関数の行列Ｇ_HPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

第２実施形態においてハイパスフィルタに代わる処理を行う場合、図１２に示す正相分抽出部８２’がハイパスフィルタに代わる処理を行って逆相分を除去するようにし、逆相分抽出部８３’がハイパスフィルタに代わる処理を行って正相分を除去するようにすればよい。すなわち、逆相分抽出部８３’が上記（２４）式に示す行列Ｇ_HPFを用いた下記（２５）式に示す処理を行って、正相分抽出部８２’が上記（２４）式に示す行列Ｇ_HPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いた下記（２６）式に示す処理を行うようにする。なお、角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、時定数Ｔはあらかじめ設計されている。この場合でも、正相分抽出部８２’が基本波の正相分信号を抽出し、逆相分抽出部８３’が基本波の逆相分信号を抽出することができる。

正相分信号と逆相分信号とを抽出する方法として、対称座標変換が知られている。以下に、対称座標変換を用いて、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとを抽出する場合を、第３実施形態として説明する。

図１５は、第３実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するための図である。同図において、図２に示す系統対抗分生成部８と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１５に示す系統対抗分生成部８”は、正相分抽出部８２および逆相分抽出部８３に代えて、抽出部８８を備えている点で、第１実施形態に係る系統対抗分生成部８（図２参照）と異なる。

抽出部８８は、三相/二相変換部８１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとを抽出するものである。抽出された正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐは正相分位相調整部８４に出力され、抽出された逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎは逆相分位相調整部８５に出力される。抽出部８８は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、下記（２７ａ）式に示す行列式によって正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐを算出し、下記（２７ｂ）式に示す行列式によって逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎを算出する。但し、ｊは虚数単位である。なお、下記（２７ａ）式および（２７ｂ）式は、後述する下記（２８ａ）式、（２８ｂ）式、（２９）式、および（３０）式から算出できるが、詳細な算出過程の説明は省略する。

抽出部８８は、上記（２７ａ）式および（２７ｂ）式を用いて、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとを抽出する。そして、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相は正相分位相調整部８４で調整され、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相は逆相分位相調整部８５で調整される。したがって、第３実施形態に係る系統対抗分生成部８”も、第１実施形態に係る系統対抗分生成部８と同様の効果を奏することができる。

上記第３実施形態においては、三相/二相変換を行ってから正相分信号と逆相分信号とを抽出しているが、先に正相分信号と逆相分信号とを抽出してから三相/二相変換を行うようにしてもよい。以下に、対称座標変換を用いて電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）から正相分信号と逆相分信号とを抽出し、その後に三相/二相変換を行う場合を、第４実施形態として説明する。

図１６は、第４実施形態に係る系統対抗分生成部の内部構成を説明するための図である。同図において、図１５に示す系統対抗分生成部８”と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１６に示す系統対抗分生成部８'''は、正相分信号と逆相分信号とを抽出してから三相/二相変換を行う点で、第３実施形態に係る系統対抗分生成部８”（図１５参照）と異なり、三相/二相変換部８１および抽出部８８に代えて、抽出部８８’および三相/二相変換部８１’ａ，８１’ｂを備えている。

抽出部８８’は、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）から、各相の正相分信号Ｙｕｐ，Ｙｖｐ，Ｙｗｐと逆相分信号Ｙｕｎ，Ｙｖｎ，Ｙｗｎとを抽出するものである。抽出された正相分信号Ｙｕｐ，Ｙｖｐ，Ｙｗｐは三相/二相変換部８１’ａに出力され、抽出された逆相分信号Ｙｕｎ，Ｙｖｎ，Ｙｗｎは三相/二相変換部８１’ｂに出力される。抽出部８８’は、下記（２８ａ）式および（２８ｂ）式に示す処理を行う。但し、ａ＝exp（ｊ・２π/３）であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数、ｊは虚数単位である。

三相/二相変換部８１’ａは、抽出部８８’より入力される３つの正相分信号Ｙｕｐ，Ｙｖｐ，Ｙｗｐを、２つの正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐに変換するものである。変換後の正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐは、正相分位相調整部８４に出力される。三相/二相変換部８１’ａはいわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部８１’ａで行われる変換処理は、下記（２９）式に示す行列式で表される。

三相/二相変換部８１’ｂは、抽出部８８’より入力される３つの逆相分信号Ｙｕｎ，Ｙｖｎ，Ｙｗｎを、２つの逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎに変換するものである。変換後の逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎは、逆相分位相調整部８５に出力される。三相/二相変換部８１’ｂはいわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部８１’ｂで行われる変換処理は、下記（３０）式に示す行列式で表される。

抽出部８８’および三相/二相変換部８１’ａ，８１’ｂは、電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）から各相の正相分信号Ｙｕｐ，Ｙｖｐ，Ｙｗｐと逆相分信号Ｙｕｎ，Ｙｖｎ，Ｙｗｎとを抽出し、それぞれ正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐと逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎとに変換する。そして、正相分信号Ｙαｐ，Ｙβｐの位相は正相分位相調整部８４で調整され、逆相分信号Ｙαｎ，Ｙβｎの位相は逆相分位相調整部８５で調整される。したがって、第４実施形態に係る系統対抗分生成部８'''も、第１実施形態に係る系統対抗分生成部８と同様の効果を奏することができる。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る位相調整装置を系統対抗分生成部に用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、電流制御部７１（図１参照）に入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の位相を調整する場合や、電流制御部７１から出力される補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗの位相を調整する場合にも、本発明に係る位相調整装置を用いることができる。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る位相調整装置を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る位相調整装置は、三相交流に基づく信号を用いるあらゆる装置や構成において、当該信号の位相を調整する場合に用いることができる。例えば、高調波補償装置、電力用アクティブフィルタ、不平衡補償装置、静止型無効電力補償装置（ＳＶＣ、ＳＶＧ）、無停電電源装置（ＵＰＳ）、力率補償装置、周波数変換装置などの三相交流を扱う装置にも、本発明に係る位相調整装置を用いることができる。

本発明に係る位相調整装置、系統対抗分生成装置、系統連系インバータシステム、および、位相調整方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る位相調整装置、系統対抗分生成装置、系統連系インバータシステム、および、位相調整方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 電流センサ
６ 電圧センサ
７ 制御回路
７１ 電流制御部
７２ ＰＷＭ信号生成部
８，８’，８”，８''' 系統対抗分生成部
８１，８１’ａ，８１’ｂ 三相/二相変換部
８２，８２’ 正相分抽出部（信号抽出手段、第１正相分抽出手段、第２正相分抽出手段）
８２ａ 回転座標変換部（正相回転座標変換手段）
８２ｂ ＬＰＦ（フィルタ手段）
８２ｃ 静止座標変換部（正相静止座標変換手段）
８３，８３’ 逆相分抽出部（信号抽出手段、第１逆相分抽出手段、第２逆相分抽出手段）
８３ａ 回転座標変換部（逆相回転座標変換手段）
８３ｂ ＬＰＦ（フィルタ手段）
８３ｃ 静止座標変換部（逆相静止座標変換手段）
８４ 正相分位相調整部
８５ 逆相分位相調整部
８６ 振幅調整部
８７ 二相/三相変換部
８８，８８' 抽出部（信号抽出手段）
Ｂ 電力系統

Claims (12)

1. 三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整装置であって、
   前記３つの信号に基づく正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出する抽出手段と、
   前記抽出手段によって抽出された正相分の信号の位相を調整する正相分位相調整手段と、
   前記抽出手段によって抽出された逆相分の信号の位相を、前記正相分位相調整手段で用いた値の負の値を用いて調整する逆相分位相調整手段と、
   位相調整後の正相分の信号および逆相分の信号から、３つの調整後信号を生成する合成手段と、
   を備えていることを特徴とする位相調整装置。
2. 前記抽出手段は、
   前記３つの信号を第１の信号および第２の信号に変換する三相二相変換手段と、
   前記第１の信号に含まれる正相分の信号である第１の正相分信号と、前記第１の信号に含まれる逆相分の信号である第１の逆相分信号と、前記第２の信号に含まれる正相分の信号である第２の正相分信号と、前記第２の信号に含まれる逆相分の信号である第２の逆相分信号とをそれぞれ抽出する信号抽出手段と、
   を備え、
   前記合成手段は、
   位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する加算手段と、
   前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を前記３つの調整後信号に変換する二相三相変換手段と、
   を備えている、
   請求項１に記載の位相調整装置。
3. 前記信号抽出手段は、
   前記第１の信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の正相分信号を抽出する第１正相分抽出手段と、
   前記第１の信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の正相分信号を抽出する第２正相分抽出手段と、
   前記第１の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の逆相分信号を抽出する第１逆相分抽出手段と、
   前記第１の信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の逆相分信号を抽出する第２逆相分抽出手段と、
   を備えており、
   前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、時定数をＴとした場合、
   前記第１の伝達関数は、
   Ｇ₁（ｓ）＝（Ｔ・ｓ＋１）／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝
   であり、
   前記第２の伝達関数は、
   Ｇ₂（ｓ）＝−Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝
   であり、
   前記第３の伝達関数は、
   Ｇ₃（ｓ）＝Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝
   である、
   請求項２に記載の位相調整装置。
4. 前記信号抽出手段は、
   前記第１の信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の正相分信号を抽出する第１正相分抽出手段と、
   前記第１の信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の正相分信号を抽出する第２正相分抽出手段と、
   前記第１の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の逆相分信号を抽出する第１逆相分抽出手段と、
   前記第１の信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の逆相分信号を抽出する第２逆相分抽出手段と、
   を備えており、
   前記三相交流の基本波の角周波数をω₀、時定数をＴとした場合、
   前記第１の伝達関数は、
   Ｇ₁（ｓ）＝（Ｔ²・ｓ²＋Ｔ・ｓ＋Ｔ²・ω₀ ²）／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝
   であり、
   前記第２の伝達関数は、
   Ｇ₂（ｓ）＝−Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝
   であり、
   前記第３の伝達関数は、
   Ｇ₃（ｓ）＝Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝
   である、
   請求項２に記載の位相調整装置。
5. 前記信号抽出手段は、
   前記第１の信号および前記第２の信号に、基準とする正弦波信号の位相である基準位相に基づいた回転座標変換処理を行うことで、正相ｄ軸信号および正相ｑ軸信号を生成する正相回転座標変換手段と、
   前記第１の信号および前記第２の信号に、前記基準位相の負の値である負の基準位相に基づいた回転座標変換処理を行うことで、逆相ｄ軸信号および逆相ｑ軸信号を生成する逆相回転座標変換手段と、
   前記正相ｄ軸信号、前記正相ｑ軸信号、前記逆相ｄ軸信号、および前記逆相ｑ軸信号の直流成分のみを通過させるフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段を通過した前記正相ｄ軸信号の直流成分と前記正相ｑ軸信号の直流成分とに、前記基準位相に基づいた静止座標変換処理を行うことで、前記第１の正相分信号および前記第２の正相分信号を生成する正相静止座標変換手段と、
   前記フィルタ手段を通過した前記逆相ｄ軸信号の直流成分と前記逆相ｑ軸信号の直流成分とに、前記負の基準位相に基づいた静止座標変換処理を行うことで、前記第１の逆相分信号および前記第２の逆相分信号を生成する逆相静止座標変換手段と、
   を備えている、請求項２に記載の位相調整装置。
6. 前記信号抽出手段は、前記第１の信号をＸα、前記第２の信号をＸβとすると、前記第１の正相分信号Ｘαｐおよび前記第２の正相分信号Ｘβｐを下記（１ａ）式に示す行列式によって算出し、前記第１の逆相分信号Ｘαｎおよび前記第１の逆相分信号Ｘβｎを下記（１ｂ）式に示す行列式によって算出する、請求項２に記載の位相調整装置。
   
7. 前記抽出手段は、
   前記３つの信号に含まれる正相分の信号および逆相分の信号をそれぞれ抽出する信号抽出手段と、
   前記信号抽出手段によって抽出された３つの正相分の信号を第１の正相分信号および第２の正相分信号に変換し、抽出された３つの逆相分の信号を第１の逆相分信号および第２の逆相分信号に変換する三相二相変換手段と、
   を備えており、
   前記合成手段は、
   位相調整後の第１の正相分信号と位相調整後の第１の逆相分信号とを加算した第１の調整後信号と、位相調整後の第２の正相分信号と位相調整後の第２の逆相分信号とを加算した第２の調整後信号とを、それぞれ生成する加算手段と、
   前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号を前記３つの調整後信号に変換する二相三相変換手段と、
   を備えており、
   前記信号抽出手段は、前記３つの信号をＸｕ，Ｘｖ，Ｘｗとすると、
   ３つの正相分の信号Ｘｕｐ，Ｘｖｐ，Ｘｗｐを、下記（２ａ）式に示す行列式によって抽出し、
   ３つの逆相分の信号Ｘｕｎ，Ｘｖｎ，Ｘｗｎを、下記（２ｂ）式に示す行列式によって抽出する、
   請求項１に記載の位相調整装置。
   
8. 前記正相分位相調整手段は、前記第１の正相分信号をＸαｐ、前記第２の正相分信号をＸβｐ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の正相分信号Ｘ’αｐおよび第２の正相分信号Ｘ’βｐを、下記（３）式に示す行列式によって算出し、
   前記逆相分位相調整手段は、前記第１の逆相分信号をＸαｎ、前記第２の逆相分信号をＸβｎ、位相調整量をθ₀とすると、位相調整後の第１の逆相分信号Ｘ’αｎおよび第２の逆相分信号Ｘ’βｎを、下記（４）式に示す行列式によって算出する、
   請求項２ないし７のいずれかに記載の位相調整装置。
   
9. 前記第１の調整後信号および前記第２の調整後信号の振幅を調整する振幅調整手段をさらに備えている、請求項２ないし８のいずれかに記載の位相調整装置。
10. 請求項１ないし９のいずれかに記載の位相調整装置によって、電圧検出手段により検出された三相電力系統の各相の電圧信号の位相を調整して出力することを特徴とする系統対抗分生成装置。
11. 請求項１０に記載の系統対抗分生成装置から出力される位相調整後の各相の電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する制御回路と、
    前記制御回路から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
    を備えていることを特徴とする系統連系インバータシステム。
12. 三相交流に基づく３つの信号の位相を調整する位相調整方法であって、
    前記３つの信号に基づく正相分の信号と逆相分の信号とをそれぞれ抽出する第１の工程と、
    前記第１の工程によって抽出された正相分の信号の位相を調整する第２の工程と、
    前記第１の工程によって抽出された逆相分の信号の位相を、前記第２の工程で用いた値の負の値を用いて調整する第３の工程と、
    位相調整後の正相分の信号および逆相分の信号から、３つの調整後信号を生成する第４の工程と、
    を備えていることを特徴とする位相調整方法。