JP5903635B2 - 放電灯点灯装置及びそれを用いた前照灯 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた前照灯に関するものである。

従来、高圧放電灯を点灯させるための高圧放電灯点灯装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１の高圧放電灯点灯装置では、フルブリッジ回路が、降圧チョッパ回路の直流出力を矩形波の交流電流に変換してランプ（高圧放電灯）に供給する。

この高圧放電灯点灯装置では、始動時にイグナイタ回路がランプに高圧パルスを印加することによって、ランプを絶縁破壊させて、グロー放電を発生させており、その後、ランプはグロー放電からアーク放電へと移行し、光束が立ち上がっていく。

フルブリッジ回路は、それぞれ２個のトランジスタの直列回路からなる第１のアーム及び第２のアームが並列接続されて構成され、対角に位置するトランジスタの組は同時にオンされ、各組のオン／オフが交互に切り替えられるようになっている。ここで、各々のアームを構成するトランジスタのうち、高電位側のトランジスタは、低電位側のトランジスタがオフの状態でオンさせられる。したがって、高電位側のトランジスタをオンさせるために、トランジスタのゲート電極に電荷を供給するブートストラップコンデンサが設けられている。

特開２０１０−１３５１９５号公報

ところで、放電灯が始動する前の無負荷状態において、ブートストラップコンデンサの充電中に降圧チョッパ回路を動作させることで、降圧チョッパ回路の出力電圧を所定電圧まで昇圧させるために必要な時間を短縮して、始動動作を速めることが考えられる。しかし、ブートストラップコンデンサの充電中に降圧チョッパ回路を動作させ、降圧チョッパ回路の出力電圧が上昇した状態でフルブリッジ回路を動作させた場合、負荷が短絡していると回路に過電流が流れてしまうという問題があった。

また、特許文献１の高圧放電灯点灯装置において、降圧チョッパ回路が非絶縁型の場合、始動時に負荷が短絡すると、降圧チョッパ回路を停止させても、電源側から入力されたエネルギーが出力側に伝達され、回路に過電流が流れてしまうという問題があった。

本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、短絡などの異常時に回路に過電流が流れにくくした放電灯点灯装置及びそれを用いた前照灯を提供することにある。

本発明の放電灯点灯装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＡＣインバータと、駆動部と、測定部と、制御部とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源からの入力電圧をスイッチングすることによって放電灯が点灯するのに必要な電圧値に変換する。ＤＣ／ＡＣインバータは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間に、高電位側の第１スイッチング素子と低電位側の第２スイッチング素子との直列回路が少なくとも１回路分接続されたブリッジ回路からなり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力を交流出力に変換して前記放電灯を含む負荷に供給する。駆動部は、少なくとも安定点灯時に前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを所定の周期で交互にオンさせることによって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力の極性を所定の周期で交番させた交流出力に変換する。測定部は、前記負荷への出力電圧及び出力電流のうち少なくとも何れか一方を測定する。制御部は、前記測定部の測定値が異常な範囲になると、前記放電灯への供給電力を通常時よりも低下させる。前記駆動部は、低電位側の前記第２スイッチング素子のオフ時に高電位側の前記第１スイッチング素子をオンさせるために、前記第１スイッチング素子の制御電極に必要な電荷を供給するコンデンサを備える。前記コンデンサは、前記第２スイッチング素子のオン時に充電される。前記放電灯の始動時に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが動作を開始する前に前記コンデンサの充電を開始し、且つ、前記コンデンサの充電完了後に前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣインバータを動作させる。そしで、この状態で、前記制御部が前記測定部の測定値をもとに異常の有無を判定する判定期間を設けたことを特徴とする。

この放電灯点灯装置において、前記制御部は、前記判定期間において、前記測定部の測定値が異常な範囲になると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止させることも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記制御部は、前記判定期間において、前記測定部の測定値をもとに、前記異常として前記負荷での短絡の有無を検出することも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記判定期間において前記制御部が異常無しと判定した場合、前記駆動部が前記コンデンサを再度充電することも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記判定期間において前記測定部は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を測定し、前記測定部によって測定された電流値が所定の閾値電流以上になると、前記制御部は、前記負荷で短絡が発生したと判断することも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記判定期間において前記測定部は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を測定し、前記測定部によって測定された電圧値が所定の閾値電圧以下になると、前記制御部は、前記負荷で短絡が発生したと判断することも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記判定期間において前記測定部は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流及び出力電圧を両方共に測定する。そして、前記測定部によって測定された電流値が所定の閾値電流以上になり、且つ、前記測定部によって測定された電圧値が所定の閾値電圧以下になると、前記制御部は、前記負荷で短絡が発生したと判断することも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記制御部は、前記判定期間に異常が発生したと判定すると、所定の時間内に、少なくとも高電位側の前記第１スイッチング素子を全てオフさせることも好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが非絶縁型であることも好ましい。

本発明の前照灯は、上述した何れかの放電灯点灯装置を備えることを特徴とする。

本発明によれば、短絡などの異常時に回路に過電流が流れるのを抑制した放電灯点灯装置を実現できる。

また、短絡などの異常時に放電灯点灯装置の回路に過電流が流れるのを抑制した前照灯を実現できる。

実施形態１の放電灯点灯装置の回路図である。 同上の要部を示す回路図である。 同上の始動時から安定点灯時までの動作を説明する波形図である。 同上のＤＣ／ＡＣインバータの動作を説明する波形図である。 （ａ）〜（ｇ）は、同上の動作を説明する各部の波形図である。 （ａ）〜（ｈ）は、実施形態２の放電灯点灯装置の動作を説明する各部の波形図である。 （ａ）〜（ｈ）は、同上の別の動作を説明する各部の波形図である。 （ａ）〜（ｉ）は、同上のまた別の動作を説明する各部の波形図である。 （ａ）〜（ｇ）は、同上のさらに別の動作を説明する各部の波形図である。 （ａ）〜（ｈ）は、同上のまた別の動作を説明する各部の波形図である。 実施形態３の放電灯点灯装置の回路図である。 （ａ）〜（ｉ）は、同上の動作を説明する各部の波形図である。 （ａ）〜（ｉ）は、同上の動作を説明する各部の波形図である。 実施形態４の前照灯を搭載した車両を模式的に示した図である。

以下では、本発明に係る放電灯点灯装置を、高圧放電灯の点灯装置に適用した実施形態について、図面を参照して説明する。尚、高圧放電灯にはメタルハライドランプや高圧ナトリウムランプなどがあり、白熱灯に比べて高輝度、長寿命であることから、車両の前照灯としても利用される。

（実施形態１）
図１に本実施形態の放電灯点灯装置Ａの回路図を示す。この放電灯点灯装置Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、ＤＣ／ＡＣインバータ２と、測定部３と、制御部４と、始動補助回路部５と、始動電圧生成回路部６と、イグナイタ部７と、電源電圧測定部８と、温度測定部９と、駆動部１０とを備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流電源Ｅ１の電源電圧を所望の電圧値に昇圧するフライバック型のコンバータ回路からなる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、トランスＴ１と、電界効果トランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１，Ｃ２を備える。コンデンサＣ１は、直流電源Ｅ１の両端間に電源スイッチＳＷ１を介して接続される。コンデンサＣ１の両端間には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１及びスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続される。トランスＴ１の二次巻線Ｓ１の一端側は直流電源Ｅ１の負極側に接続されており、二次巻線Ｓ１の両端間にダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２が接続される。尚、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１とは巻き方向が逆向きになっている。

ＤＣ／ＡＣインバータ２は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５と、駆動回路２ａとを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ１から出力される直流電圧を低周波の矩形波交流電圧に変換して、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷１１に供給する。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の直列回路からなる第１のアームと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の直列回路からなる第２のアームとは、それぞれ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端子間に接続される。第１のアームを構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の接続点Ｘ１と、第２のアームを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点Ｘ２の間には、イグナイタ部７を介して、負荷である高圧放電灯ＬＰ１が接続される。尚、ＤＣ／ＡＣインバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はＦＥＴに限定されるものではなく、例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどのスイッチング素子でもよい。

測定部３は、負荷である高圧放電灯ＬＰ１への出力電圧Ｖ３及び出力電流Ｉ１を測定する。本実施形態では、測定部３は、出力電圧Ｖ３を測定するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の高電位側の出力端に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の直列回路を備え、出力電圧Ｖ３に比例した電圧Ｖ５を測定する。また、測定部３は、出力電流Ｉ１を測定するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１とＤＣ／ＡＣインバータ２の間に接続された電流検出用の抵抗Ｒ４を備え、出力電流Ｉ１が抵抗Ｒ４に流れることによって、抵抗Ｒ４の両端間に発生する電圧Ｖ４を測定する。

始動補助回路部５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端子間に接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６及びコンデンサＣ３の直列回路と、抵抗Ｒ６に並列接続されたダイオードＤ２とを備える。ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ３に、ダイオードＤ２のカソードは抵抗Ｒ５に接続されている。高圧放電灯ＬＰ１が始動する前の無負荷時に、コンデンサＣ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧によって充電される。そして、高圧放電灯ＬＰ１の点灯直後でＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作できない期間において、高圧放電灯ＬＰ１が立ち消えしないように、コンデンサＣ３に充電された電荷がダイオードＤ２及び抵抗Ｒ５を介して高圧放電灯ＬＰ１に供給される。

始動電圧生成回路部６は、後述するイグナイタ部７の放電ギャップＳＧ１をブレークダウンさせる高電圧を生成する回路であり、例えばコンデンサとダイオードによる多段昇圧回路や、トランスの巻線比により昇圧する昇圧回路などがある。

イグナイタ部７は、昇圧トランスＴ２と、放電ギャップＳＧ１と、コンデンサＣ４，Ｃ５を備える。コンデンサＣ４は接続点Ｘ１と接続点Ｘ２の間に接続され、コンデンサＣ５は始動電圧生成回路部６の出力端と接続点Ｘ２の間に接続される。また、昇圧トランスＴ２の二次巻線Ｓ２及び高圧放電灯ＬＰ１の直列回路が接続点Ｘ１と接続点Ｘ２の間に接続され、昇圧トランスＴ２の一次巻線Ｐ２及び放電ギャップＳＧ１の直列回路が、始動電圧生成回路部６の出力端と接続点Ｘ２の間に接続されている。始動点灯時に始動電圧生成回路部６から放電ギャップＳＧ１に高電圧が印加され、放電ギャップＳＧ１がブレークダウンすると、巻線比によって昇圧された数１０ｋＶ程度の高圧パルスが二次巻線Ｓ２を介して高圧放電灯ＬＰ１に印加される。

制御部４は、電力目標記憶部４ａと、安定電力制限部４ｂと、電流目標演算部４ｃと、誤差アンプ４ｄと、駆動制御部４ｅと、異常判定部４ｆを備え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御する。

電力目標記憶部４ａには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１から出力される電力の目標値が予め記憶されている。安定電力制限部４ｂは、電力目標記憶部４ａに記憶されている電力の目標値を、温度測定部９によって測定された温度や、電源電圧測定部８で測定された直流電源Ｅ１の電源電圧をもとに補正し、補正後の目標値を電流目標演算部４ｃに出力する。電流目標演算部４ｃは、安定電力制限部４ｂから入力される電力の目標値を、測定部３によって測定された電圧Ｖ５から求めた出力電圧で割ることによって、出力電流Ｉ１の目標値を求める。誤差アンプ４ｄは、電流目標演算部４ｃによって求められた出力電流Ｉ１の目標値を、測定部３によって測定された電圧Ｖ４から求めた出力電流Ｉ１と比較し、両者の誤差を増幅した信号を駆動部１０に出力する。駆動部１０は、誤差アンプ４ｄから入力される信号に応じて、出力電流Ｉ１の測定値が目標値に一致するように、スイッチング素子Ｑ１のゲート電極に与える信号ＬＦ３のデューティ比を制御する。

駆動制御部４ｅは、駆動回路２ａの動作を制御することによって、ＤＣ／ＡＣインバータ２が備える４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン／オフを切り替える。ここで、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン／オフ動作を、図２の回路図に基づいてより詳細に説明する。尚、図２は、第１のアームを構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を駆動する回路部分の詳細を図示したものであり、それ以外の回路構成は図示を省略している。

スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の接続点Ｘ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点Ｘ２の間には、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷１１が接続されている。

駆動回路２ａは、高電位側のスイッチング素子（第１スイッチング素子）Ｑ２のゲート・ソース間に接続されたドライブ回路２２と、低電位側のスイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ４のゲート・ソース間に接続されたドライブ回路２４を備える。低電位側のスイッチング素子Ｑ４を駆動するドライブ回路２４は、直流電源Ｅ１から電力供給を受けて制御部４などの動作電力を生成する駆動用電源（図示せず）から動作電圧Ｖccを得る。一方、高電位側のスイッチング素子Ｑ２を駆動するドライブ回路２２は、低電位側のスイッチング素子Ｑ４がオフの状態でスイッチング素子Ｑ２をオンさせるため、ブートストラップコンデンサＣ６に充電された電荷によりスイッチング素子Ｑ２をオンさせる（図２の電流経路ＲＴ１）。ブートストラップコンデンサＣ６の一端はダイオードＤ３を介して上記の駆動用電源に接続され、ブートストラップコンデンサＣ６の他端は接続点Ｘ１に接続されている。

異常判定部４ｆは、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に、測定部３によって測定された出力電圧及び出力電流のうち、少なくとも何れか一方に基づいて異常の有無を判定する。

次に、この放電灯点灯装置Ａの動作について説明する。この放電灯点灯装置Ａは、図３に示すように４つの動作モードＭＤ１〜ＭＤ４を経て安定点灯モードＭＤ５に移行する。

図３のモードＭＤ１は、高圧放電灯ＬＰ１が始動する前の無負荷時の動作モードであり、高圧放電灯ＬＰ１は開放状態となっている。モードＭＤ１の開始時に電源スイッチＳＷ１がオンに切り替えられると、制御部４が動作を開始し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を開始させる。駆動部１０が制御部４からの制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１をオンにすると、直流電源Ｅ１からトランスＴ１の一次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑ１とに電流が流れる。この時、二次巻線Ｓ１には、ダイオードＤ１の整流作用によって電流が流れず、そのエネルギーはトランスＴ１に蓄えられる。その後、駆動部１０が制御部４からの制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１をオフにすると、二次巻線Ｓ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２→二次巻線Ｓ１の経路で電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ２に移される。スイッチング素子Ｑ１のオンデューティは制御部４によって制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２が目標値に制御される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、上記のような昇圧動作を行うことによって、その出力電圧Ｖ２が上昇する。

その後、始動モードＭＤ２に移行すると、制御部４は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオフさせる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作によって出力電圧Ｖ２が徐々に増加すると、イグナイタ部７のコンデンサＣ４の電圧も上昇する。一方、始動電圧生成回路部６の出力電圧の増加によって、コンデンサＣ５の両端電圧が所定のスレッシュレベルを超えると、放電ギャップＳＧ１がブレークダウンして、昇圧トランスＴ２の一次巻線Ｐ２に高電圧が印加される。この時、二次巻線Ｓ２には、一次側に印加された高電圧を巻線比に応じて昇圧した高圧パルス（数１０ｋＶ程度）が発生する。この高圧パルスが高圧放電灯ＬＰ１に印加されると、高圧放電灯ＬＰ１で絶縁破壊が発生し、グロー放電を開始する。グロー放電の開始直後は高圧放電灯ＬＰ１の電極温度が低いために立ち消えが発生しやすくなっており、本実施形態では立ち消えの発生を抑制するために、安定点灯時よりも長い時間、両電極に同じ向きの電流を流し続けるＤＣフェーズモードＭＤ３を設けている。尚、ＤＣフェーズモードＭＤ３の前半である第１期間ｔ２では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオフさせて、接続点Ｘ１→高圧放電灯ＬＰ１→接続点Ｘ２の経路で、始動モードＭＤ２と同じ向きの電流を流している。また、ＤＣフェーズモードＭＤ３の後半である第２期間ｔ３では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンさせ、接続点Ｘ２→高圧放電灯ＬＰ１→接続点Ｘ１の経路で、第１期間ｔ２とは逆向きの電流を流している。

制御部４は、両電極の電極温度が十分に加熱されたと判断すると、ＤＣフェーズモードＭＤ３を終了する。そして、制御部４は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組とを、所定の周期で交互にオンさせることで、直流出力を矩形波の交流出力に変換して高圧放電灯ＬＰ１に供給する。また制御部４は、出力電力の目標値などから求めた出力電流の目標値と測定値を誤差アンプ４ｄで比較し、誤差量に応じてスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを調整することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電力Ｗ１を制御する（モードＭＤ４，ＭＤ５）。ここで、モードＭＤ４は過渡状態の動作モード、モードＭＤ５は安定点灯時の動作モードである。

以上説明したように、本実施形態の放電灯点灯装置Ａは、上記のモードＭＤ１〜ＭＤ４を経て高圧放電灯ＬＰ１を安定点灯させている（安定点灯モードＭＤ５）。

ところで、本実施形態のＤＣ／ＡＣインバータ２は正電位方式であり、高圧放電灯ＬＰ１が始動する前の無負荷動作モードＭＤ１からＤＣフェーズモードＭＤ３の第１期間ｔ２までの時間ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンし続ける必要がある。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５を一定時間オンし続けるためには、高電位側のスイッチング素子Ｑ２のゲート電極に電荷を供給するブートストラップコンデンサＣ６に、スイッチング素子Ｑ２を一定時間オン動作させるのに必要な電荷を充電しておく必要がある。尚、本実施形態では、高圧放電灯ＬＰ１の始動特性を改善するため、ブートストラップコンデンサＣ６の充電中にＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を開始させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２が所定電圧に昇圧されるまでの時間を短縮している。

ここで、ＤＣ／ＡＣインバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン／オフ動作、及び、高電位側のスイッチング素子Ｑ２に設けられたブートストラップコンデンサＣ６の充電動作について図２を参照しながら説明する。尚、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン／オフは、制御部４の駆動制御部４ｅから駆動回路２ａに入力される制御信号ＬＦ１，ＬＦ２によって決定される。

駆動制御部４ｅから駆動回路２ａに入力される制御信号はドライブ回路２２，２４によってゲート電極を駆動するのに必要な電圧に昇圧される。ここで、高電位側のスイッチング素子Ｑ２がオンする際は、低電位側のスイッチング素子Ｑ４がオフしているため、ドライブ回路２２は、ブートストラップコンデンサＣ６に充電された電荷により、スイッチング素子Ｑ２のゲート電極にオン電圧を供給する。スイッチング素子Ｑ２をオンさせる間、ブートストラップコンデンサＣ６は放電状態になって充電されず、その後、スイッチング素子Ｑ２がオフし、スイッチング素子Ｑ４がオンに切り替わると、ブートストラップコンデンサＣ６は再び充電される。この時、図２中に点線ＲＴ２で示されるように、駆動用電源からダイオードＤ３→ブートストラップコンデンサＣ６→スイッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れてブートストラップコンデンサＣ６が充電される。よって、ブートストラップコンデンサＣ６を充電する場合は、高電位側のスイッチング素子Ｑ２をオフさせる信号ＬＦ１と、低電位側のスイッチング素子Ｑ４をオンさせる信号ＬＦ２を制御部４が出力する必要がある。この充電方式をブートストラップ方式という。尚、第２のアームを構成する第１スイッチング素子Ｑ３及び第２スイッチング素子Ｑ５についても、同様の方法で、高電位側のスイッチング素子Ｑ３を駆動するためのブートストラップコンデンサ（図示せず）の充電が行われるので、その説明は省略する。

また、過渡動作モードＭＤ４及び安定点灯モードＭＤ５では、制御部４が、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を交番制御することによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の直流出力が交流に変換されて、高圧放電灯ＬＰ１に供給される。図４に示すように信号ＬＦ１の信号レベルがＨレベル、信号ＬＦ２の信号レベルがＬレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のゲート電圧はＨレベルになり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５はオン、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフになる。一方、信号ＬＦ１の信号レベルがＬレベル、信号ＬＦ２の信号レベルがＨレベルの場合、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲート電圧はハイになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５はオフになる。そして、信号ＬＦ１がＨレベルの期間と信号ＬＦ２がＨレベルの期間が交互に繰り返されることで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組のオン／オフが交互に切り替えられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力が交流に変換される。尚、信号ＬＦ１がＨレベルの期間と、信号ＬＦ２がＨレベルの期間の間には、全てのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が同時にオンしないように、信号ＬＦ１，ＬＦ２の信号レベルが共にＬレベルになるデッドタイムｔｄが設けられている。また、信号ＬＦ１，ＬＦ２が共にＨレベルになると、高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ、低電位側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンになり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を駆動するブートストラップコンデンサの充電動作が行われる。

ところで、本実施形態においても、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に、負荷１１（例えば高圧放電灯ＬＰ１）が短絡していると、ＤＣ／ＡＣインバータ２の動作開始後にコンデンサＣ２及びコンデンサＣ４の電荷によって回路に過電流が流れる可能性がある。

そこで、本実施形態では、図５に示すように、直流電源Ｅ１の供給が開始されると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作を開始する時刻ｔ１１より前で、且つ、その出力電圧Ｖ２が所定電圧Ｖ０に達する前に、制御部４は、ブートストラップコンデンサの充電動作を開始させる（図５の期間ｔ１０）。ここにおいて、所定電圧Ｖ０とは、例えば制御部４において、負荷が短絡していると判定する出力電圧の閾値電圧（１５Ｖ程度）である。尚、図５は始動時における各部の波形図であり、図５（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖ１、図５（ｂ）は制御部４からの信号ＬＦ１、図５（ｃ）は制御部４からの信号ＬＦ２である。また図５（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２、図５（ｅ）は高圧放電灯ＬＰ１に印加される電圧Ｖ３である。また図５（ｆ）は制御部４からの信号ＬＦ３、図５（ｇ）は高圧放電灯ＬＰ１に流れる出力電流Ｉ１である。

そして、ブートストラップコンデンサの充電完了後の時刻ｔ１１において、制御部４は、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２を負荷（高圧放電灯ＬＰ１）に印加する。時刻ｔ１１から所定の時間ｔ１２が経過するまでの間、制御部４の異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された出力電圧Ｖ３（実際には電圧Ｖ５）及び出力電流Ｉ１（実際には電圧Ｖ４）のうちの少なくとも何れか一方に基づいて負荷での異常の有無を判定する。この時間ｔ１２が負荷での異常（例えば負荷の短絡や地絡）の有無を判定する判定期間となる。

負荷が短絡した場合、負荷インピーダンスが通常時よりも大幅に低下するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端間に発生する電位差が通常時よりも大幅に低下し、ＤＣ／ＡＣインバータ２の出力端間に過電流が流れることになる。

負荷への出力電圧に基づいて異常の有無を判定する場合、異常判定部４ｆは、出力電圧Ｖ３に比例した電圧Ｖ５と、所定の閾値電圧に対応した電圧値との高低を比較する。そして、出力電圧Ｖ３が閾値電圧以下であれば、すなわち電圧Ｖ５が閾値電圧に対応した電圧以下であれば、異常判定部４ｆは異常が発生したと判断し、電圧Ｖ５が閾値電圧に対応した電圧よりも大きければ、異常判定部４ｆは異常無しと判断する。

一方、負荷への出力電流に基づいて異常の有無を判定する場合、異常判定部４ｆは、出力電流Ｉ１に比例した電圧Ｖ４と、所定の閾値電流に対応した電圧値との大小を比較する。そして、出力電流Ｉ１が閾値電流以上であれば、すなわち電圧Ｖ４が閾値電流に対応した電圧以上であれば、異常判定部４ｆは負荷で異常が発生したと判断し、電圧Ｖ４が閾値電流に対応した電圧よりも小さければ、異常判定部４ｆは異常無しと判断する。

判定期間ｔ１２において異常判定部４ｆが異常無しと判定した場合、制御部４は始動動作（無負荷動作モードＭＤ１）を継続し、上述のモードＭＤ２〜ＭＤ４を経て高圧放電灯ＬＰ１を安定点灯させる。一方、判定期間ｔ１２において異常判定部４ｆが異常有りと判定した場合、制御部４は始動動作を継続せずに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させる（図５の時刻ｔ１３）。

このように、放電灯の始動時（図３における無負荷動作モードＭＤ１）に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作を開始する前に制御部４はブートストラップコンデンサの充電を開始させる。そして、ブートストラップコンデンサの充電完了後にＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２を動作させた状態で、制御部４が測定部３の測定値をもとに異常の有無を判定する判定期間ｔ１２を設けている。そして、測定部３の測定値が異常な範囲になると、制御部４は、負荷への供給電力を通常時（安定点灯時）よりも低下させている。

これにより、高電位側の第１スイッチング素子を動作させるコンデンサが充電された後に、ＤＣ／ＡＣインバータ２が動作を開始した状態で、測定部３の測定値から異常の有無を判定できる。そして、判定期間ｔ１２において異常有りと判定された場合は、制御部４が、高圧放電灯ＬＰ１への供給電力を通常時よりも低下させているので、回路に流れる過電流が低減され、回路部品に加わる熱ストレスが抑制される。

また判定期間ｔ１２において異常判定部４ｆが異常有りと判定した場合、制御部４が、信号ＬＦ１，ＬＦ２の信号レベルを両方共にＬレベルとして、ＤＣ／ＡＣインバータ２を構成する４石のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を全てオフさせてもよい。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２に過電流が流れるのを抑制して、回路を保護することができる。尚、判定期間ｔ１２において異常判定部４ｆが異常有りと判定した場合、制御部４が、少なくとも高電位側の２石のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフさせても良い。この場合もＤＣ／ＡＣインバータ２に過電流が流れるのを抑制して、回路を保護することができる。

尚、判定期間ｔ１２は、高圧放電灯ＬＰ１の始動性に悪影響を与えないように、なるべく短い時間に設定されるのが好ましい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２は、負荷の放電灯（高圧放電灯ＬＰ１）の定格電圧に応じて設定されるのが好ましく、一般的に使用される高圧放電灯の場合は３５０Ｖ〜４５０Ｖの範囲で設定されるのが好ましい。また、ブートストラップコンデンサを充電する時間は、ブートストラップコンデンサの充電が完了する程度の時間に設定されるのが好ましく、ブートストラップコンデンサの容量に応じて適宜設定すればよい。また、ＤＣ／ＡＣインバータ２が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧の極性を交番させる周波数は、２００〜６００Ｈｚの間で設定するのが好ましい。

（実施形態２）
実施形態２の放電灯点灯装置Ａについて図６〜図１０を参照して説明する。

本実施形態の放電灯点灯装置Ａは、始動時の異常判定動作が実施形態１の放電灯点灯装置Ａと異なっており、回路構成やその他の動作については実施形態１の放電灯点灯装置Ａと同様である。したがって、実施形態１の放電灯点灯装置Ａと共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。

図６は始動時（実施形態１で説明した無負荷動作モードＭＤ１）における各部の波形図である。図６（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖ１、図６（ｂ）は制御部４からの信号ＬＦ１、図６（ｃ）は制御部４からの信号ＬＦ２である。また図６（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２、図６（ｅ）は高圧放電灯ＬＰ１に印加される電圧Ｖ３である。また図６（ｆ）は制御部４からの信号ＬＦ３、図６（ｇ）は高圧放電灯ＬＰ１に流れる出力電流Ｉ１、図６（ｈ）は出力電流検出用の抵抗Ｒ４に発生する電圧Ｖ４である。

本実施形態では、直流電源Ｅ１の供給が開始されると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作を開始するよりも前に、制御部４は、ブートストラップコンデンサの充電動作を開始させる。ブートストラップコンデンサの充電完了後の時刻ｔ１１において、制御部４は、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせて負荷に電圧を印加した後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を開始させる。そして、時刻ｔ１１から所定の時間ｔ１２が経過するまでの間に、制御部４の異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された出力電流Ｉ１、実際には出力電流検出用の抵抗Ｒ４に発生する電圧Ｖ４をもとに、負荷での異常の有無を判定する。すなわち、異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された電圧Ｖ４と、所定の閾値電流に対応した電圧Ｖth1との高低を比較する。そして、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になると（すなわち出力電流Ｉ１が閾値電流以上になると）、異常判定部４ｆは異常が発生したと判断し、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1よりも小さければ、異常判定部４ｆは異常無しと判断する。この時間ｔ１２が負荷での異常（例えば負荷の短絡や地絡）の有無を判定する判定期間となる。尚、閾値電流は、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷が正常な場合に高圧放電灯ＬＰ１に流れる出力電流Ｉ１の範囲よりは大きく、且つ、短絡や地絡などの異常時に発生する電流よりは小さい電流値に設定されている。

負荷が短絡した場合は、負荷インピーダンスが通常時よりも大幅に低下するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端間に発生する電位差が通常時よりも大幅に低下し、ＤＣ／ＡＣインバータ２の出力端間に、閾値電流以上の出力電流Ｉ１が流れることになる。この場合、測定部３によって測定された電圧Ｖ４が、閾値電流に対応した電圧Ｖth1以上になる。よって、制御部４は、判定期間ｔ１２中の時刻ｔ１５に電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になることから負荷が短絡したと判断し、始動動作を継続させずに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させる（時刻ｔ１３）。尚、時刻ｔ１５に電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になってから、制御部４がＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させるまでの間に時間ｔ１６の遅れが発生している。この時間遅れは電流値をフィードバックする回路での遅れや制御部４での処理の遅れによるものである。

一方、負荷が正常な場合、上記の判定期間ｔ１２において、測定部３によって測定される電圧Ｖ４は電圧Ｖth1よりも小さくなる。よって、異常判定部４ｆは、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1よりも小さいことから異常無しと判断し、制御部４は、始動動作を継続させて、高圧放電灯ＬＰ１を始動、点灯させる。

以上説明したように、本実施形態の放電灯点灯装置Ａにおいても、放電灯の始動時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作を開始する前に制御部４はブートストラップコンデンサの充電を開始させる。そして、ブートストラップコンデンサの充電完了後に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を開始させ、且つ、ＤＣ／ＡＣインバータ２を動作（すなわち、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオン）させて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力を高圧放電灯ＬＰ１に印加する。この状態で制御部４が測定部３の測定値をもとに異常の有無を判定する判定期間ｔ１２を設けており、測定部３の測定値が異常な範囲になると、制御部４は、負荷への供給電力を通常時（安定点灯時）よりも低下させる。

これにより、高電位側の第１スイッチング素子を動作させるコンデンサが充電された後に、ＤＣ／ＡＣインバータ２が動作を開始し、さらにＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作を開始した状態で、測定部３の測定値から異常の有無を判定できる。そして、判定期間ｔ１２において異常有りと判定された場合は、制御部４が、高圧放電灯ＬＰ１への供給電力を通常時よりも低下させているので、回路に流れる過電流が低減され、回路部品に加わる熱ストレスが抑制される。

また、判定期間ｔ１２において制御部４が異常有りと判定した場合、制御部４が、信号ＬＦ１，ＬＦ２の信号レベルを両方共にＬレベルとして、ＤＣ／ＡＣインバータ２を構成する４石のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を全てオフさせてもよい。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２に過電流が流れるのを抑制して、回路を保護することができる。尚、判定期間ｔ１２において制御部４が異常有りと判定した場合、制御部４が、少なくとも高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を全てオフさせても良い。この場合でもＤＣ／ＤＣコンバータ１からＤＣ／ＡＣインバータ２に過電流が流れるのを抑制でき、回路を保護することができる。

また本実施形態では、判定期間ｔ１２において、測定部３が、負荷への出力電流Ｉ１（実際には出力電流Ｉ１に比例した電圧Ｖ４）を測定する。そして、出力電流Ｉ１が所定の閾値電流以上になると（すなわち、電圧Ｖ４が、閾値電流に対応した電圧Ｖth1以上になると）、負荷で短絡が発生したと制御部４は判断する。

このように、負荷で短絡が発生すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１から負荷側に過電流が流れるので、この過電流を検出することによって、制御部４は、負荷の短絡を簡単な回路構成で確実に検出することができる。なお、実施形態１で説明した放電灯点灯装置Ａにおいても、制御部４が、測定部３で測定された出力電流をもとに異常の有無を判定してもよいことは言うまでもない。

なお、上記の説明では、判定期間ｔ１２において、制御部４は、負荷への出力電流Ｉ１に基づいて異常の有無を判定するが、負荷への出力電圧Ｖ３に基づいて異常の有無を判定してもよい。

ここで、測定部３が負荷への出力電圧Ｖ３、実際には出力電圧Ｖ３に比例した電圧Ｖ５を測定し、その測定値をもとに異常判定部４ｆが異常の有無を判定する動作について図７を参照して説明する。尚、図７は始動時（実施形態１で説明した無負荷動作モードＭＤ１）における各部の波形図である。図７（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖ１、図７（ｂ）は制御部４からの信号ＬＦ１、図７（ｃ）は制御部４からの信号ＬＦ２である。また図７（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２、図７（ｅ）は高圧放電灯ＬＰ１に印加される電圧Ｖ３である。また図７（ｆ）は制御部４からの信号ＬＦ３、図７（ｇ）は高圧放電灯ＬＰ１に流れる出力電流Ｉ１、図７（ｈ）は測定部３によって測定される電圧Ｖ５である。

図７に示すように、ブートストラップコンデンサの充電完了後の時刻ｔ１１において、制御部４は、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせて負荷に電圧を印加した後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を開始させる。そして、時刻ｔ１１から所定の時間ｔ１２が経過するまでの間（上述の判定期間）に、制御部４の異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された電圧Ｖ５と、所定の閾値電圧に対応した電圧Ｖth2との高低を比較する。負荷が短絡した場合、負荷インピーダンスが通常時よりも大幅に低下するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端間に発生する電位差が通常時よりも大幅に低下し、ＤＣ／ＡＣインバータ２の出力端間に過電流が流れることになる。而して、判定期間ｔ１２において出力電圧Ｖ３が閾値電圧以下、すなわち電圧Ｖ５が電圧Ｖth2以下になると、異常判定部４ｆは負荷が短絡したと判断し、電圧Ｖ５が電圧Ｖth2を上回ると、異常判定部４ｆは異常無しと判断する。尚、電圧Ｖ５の立上り時間を考慮して、判定期間ｔ１２に移行してから所定時間が経過した時刻ｔ１７における電圧値Ｖ５をもとに異常判定部４ｆは短絡の有無を判定する。ここで、短絡が発生したと判定された時刻ｔ１７から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させるまでの間に時間ｔ１８の遅れが発生しているが、この時間遅れは制御部４での処理の遅れなどによるものである。

このように、判定期間ｔ１２において、出力電圧Ｖ３が所定の閾値電圧以下になると、すなわち測定部３によって測定された電圧Ｖ５が閾値電圧に対応した電圧Ｖth2以下になると、制御部４の異常判定部４ｆは負荷が短絡したと判断する。負荷で短絡が発生すると、負荷インピーダンスの大幅な低下によって、負荷で発生する出力電圧が低下するので、出力電圧の低下を測定することで、制御部４は、負荷の短絡を簡単な回路構成で確実に検出することができる。尚、閾値電圧は、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷が正常な場合に負荷に供給される電圧範囲よりは低く、且つ、短絡や地絡などの異常時に負荷に発生する電圧よりは高い電圧値に設定されている。また、実施形態１で説明した放電灯点灯装置Ａにおいても、制御部４が、測定部３で測定された出力電圧をもとに異常の有無を判定してもよいことは言うまでもない。

また判定期間ｔ１２において、制御部４の異常判定部４ｆが、負荷への出力電流及び出力電圧の両方から短絡の有無を判定しても良い。

制御部４の異常判定部４ｆが、測定部３によって測定された出力電流及び出力電圧をもとに異常の有無を判定する動作について図８を参照して説明する。尚、図８は始動時（実施形態１で説明した無負荷動作モードＭＤ１）における各部の波形図である。図８（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖ１、図８（ｂ）は制御部４からの信号ＬＦ１、図８（ｃ）は制御部４からの信号ＬＦ２である。また図８（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２、図８（ｅ）は高圧放電灯ＬＰ１に印加される電圧Ｖ３である。また図８（ｆ）は制御部４からの信号ＬＦ３、図８（ｇ）は高圧放電灯ＬＰ１に流れる出力電流Ｉ１、図８（ｈ）は測定部３によって測定される電圧Ｖ５、図８（ｉ）は測定部３によって測定される電圧Ｖ４である。

図８に示すように、ブートストラップコンデンサの充電完了後の時刻ｔ１１において、制御部４は、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせて負荷に電圧を印加した後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を開始させる。そして、時刻ｔ１１から所定の時間ｔ１２が経過するまでの間（上記の判定期間ｔ１２）に、制御部４の異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された電圧Ｖ５と電圧Ｖth2との高低を比較し、且つ、測定部３によって測定された電圧Ｖ４と電圧Ｖth1との高低を比較する。負荷が短絡した場合、負荷インピーダンスが通常時よりも大幅に低下するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端間に発生する電位差が通常時よりも大幅に低下し、ＤＣ／ＡＣインバータ２の出力端間に過電流が流れることになる。

而して、判定期間ｔ１２において、出力電流Ｉ１が閾値電流以上になり且つ出力電圧Ｖ３が閾値電圧以下になると、すなわち電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になり且つ電圧Ｖ５が電圧Ｖth2以下になると、異常判定部４ｆは負荷が短絡したと判断する。一方、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1を下回るか、或いは、電圧Ｖ５が電圧Ｖth2を上回ると、制御部４は異常無しと判断する。ここで、閾値電流は、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷が正常な場合に負荷に流れる出力電流Ｉ１の範囲よりは大きく、且つ、短絡や地絡などの異常時に発生する電流よりは小さい電流値に設定されている。また、閾値電圧は、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷が正常な場合に負荷に発生する電圧（出力電圧Ｖ３）の範囲よりは低く、且つ、短絡や地絡などの異常時に負荷に発生する電圧よりは高い電圧値に設定されている。

このように、判定期間ｔ１２において、出力電流Ｉ１が短絡状態の電流範囲になり、且つ、出力電圧Ｖ３が短絡状態の電圧範囲になると、制御部４は、負荷で短絡が発生したと判断する。これにより、始動動作中に、負荷異常によって発生する出力電圧の異常な低下や、負荷に流れる過電流を検出して、負荷の短絡を簡単な回路で確実に検出することができる。尚、実施形態１で説明した放電灯点灯装置Ａにおいても、制御部４が、測定部３で測定された出力電流及び出力電圧の両方から異常の有無を判定してもよいことは言うまでもない。

また、判定期間ｔ１２において制御部４が異常無しと判定した場合、図９に示すように、制御部４は、判定期間ｔ１２が終了した時刻ｔ１３の後もＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を継続させる。ここで、判定期間ｔ１２が終了した時刻ｔ１３において制御部４が信号ＬＦ１，ＬＦ２の信号レベルを共にＨレベルとして、ブートストラップコンデンサの再充電を行うようにしてもよい。これにより、判定期間ｔ１２の終了後にブートストラップコンデンサが再度充電されることになり、その後の始動モードＭＤ２やＤＣフェーズモードＭＤ３の第１期間ｔ１にオンされるスイッチング素子Ｑ２のオン時間を長く維持することができる。

図１０に示すように、判定期間ｔ１２において制御部４がＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせると、ブートストラップコンデンサＣ６が放電し、その両端電圧ＶＣ６が低下する。そのため、ブートストラップコンデンサＣ６の充電電荷によってスイッチング素子Ｑ２をオンさせることができる時間が短くなる。そこで、制御部４は、時刻ｔ１３から始動モードＭＤが始まるまでの期間ｔ２１において、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオンさせて、ブートストラップコンデンサＣ６の充電動作を行っている。このように、ブートストラップコンデンサＣ６を再充電することで、その後の始動モードＭＤ２やＤＣフェーズモードＭＤ３の第１期間ｔ１にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるのに必要な電荷を充電することが可能になる。

よって、ブートストラップコンデンサＣ６に静電容量の大きなものを使用しなくても、高電位側のスイッチング素子Ｑ２をより長い時間オンさせることができるから、回路の小型化が実現でき、実装面積を小さくできる。

尚、実施形態１で説明した放電灯点灯装置Ａにおいても、判定期間において制御部４の異常判定部４ｆが異常無しと判定した場合に、制御部４が、ブートストラップコンデンサの充電動作を再開させてもよい。これにより、始動後、ＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を開始させた際に立ち消え防止のためにオン時間を長くした場合でも、ブートストラップコンデンサを再充電しておくことで、高電位側のスイッチング素子のオン状態を長く維持することができる。

（実施形態３）
実施形態３の放電灯点灯装置Ａについて図１１〜図１３を参照して説明する。

本実施形態の放電灯点灯装置Ａは、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ１を備える点で実施形態１，２と異なり、その他の構成及び動作は実施形態１，２と同様であるので、実施形態１，２と共通する構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、磁気的に結合された巻線Ｐ３，Ｓ３を備えるトランスＴ３と、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１，Ｃ２を備える。コンデンサＣ１は直流電源Ｅ１の両端間に電源スイッチＳＷ１を介して接続されている。コンデンサＣ１の両端間には、トランスＴ３の巻線Ｐ３と、スイッチング素子Ｑ１が直列に接続されている。巻線Ｐ３及びスイッチング素子Ｑ１の接続点には巻線Ｓ３の一端が接続され、巻線Ｓ３の他端と直流電源Ｅ１の負極との間にはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２が接続されている。図示するＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧式のチョッパ回路からなり、その動作は従来周知であるから、詳細な説明は省略する。スイッチング素子Ｑ１のオン／オフは制御部４によって制御され、入力電圧を昇圧した一定電圧がコンデンサＣ２の両端間に生成される。尚、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ１として昇圧式のチョッパ回路を例示したが、降圧式のチョッパ回路や、昇降圧式のチョッパ回路を採用してもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１が非絶縁型の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作していない状態でも、負荷が短絡し、且つ、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンになっていると、図１１に点線ＲＴ３で示す経路で過電流が流れてしまう。

そこで、本実施形態においても、始動時に負荷の異常判定を行い、負荷が異常であると判定された場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させている。ここで、図１２を参照して、始動時に負荷の異常を判定する動作について説明する。図１２は始動時（実施形態１で説明した無負荷動作モードＭＤ１）における各部の波形図である。図１２（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖ１、図１２（ｂ）は制御部４からの信号ＬＦ１、図１２（ｃ）は制御部４からの信号ＬＦ２である。また図１２（ｄ）はＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２、図１２（ｅ）は高圧放電灯ＬＰ１に印加される電圧Ｖ３である。また図１２（ｆ）は制御部４からの信号ＬＦ３、図１２（ｇ）は高圧放電灯ＬＰ１に流れる出力電流Ｉ１、図１２（ｈ）は測定部３によって測定される電圧Ｖ５、図１２（ｉ）は測定部３によって測定される電圧Ｖ４である。

本実施形態でも、直流電源Ｅ１の供給が開始されると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が動作を開始するよりも前に、制御部４は、ブートストラップコンデンサの充電動作を開始させる。ブートストラップコンデンサの充電完了後の時刻ｔ１１において、制御部４は、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオンさせて負荷に電圧を印加した後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を開始させる。そして、時刻ｔ１１から所定の時間ｔ１２が経過するまでの間に、制御部４の異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された電圧Ｖ４（出力電流Ｉ１に相当）及び電圧Ｖ５（出力電圧Ｖ３に相当）をもとに、負荷での異常の有無を判定する。

すなわち、異常判定部４ｆは、測定部３によって測定された電圧Ｖ４と、所定の閾値電流に対応した電圧Ｖth1との高低を比較するとともに、測定部３によって測定された電圧Ｖ５と、所定の閾値電圧に対応した電圧Ｖth2との高低を比較する。そして、出力電流Ｉ１が閾値電流以上になり且つ出力電圧Ｖ３が閾値電圧以下になると、すなわち電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になり且つ電圧Ｖ５が電圧Ｖth2以下になると、異常判定部４ｆは負荷で異常が発生したと判断する。一方、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1より小さいか、或いは、電圧Ｖ５が電圧Ｖth2を超えると、異常判定部４ｆは異常無しと判断する。

負荷が短絡した場合、負荷インピーダンスが通常時よりも大幅に低下するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力端間に発生する電位差が通常時よりも大幅に低下し、ＤＣ／ＡＣインバータ２の出力端間に、閾値電流以上の出力電流Ｉ１が流れることになる。この場合、測定部３によって測定された電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になり、測定部３によって測定された電圧Ｖ５が電圧Ｖth2以下になる。よって、制御部４は、判定期間ｔ１２中の時刻ｔ１３において、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1以上になり、電圧Ｖ５が電圧Ｖth2以下になることから負荷が短絡したと判断し、始動動作を継続させずに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧動作を停止させる（時刻ｔ１３）。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が非絶縁型のコンバータ回路で構成されているので、時刻ｔ１３においてＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を停止させた後も、高圧放電灯ＬＰ１に電流が流れ続ける。よって、制御部４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を停止させてから所定の時間ｔ１９が経過した時刻ｔ２０に、信号ＬＦ１，ＬＦ２の信号レベルを共にＬレベルにして、ＤＣ／ＡＣインバータ２を構成する４石のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を全てオフさせている。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が非絶縁型であっても、負荷である高圧放電灯ＬＰ１に電流が流れ続けることがなく、負荷が短絡した場合に短絡電流が回路に流れ続けるのを止めることができる。

なお、図１３に示すように、制御部４は、負荷が短絡したと判断した場合、先ず時刻ｔ１３にＤＣ／ＡＣインバータ２を構成する４石のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を全てオフさせた後、時刻ｔ２０においてＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を停止させても良い。この場合にも、短絡電流が回路に流れ続けるのを止めることができ、図１２に示す保護動作に比べて、短絡電流が回路に流れる時間を短縮できるから、回路に加わるストレスをさらに低減できる。

一方、負荷が正常な場合、上記の判定期間ｔ１２において、測定部３によって測定される電圧Ｖ４は電圧Ｖth1より小さくなり、電圧Ｖ５は電圧Ｖth2よりも大きくなる。よって、制御部４は、電圧Ｖ４が電圧Ｖth1よりも小さくなるか、或いは、電圧Ｖ５は電圧Ｖth2よりも大きくなることから異常無しと判断し、始動動作を継続させて、高圧放電灯ＬＰ１を始動、点灯させる。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が非絶縁型であっても、実施形態１，２で説明した負荷異常判定を行い、負荷が異常と判定された場合はＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させているので、回路に流れる過電流を抑制できる。

尚、制御部４は、測定部３によって測定された出力電圧及び出力電流のうちの何れか一方から、負荷での異常の有無を判定してもよく、出力電圧や出力電流を閾値と比較する比較的簡易な回路構成で負荷の異常を検出することができる。

（実施形態４）
実施形態１〜３で説明した放電灯点灯装置Ａを自動車の前照灯に適用した実施形態について図１４を参照して説明する。

自動車Ｃは、左右の前照灯として高圧放電灯ＬＰ１を備えている。また自動車Ｃは、直流電源Ｅ１を電源として高圧放電灯ＬＰ１をそれぞれ点灯させる放電灯点灯装置Ａを備えている。ここにおいて、高圧放電灯ＬＰ１と放電灯点灯装置Ａとで前照灯が構成される。

放電灯点灯装置Ａは、実施形態１〜３で説明した放電灯点灯装置の何れかからなり、高圧放電灯ＬＰ１を含む負荷の異常を検出すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させて、回路に過電流が流れるのを抑制する。

ところで、近年、自動車は、燃費向上のために軽量化、小型化を図りつつ、居住性を向上させるために車内の居住空間を広げることが要求されており、その結果、エンジンルームは狭くなる傾向にある。

したがって、エンジンルーム内の温度がより高温になるのに加えて、高温を発するエンジンと、前照灯を点灯させる放電灯点灯装置Ａとの距離が狭まることになり、放電灯点灯装置Ａは、より高温の環境下で使用されることになる。

本実施形態の前照灯が備える放電灯点灯装置Ａは、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に負荷の異常を検出すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＡＣインバータ２の動作を停止させている。よって、回路に過電流が流れるのを抑制でき、回路部品に加わる熱ストレスを低減できるから、高温環境下で使用される場合でも、ロバスト性が高い放電灯点灯装置Ａを備えた前照灯を実現することができる。

Ａ 放電灯点灯装置
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ ＤＣ／ＡＣインバータ
２ａ 駆動部
３ 測定部
４ 制御部
Ｃ６ コンデンサ
ＬＰ１ 高圧放電灯
Ｑ２，Ｑ３ 第１スイッチング素子
Ｑ４，Ｑ５ 第２スイッチング素子

Claims (10)

1. 直流電源からの入力電圧をスイッチングすることによって放電灯が点灯するのに必要な電圧値に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間に、高電位側の第１スイッチング素子と低電位側の第２スイッチング素子との直列回路が少なくとも１回路分接続されたブリッジ回路からなり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力を交流出力に変換して前記放電灯を含む負荷に供給するＤＣ／ＡＣインバータと、
   少なくとも安定点灯時に前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを所定の周期で交互にオンさせることによって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力の極性を所定の周期で交番させた交流出力に変換する駆動部と、
   前記負荷への出力電圧及び出力電流のうち少なくとも何れか一方を測定する測定部と、
   前記測定部の測定値が異常な範囲になると、前記放電灯への供給電力を通常時よりも低下させる制御部とを備え、
   前記駆動部は、低電位側の前記第２スイッチング素子のオフ時に高電位側の前記第１スイッチング素子をオンさせるために、前記第１スイッチング素子の制御電極に必要な電荷を供給するコンデンサを備え、
   前記コンデンサは、前記第２スイッチング素子のオン時に充電され、
   前記放電灯の始動時に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが動作を開始する前に前記コンデンサの充電を開始し、且つ、前記コンデンサの充電完了後に前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣインバータを動作させた状態で、前記制御部が前記測定部の測定値をもとに異常の有無を判定する判定期間を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記制御部は、前記判定期間において、前記測定部の測定値が異常な範囲になると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記制御部は、前記判定期間において、前記測定部の測定値をもとに、前記異常として前記負荷での短絡の有無を検出することを特徴とする請求項１又は２の何れか記載の放電灯点灯装置。
4. 前記判定期間において前記制御部が異常無しと判定した場合、前記駆動部が前記コンデンサを再度充電することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
5. 前記判定期間において前記測定部は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を測定し、
   前記測定部によって測定された電流値が所定の閾値電流以上になると、前記制御部は、前記負荷で短絡が発生したと判断することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
6. 前記判定期間において前記測定部は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を測定し、
   前記測定部によって測定された電圧値が所定の閾値電圧以下になると、前記制御部は、前記負荷で短絡が発生したと判断することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
7. 前記判定期間において前記測定部は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流及び出力電圧を両方共に測定し、
   前記測定部によって測定された電流値が所定の閾値電流以上になり、且つ、前記測定部によって測定された電圧値が所定の閾値電圧以下になると、前記制御部は、前記負荷で短絡が発生したと判断することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
8. 前記制御部は、前記判定期間に異常が発生したと判定すると、所定の時間内に、少なくとも高電位側の前記第１スイッチング素子を全てオフさせることを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
9. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータが非絶縁型であることを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
10. 請求項１乃至９の何れか１項に記載の放電灯点灯装置を備えることを特徴とする前照灯。

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